KR101137576B1 - 중간 내지 고 전압의 3레벨 이상의 ａｃ 구동 인버터 브리지를 구동하는 저 전압 2레벨 6펄스 인덕션 모터 제어기 - Google Patents

중간 내지 고 전압의 3레벨 이상의 ａｃ 구동 인버터 브리지를 구동하는 저 전압 2레벨 6펄스 인덕션 모터 제어기 Download PDF

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Abstract

본 발명은 2레벨 AC 드라이브 인버터 브리지와 함께 이용되도록 설계된 상용 제어기로 인버터 브리지를 3레벨 이상으로 구동할 수 있게 하는 방법 및 회로에 관한 것이다. 일반 인덕션 모터 제어기 또는 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터의 신호가 중간 및 고 전압 어플리케이션에서 이용되는 바와 같이, 3레벨 이상의 인버터 브리지의 12개 이상의 스위치를 구동하도록 이용된다. 3레벨 이상의 인버터 브리지의 스위칭에 적당한 시퀀스와 타이밍은 6 펄스폭 변조기의 출력, 또는 2레벨 제어기의 자속과 토크 제어 장치나 전압 제어 장치의 출력에 일부 기초한다.

Description

중간 내지 고 전압의 3레벨 이상의 ＡＣ 구동 인버터 브리지를 구동하는 저 전압 2레벨 6펄스 인덕션 모터 제어기 {LOW VOLTAGE, TWO-LEVEL, SIX-PULSE INDUCTION MOTOR CONTROLLER DRIVING A MEDIUM-TO-HIGH VOLTAGE, THREE-OR-MORE-LEVEL AC DRIVE INVERTER BRIDGE}
본 발명은 2002년 7월 31일자 출원된 미국 가출원 제60/399,355호 및 2003년 3월 12일자 출원된 미국 가출원 제60/453,817호로부터 우선권을 주장하고 있으며, 이 두 가출원은 본 발명에 참조로 포함되어 있다.
본 발명은 2레벨의 인버터 브리지로 디자인된 제어기의 제어로 동작하는 3레벨 이상의 인버터 브리지를 이용하는 인덕션 모터의 작동에 관한 것이다.
AC(교류) 드라이브로 또한 불리는 인덕션 모터 드라이브는 다상의 인덕션 모터의 속도와 토크를 제어하는 데 이용되었으며, 이는 오랫동안 관련 산업에서 편리한 기계로 이용되었다.
오늘날의 AC 드라이브는 2개의 카테고리, 즉 저 전압 및 중간 전압으로 분류된다. 저 전압 AC 드라이브는 광범위하게 이용되며 0VAC 내지 600VAC의 범위에 적용된다. 저 전압 AC 드라이브는 전 세계에 걸쳐 거의 500개의 회사에서 제조되고 있다. 중간 전압 AC 드라이브는 약 660VAC 이상 최고 15,000VAC까지의 입력 라인 전압에 적용된다. 약 6개의 회사만이 중간 전압 AC 드라이브를 설계 제조하고 있다. 고 전압 AC 드라이브는 15,000VAC 이상의 전압에 적용되지만, 저 전압 및 중간 전압 AC 드라이브와 비교하여 일반적으로 이용되지는 않는다. 최근에, 저 출력 전압 고조파를 필요로 하는 자동차 산업 및 그 외 몇 특수 적용 분야에서는 저 전압 모터에 다레벨 인버터 브리지를 이용하는 것을 고려하고 있다. 본 발명은 이 경우를 또한 다루고자 한다.
최근까지 파워 반도체 스위치는 최대 1,700V로 정격되고, 이는 저 전압 3상(three-phase) AC 드라이브가 6스위치 인버터 브리지를 이용하는 것을 가능하게 한다. 오늘날, 최신식의 반도체 스위치는 2,500V, 3,300V, 4,500V, 6,500V로 정격되어, 2,000VAC까지의 입력을 갖는 2레벨 6스위치 인버터 브리지에서 이용될 수 있다. 2,000VAC 이상에서는, 인버터 브리지가 더 많은 수의 직렬 접속된 파워 반도체 스위치를 필요로 한다. 최대 4,000V까지의 3상 중간 전압 인덕션 모터에 가장 보편적인 인버터 형태는 3레벨 12스위치 인버터 브리지이다.
인버터 브리지에서 레벨의 수는 인버터 브리지가 그 출력에서 특정한 전압 레벨을 취득하기 위해서 필요로 하는 직류(DC) 전압 스텝의 수를 정의한다. 파워 반도체 스위치는 전압 용량을 제한하고 있기 때문에, 인버터 브리지의 전체 DC 버스 전압을 전압 스텝의 수로 분할하여, 각 전압 스텝이 하나의 파워 스위치로 취급될 수 있게 한다.
도 1에서 나타낸 바와 같이, 종래의 2레벨 AC 드라이브에서, 3상 AC 파워(R, S, T)는 선택적 입력 라인 리액터(80)를 통과한 후에, 정류기(10) 및 커패시터(20)에 의해 정류되어 2레벨 DC 버스를 형성한다. 디자인 방법에 따라서, DC 버스 상의 입력 고조파는 DC 리액터(81)에 의해 더욱 저감될 수 있다. 2레벨 PWM 전압 출력을 형성하는 6스위치 인버터 브리지 양단에 2레벨 DC 버스 전압이 인가된다.
6개의 스위치는 각각 2개의 스위치(30-31, 32-33, 및 34-35)를 갖는 3개의 분기로 분할되게 된다. 제어기(도시 생략)는 각 스위치를 각 스위치의 제어 단자를 통해 제어한다. 3상 모터(90)는 한 분기의 두 스위치 간의 중간 지점(각각, 71, 72, 73)으로부터 생긴 위상(phase) 접속부를 가지고, 3개의 분기가 3개의 위상을 형성하고 이것이 함께 모터를 구동한다.
DC 버스의 2레벨은 양의 버스와 음의 버스를 구성한다. 각 분기의 상단 스위치는 양의 버스에 접속되고 하단 스위치는 음의 버스에 접속된다. 한 분기의 2개의 스위치는 직렬(예를 들어, 스위치(30) 및 스위치(31)) 접속되므로 단락 없이는 동시에 턴온(turn-on)될 수 없다. 단락을 방지하기 위해서는, 제어기로 스위치 지연 시간을 고려해야 한다. 상단 스위치는 하단 스위치가 턴온되기 전에 턴오프(turn-off)되어야 하고, 또 그 역도 동일하다. 각 스위치는 양과 음의 버스 사이의 온(full) 전압을 처리할 수 있어야 한다.
2레벨 드라이브와 비교하여, 3레벨 AC 드라이브에서는, 도 2에서 나타낸 바와 같이, DC 버스가 3전압 레벨(상대적으로 양, 중성 및 음으로 표시)을 가지며, 인버터 브리지는 12개의 스위치(130-141)를 갖는다. 스위치(130-141)는 3개의 동일한 분기로 분할되고, 각 분기는 3상 모터(190)의 하나의 위상에 접속된다. 따라서, 각 분기는 4개의 스위치가 직렬 접속되어 있으며(130-133, 134-137, 및 138-141), 모터(190)에의 각 접속부는 중간 지점(171-173)으로부터 생긴다.
각 분기의 상단의 두 스위치는 양의 버스에 접속되어 하나의 스위치처럼 행동하지만, 이들은 동시에 온 또는 오프될 수 없다. 최상단의 스위치(예를 들어, 스위치(130))는 상단 쌍의 다른 스위치(예를 들어, 스위치(131)) 이후에 턴온되고 이전에 턴오프된다. 각 분기의 하단의 두 스위치는 음의 버스에 접속되어 있다. 최하단의 스위치(예를 들어 스위치(133))는 하단 쌍의 다른 스위치(예를 들어, 스위치(132)) 이후에 턴온되고, 이전에 턴오프되어야 한다. 스위치는 단자(150-161)를 통해 인가된 신호로 제어된다. 여기서 역시, 단락을 방지하기 위해서 스위치 지연 시간을 고려해야 한다.
비교를 위해서, 3, 4, 및 5 레벨의 인버터의 단일 분기(즉, 위상)를 각각 도 3a, 3b, 및 3c에서 나타내었다.
다레벨을 이용하는 능력은, 저 전압 정격된 파워 스위치로 고 출력 전압을 제공하는 것에 부가하여, 저 고조파 왜곡을 갖는 출력 전압을 형성한다는 이점을 갖고 있다. 예를 들어, 3레벨 인버터는 2레벨 인버터 브리지보다 전압 고조파 왜곡이 작다.
3레벨 인버터의 단점은 2레벨 인버터 브리지가 6개의 반도체 파워 스위치만을 필요로 하는 반면, 3레벨 인버터 브리지는 12개의 스위치를 필요로 하므로, 비용이 증가한다는 것이다. 이들 비용은 레벨이 부가됨에 따라 계속 증가하게 되는데, 즉 4레벨 인버터는 18개의 스위치를 5레벨 인버터는 24개의 스위치를 필요로 한다.
또 다른 비용 증가 요인으로 레벨의 수와 인버터 브리지의 스위치가 증가하기 때문에, 스위치를 제어하는 복잡성이 또한 증가한다는 것이 있다. 스위치를 구동하는 신호는 주의깊게 시간이 정해져야 하는데, 그렇지 않으면 스위치는 손상되거나 파괴될 수 있다. 이런 복잡성이 다레벨의 인버터가 이용되는 제어기의 비용을 증가시킨다.
따라서, 비용 대 편익 분석에 의하면 통상 다레벨의 인버터는 출력 전압, 고조파 및 파워 필요 조건이 2레벨 인버터의 용량을 초과할 때에만 이용되는 결과를 가져온다. 이 결과의 부작용은 다레벨의 드라이버의 제어기가 더욱 작은 크기로 제조된다는 것이다.
인덕션 모터 드라이브는 모터를 제어하고 또한 이에 부가하여 진단 정보를 통신하고, 조작자 및/또는 호스트 또는 슬레이브 프로세스 컴퓨터로부터 제어 입력을 수신하고, 드라이브 어플리케이션으로부터 명령을 수신하고, 외부 제어 기능을 실행하고, 및/또는 여러 직렬 통신 프로토콜을 인터페이스하여 통신 게이트웨이로서 작용하는 등과 같은 다수의 인터페이싱 작업을 실행해야 한다. 이들 기능은 모두 모터 제어에 부가되는 것으로, 많은 전문적 지식과 리소스의 개발을 요구한다. 크기가 더 적어진 결과, 중간 및 고 전압 드라이브가 이용되는 다레벨의 시스템의 제어기는 더욱 값비싸지고 보통 저 전압 AC 드라이브에 대해 제조된 2레벨 시스템에 대응하는 제어기보다 적거나 제한된 인터페이싱 능력을 제공한다. 불행히도, 저 전압 인덕션 모터 제어기로부터의 통상의 2레벨 변조기 신호는 다레벨의 인버터 브리지의 제어에는 적합하지가 않다.
그렇다 해도 다레벨의 인버터 브리지를 제어하도록 기존의 "상용"(off-the-shelf) 저 전압 제어기를 이용하기 위해서는 개발 사이클을 단축하고 중간 및 고 전압 AC 드라이브의 제품 가용성을 최고화해야 한다. 이 방법의 다른 장점은 저 전압 드라이브가 큰 크기로 제조되기 때문에, 2레벨 제어기의 비용이 최적화되고 제어기의 회로가 우수한 질과 신뢰성을 갖게 된다는 것이다.
<발명의 요약>
본 발명은 2레벨 인버터 브리지를 이용하도록 설계된 "상용" 제어기가 3 이상의 레벨을 갖는 인버터 브리지를 구동하는 것을 가능하게 한다. 여기에서 이용되는 바와 같이, "다레벨"은 "3 이상의 레벨"을 의미하는 것이다. 일반 인덕션 모터 제어기나 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터의 신호가 중간 및 고 전압 어플리케이션에서 이용되는 바와 같이, 3레벨 인버터 브리지의 12개의 스위치를 구동하거나, 다레벨의 인버터를 구동하는 데에 이용된다.
본 발명의 제1 태양은 다레벨의 인버터 브리지를 2레벨 인덕션 모터 제어기로 제어하는 방법으로서, 이 2레벨 인덕션 모터 제어기는 2레벨 인버터 브리지의 6개의 스위치의 스위칭을 제어하기 위한 6개의 변조 신호를 출력한다. 이 방법은 6개의 변조 신호를 12개 이상의 시간 조정 신호(time-coordinated signal)로 변환하고, 다레벨 인버터 브리지의 대응하는 12개 이상의 스위치를 시간 조정 신호를 인가하는 것으로 제어하는 단계를 포함한다.
본 발명의 제2 태양은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 6개의 변조 신호에 기초하여, 다레벨의 인버터 브리지를 제어하는 데에 필요한 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 어댑터 회로이다. 이 전자 회로는 3쌍의 변조 신호 입력 - 이로써 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터의 6개의 변조 신호가 회로에 입력됨-, 3세트의 시간 조정 신호 출력 - 각 세트의 시간 조정 신호는 다레벨 인버터 브리지의 분기의 스위치를 제어하도록 시간 정해짐-, 및 각 변조 입력 신호에 적어도 턴온 지연이나 턴오프 지연을 부가하여 각 쌍의 변조 입력 신호로부터 각 세트의 시간 조정 출력 신호를 형성하는 타이밍 회로를 포함한다. 시간 조정 신호는 각 분기 세트에 대해 다레벨 인버터 브리지의 스위치의 절반 이상이 오프가 되도록 구성된다. 타이밍 회로는 아날로그 회로, 디지털 회로, 디지털 신호 프로세서(DSP), 또는 마이크로프로세서를 이용하여 구현될 수 있다.
본 발명의 제3 태양은 3상 모터를 구동하기 위한 시스템으로서, 이 시스템은 2레벨 인버터 브리지를 제어하기 위한 신호를 출력하는 2레벨 인덕션 모터 제어기, 3개의 분기로 분할된 12개 이상의 스위치를 가지는 다레벨 인버터 브리지 - 각 분기는 3상 모터를 구동하기 위한 3상 출력 중 하나의 위상을 제공함-, 및 2레벨 인덕션 모터 제어기 변조기에 의해 출력되는 신호로부터 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 전자 회로를 포함한다. 12개 이상의 신호는 다레벨 인버터 브리지의 12개 이상의 스위치를 제어한다.
본 발명의 제4 태양은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 명령 신호로 다레벨 인버터 브리지를 제어하는 방법이다. 명령 신호는 보통 3상 모터를 조절하는 데에 이용된다. 본 발명의 실시예에서, 이들은 직렬 또는 병렬 포트를 거쳐 적어도 하나의 다레벨 변조기를 포함하는 개별 회로에 전달된다. 바람직하게, 모터 제어기는 벡터 제어를 이용하여, 벡터 명령 신호가 모터의 속도와 토크를 조절하는 데에 이용된다. 명령 신호는 이용되는 변조기의 유형에 맞게 수학적으로 변형된다. 스칼라 제어와 같은 다른 유형의 제어를 또한 이용할 수 있다. 어느 경우에나, 이 방법은 명령 신호에 기초하여 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하고, 이들을 어느 유형의 다레벨 변조기에나 입력하여, 다레벨 인버터 브리지의 대응하는 12개 이상의 스위치를 제어하는 단계를 포함한다.
다른 태양, 목적 및 장점을 이하 상세한 설명에서 기재한다.
도 1은 종래의 2레벨 인버터의 회로도이다.
도 2는 종래에 그리고 본 발명에도 이용되는 3레벨 인버터의 회로도이다.
도 3a 내지 도 3c는 각각 3, 4, 및 5레벨 인버터의 단일 분기를 도시한다.
도 4의 A 내지 C는 각각 3, 4, 및 5레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치에 대한 스위칭 상태를 도시한다.
도 5는 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 6개의 변조 신호를 12개 이상의 신호로 변환하고, 이 12개 이상의 신호로 복수 레벨 인버터 브리지의 12개 이상의 스위치를 제어하는 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 단계를 도시한다.
도 6은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 6개 변조 신호 중 둘(한 쌍)을 시간 조정 신호로 변환하고, 이 시간 조정 신호로 다레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하는 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 단계를 추가로 도시한다.
도 7a 내지 도 7d는 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 한 쌍의 변조 신호를 다레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호로 변환하기 위한 제1 과정(즉, 도 6에서 단계 600)을 도시한다.
도 8a 및 8b는 도 7a 내지 도 7d의 과정의 순차적 구현예를 도시한다.
도 9a 및 도 9b는 도 7a 내지 도 7d의 과정의 다른 순차적 구현예를 도시한다.
도 10은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 한 쌍의 변조 신호를 다레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호로 변환하기 위한 제2 과정(즉, 도 6의 단계 600)을 도시한다.
도 11은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 한 쌍의 변조 신호를 3레벨 인버터 브리지의 한 분기의 4개의 스위치를 제어하기 위한 4개의 시간 조정 신호로 변환하는, 도 10의 과정의 구현예이다.
도 12는 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 한 쌍의 변조 신호를 4레벨 인버터 브리지의 한 분기의 6개의 스위치를 제어하기 위한 6개의 시간 조정 신호로 변환하는 도 10의 과정의 구현예이다.
도 13은 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 한 쌍의 변조 신호를 5레벨 인버터 브리지의 한 분기의 8개의 스위치를 제어하기 위한 8개의 시간 조정 신호로 변환하는 도 10의 과정의 구현예이다.
도 14는 3레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호를 형성하기 위해서 한 쌍의 변조 신호에 부가되는 턴온 및 턴오프 지연을 설명하는 신호 형성 타이밍도이다.
도 15는 4레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호를 형성하기 위해서 한 쌍의 변조 신호에 부가되는 턴온 및 턴오프 지연을 설명하는 신호 형성 타이밍도이다.
도 16은 5레벨 인버터 브리지의 한 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호를 형성하기 위해서 한 쌍의 변조 신호에 부가된 턴온 및 턴오프 지연을 설명하는 신호 형성 타이밍도이다.
도 17a 내지 도 17p는 도 14에 도시한 바와 같이, 제어 및 오류 조정 기능을 포함하는 타이밍 기능을 실현하는 CPLD 프로그램의 회로도이다.
도 18은 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 인덕션 모터 드라이브 시스템 내의 신호 흐름을 도시한다.
도 19는 3레벨 인버터 브리지로 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 인덕션 모터 드라이브 시스템의 블럭도이다.
도 20a는 2레벨 인덕션 모터로부터의 벡터 제어 데이터를 다레벨 인버터 브리지의 12개 이상의 스위치를 제어하는 데에 필요한 12개 이상의 신호로 변환하는, 벡터 제어를 이용하는 본 발명의 제2 변형예를 구현하는 프로세스 단계를 도시한다.
도 20b는 2레벨 인덕션 모터로부터의 스칼라 제어 데이터를 다레벨 인버터 브리지의 12개 이상의 스위치를 제어하는 데에 필요한 12개 이상의 신호로 변환하는, 스칼라 제어를 이용하는 본 발명의 제2 변형예를 구현하는 프로세스 단계를 도시한다.
도 21은 본 발명의 제2 변형예를 구현하는 인덕션 모터 드라이브 시스템 내의 신호 흐름을 도시한다.
도 22는 본 발명의 제2 변형예를 3레벨 인버터 브리지로 구현하는 인덕션 모터 드라이브 시스템의 블럭도이다.
도 23a 내지 도 23c는 2레벨 시스템의 사인-삼각파 비교 변조를 보여준다.
도 24는 도 23b 및 도 23c의 사인-삼각파 변조 기구의 2레벨 위상 대 위상(또는 라인 대 라인) 전압을 가상 기본 성분과 중첩하여 도시한다.
도 25는 도 24의 2레벨 위상 대 위상(또는 라인 대 라인) 출력 전압의 스펙트럼 분석이다.
도 26a는 변조로 결과된 4레벨 사인-삼각파 변조 캐리어 파형 및 사인파의 세트를 도시한다.
도 26b는 도 26a의 사인파에 대해, 4레벨 인버터 브리지로부터의 위상 출력 전압의 스위칭 상태를 도시한다.
도 27의 A는 3레벨 시스템으로 본 발명의 제2 변형예를 구현할 때의 3레벨 인버터 브리지의 위상 전압 출력을 도시한다.
도 27의 B는 3레벨 시스템으로 본 발명의 제2 변형예를 구현할 때의 3레벨 인버터 브리지의 라인 대 라인 전압 출력을 도시한다.
도 27의 C는 3레벨 시스템으로 본 발명의 제2 변형예를 구현할 때의 3레벨 인버터 브리지의 라인 전류 출력을 도시한다.
도 28은 아날로그 계통의 시간 지연 및 게이트 논리 회로의 예를 도시한다.
도 29a 및 도 29b는 제어기의 내부 시그널링 형태를 나타내는, 외부 인버터 및 AC 모터에 접속된 종래의 벡터계 제어기를 도시한다.
도 30a 내지 도 30d는 종래의 모터 제어기에 접속되어 있는 본 발명의 제2 변형예의 변조기 어댑터 회로의 실시예를 도시한다.
본 기술 분야에 공지되어 있는 바와 같이, 일반 인덕션 모터 드라이브 제어기의 일부로 펄스폭 변조기로 불리는 특수 회로가 있다. 저 전압 드라이브 시스템(즉, 0 - 600V)에서는, 이들 변조기의 출력이 2레벨 인버터 브리지의 6개의 스위치를 직접 제어하도록 이용된다. 예를 들어, 도 1을 참조하면, 제어기의 6개의 펄스폭 변조기의 출력은 단자(50-55)를 거쳐 2레벨 인버터 브리지에 인가된다. 이들 변조기는 모터 제어기의 속도 및 토크 제어 장치로부터 나오는 전압(또는 전류) 및 위상 입력 신호로부터 펄스폭 변조 신호를 유도한다. 예시의 제어기는 전계 배향된 벡터 제어, 또는 단일의 개방 루프 전압 제어기이다. 통상의 변조 방법의 예로는 사인-삼각파(sine-triangle) 비교, 공간 벡터, 및 제3 고조파 주입법이 있다.
본 발명에서는, 다레벨 인버터 브리지의 적당한 스위칭 시퀀스와 타이밍은 6개의 펄스폭 변조기의 출력(제1 변형예) 또는 속도 및 토크 제어 장치의 출력(제2 변형예)에 일부 기초한다. 다레벨 인버터 브리지의 각 스위치의 위치와 지연 시간에 대해 고찰한다.
이 명세서 전체에서, 설명을 간략하게 하기 위해 변수를 이용한다. 변수 "N"은 다레벨 인버터의 스위치 개수, 및 다레벨 인버터 브리지를 제어하는 데에 이용되는 신호의 개수로서 상호 대체하여 이용되는 것이다. 통상, 다레벨 인버터 브리지가 "L" 레벨을 가지면, N=6(L-1)이 된다. 이용되는 다른 변수로 "b"가 있는데, 이는 항상, 1, 2 또는 3이며, 인버터 브리지의 분기 또는 인버터 브리지의 분기를 제어하는 신호의 세트를 말한다. 스위치 및 이 스위치를 제어하는 신호는 둘 다 상호 대체하여 언급된다(즉, Sn). 지연 값 △tb는 적어도 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간 정도이다. 도면에서 나타낸 인버터 스위치는 각각 트랜지스터를 포함하지만, 적당한 전압과 스위칭 특성을 가지는 임의의 유형의 스위치나 가지는 인버터도 이용할 수 있다.
도 2의 3레벨 인버터 브리지를 일 예로 참조하여, 동작 스위칭 상태를 이하 요약한다. 3레벨 인버터 브리지의 분기를 형성하는 스위치(130-133)는 S1-S4로 언급된다. 이 구성을 또한 도 3a에서 도시한다. S1-S4로 설명한 개요는 다른 분기에도 동일하게 적용되며 - 간략하게 할 목적으로 예시의 분기만을 논의하고 있다.
스위치는 다음 세 상태 중 하나를 취하게 된다:
1) S1 및 S2는 오프, S3 및 S4는 온;
2) S2 및 S3는 온, S1 및 S4는 오프:
3) S1 및 S2는 온, S3 및 S4는 오프.
이들 상태는 도 4의 A로 제공한 표에서 반영되고 있다. 4 및 5레벨 인버터 브리지의 분기에 가능한 스위칭 상태를 각각 도 4의 B 및 도 4의 C에 제공한다.
DC 전압 Vdc는 직렬 접속된 스위치의 절반 이하에는 전혀 인가되지 않으며, 이로 인해 전압이 각 개별 스위치의 전압 정격의 2배 정도로 커진다는 것을 알 수 있다. 다시 말해, 각 분기 b에 대해, 시간 조정 신호/스위치 S1b 내지 S(N/3)b의 N/6개 이상이 로직 오프 상태를 갖게 되는 것이다.
다레벨 인버터 브리지의 스위칭에 적당한 시퀀스와 타이밍이 유도되는 방법은 구현되는 본 발명의 특정 변형예에 따라서 다르다.
제1 변형예에 의하면 어느 2레벨 인덕션 모터 제어기나 3레벨 인버터 브리지로부터 의사(quasi) 2레벨 출력 전압을 형성함으로써 다레벨 중간 또는 고 전압 인버터 브리지를 유도할 수가 있다. 2레벨 제어기에 의해 발생된 6개의 변조 신호는, 다레벨 인버터 브리지의 스위치의 위치와 지연 시간을 고려하여, 다레벨 인버터 브리지를 제어하는 데에 필요한 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하도록 시간이 재배열된다. 이 변형예는 다레벨 인버터 브리지가 2레벨 전압 출력을 형성하는 결과를 초래하므로 다레벨 인버터 브리지에서는 가능한 고조파 왜곡이 작다는 장점을 갖지 못한다. 이 변형예는 많은 어플리케이션, 특히 최대 750HP까지의 모터에 적합하다.
제2 변형예는 일반 인덕션 제어기 내에서 통상적으로 이용되는 명령 신호를 이용하는 것이다. 제어 방법은 바람직하게는 벡터 제어로서, 이 경우에 일반 인덕션 모터 제어기 내의 자속과 토크 제어 장치만이 이들의 출력 신호나 이들 출력의 수학적 변형(벡터 제어 데이터로 또한 알려짐)을 다레벨 변조기를 갖는 외부 제어 회로에 전송함으로써 이용된다(즉, 일반 인덕션 모터 제어기는 외부 다레벨 변조기에 가장 적합한 세트의 신호를 인터페이스 포트를 거쳐 인터페이스 포트 및 3레벨 또는 그 이상의 레벨(다레벨) 변조기를 또한 포함하는 외부 회로에 보낸다). 외부 제어 회로의 다레벨 변조기는 중간 또는 고 전압 인버터 브리지의 파워 스위치를 유도한다. 이 변형예는 기존의 저 전압 및 2레벨 인덕션 모터 제어기가 중간 또는 고 전압 다레벨 인버터 브리지를 구동할 수 있게 한다. 이 변형예의 장점은 3레벨 출력 전압 파형이 저 전압 고조파 컨텐트로 형성된다는 것이다. 이 방법은 또한 기존의 제어기의 스위칭 주파수를 분리하므로, 타겟의 스위칭 주파수가 다레벨 인버터 브리지의 고 전압 반도체 스위치에 대해 최적화될 수 있다. 스위치의 정격 전압이 커질수록, 스위치의 정격 출력 파워를 얻는 데에 필요한 스위칭 주파수는 더욱 작아진다.
이 두 변형예에서, 인버터의 12개 이상의 파워 스위치는 가변 듀티 사이클로 턴온 및 오프되어 스위치로부터의 출력이 인덕션 모터와 같은 3상 인덕션 부하에 인가될 때 밸런스된 3상 사인 곡선 전류 파형을 형성한다.
제1 변형예
본 발명의 제1 변형예에 관한 실시예는 다레벨 인버터 브리지를 제어하기 위해 일반 제어기 2레벨 변조기로부터의 6 펄스폭 변조 구동 신호를 이용한다. 이것은 다레벨 인버터 브리지 내의 각 스위치의 위치 및 스위치의 턴온 및/또는 턴오프 지연 시간을 고려하여, 2레벨 변조기의 6개의 신호를 3레벨 이상의 인버터 브리지에 필요한 다수의 시간 조정 신호로 분리하는 것으로 이룰 수가 있다. 다레벨 인버터 브리지 내에서의 스위치의 위치는 스위치에 인가되는 신호의 전체 타이밍을 결정한다.
제1 실시예는 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 방법이다. 도 5에서 도시한 바와 같이, 6개의 변조 신호는 N개의 시간 조정 신호로 변환되고(단계 500), N개의 시간 조정 신호는 다레벨의 인버터 브리지의 N개의 스위치를 제어하는 데에 이용되고 있다(단계 510). 도시한 바와 같이, 3상의 펄스폭 변조 출력이 있다. 상기 설명한 바와 같이, 6개의 변조 신호가 N개의 시간 조정 신호로 변환될 때, 각 분기 b에 대해서, 시간 조정 신호의 N/6개 이상은 로직 오프 상태를 갖게 될 필요가 있다.
6개의 변조 신호는 원래 두 스위치의 3개의 분기를 각각 제어하기 위한 것이기 때문에(도 1), 6개의 변조 신호는 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로 더욱 특성을 이룬다. 이들 변조 신호가 2레벨 인버터 브리지를 제어하는 데에 이용되면, 각 쌍은 2레벨 브리지의 3개의 분기 중 하나를 제어하게 된다. 즉, 각 쌍은 3상 출력 중 하나의 위상을 제어하게 된다.
바람직하게, 도 6에서 도시한 바와 같이, 각 쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b는 N/3개의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b로 변환된다(단계 600). 각 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b의 타이밍은 적어도 다레벨 인버터 브리지의 스위치의 지연 시간에 따라 변한다. N/3개의 시간 조정 신호는 다음에 다레벨 인버터 브리지의 3분기 중 하나의 스위치를 제어하는 데에 이용된다(단계 610).
변조 신호에서 시간 조정 신호로의 변환은 규칙 기반의 과정을 적용하여 더욱 정의되게 된다.
제1 과정을 도 7a 내지 도 7d에서 도시한다. 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태이고 이전에 로직 오프 상태를 가지며, 시간 조정 신호 S(N/3)b 내지 S(N/6+1)b에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, 이전에 로직 오프 상태를 갖는다. 값 y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수이다.
이 과정을 더욱 잘 이해하기 위해서는, 5레벨 인버터 시스템을 일 예로 생각하면 된다. 도 3c에서 나타낸 바와 같이, 이 시스템의 분기는 8개의 스위치(S1-S8)를 갖는다. 그 결과 총 24개의 스위치가 생긴다(N=24). 따라서, 정의한 바와 같이 y=1 내지 3이다.
시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b(즉, 도 3c의 분기의 스위치 S1 내지 S4)를 오프에서 온으로 전환하는 과정의 일부를 도 7a에 나타내었다. S4가 로직 오프에서 로직 온으로 전환될 때, 단계 703은 트루가 된다. 지연(704) 이후에, S3은 로직 오프 상태에서 로직 온 상태로 세트된다(705). 물론, S3이 오프에서 온으로 전환되므로, 단계 703은 이젠 S3 때문에 다시 트루가 된다. 따라서 지연(704) 이후에, S2는 로직 오프 상태에서 로직 온 상태로 세트된다. 이 순서는 마지막으로 S1이 로직 오프 상태에서 로직 온 상태로 세트될 때까지 계속되고, 이 때에는 단계(703)를 트리거할 더 이상의 신호 전환이 없기 때문이다.
도시한 바와 같이, 초기 트리거 동작은 변조 신호 A1을 로직 오프에서 로직 온으로 전환하는 것으로(701), S(N/6)을 오프에서 온으로 트리거한다(702).
도 7b 내지 7d에서 도시한 과정의 일부는 유사한 방식으로 동작한다. 도 7b(711-715)는 S1b 내지 S(N/6)b를 로직 오프에서 로직 온으로 전환하는 과정의 일부이고, 도 7c(721-725)은 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)를 오프에서 온으로 전환하는 것을 취급하고, 및 도 7d(731-735)는 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)을 온에서 오프로 전환하는 것을 취급한다.
도 7a 내지 도 7d에서, 단계(701, 703, 711, 713, 721, 723, 731 및 733)들은 이 정해진 순서의 단계에만 제한되는 것이 아니라, 개별적인 트리거 동작임에 주목한다. 따라서, 이 과정은 순차적인 단계로 또는 전체가 동작 구동 방식으로(예를 들어, "리플(ripple)" 장치에서와 같이) 용이하게 실현되게 된다.
도 7a 내지 도 7d의 과정의 순차적 구현예를 도 8a 및 도 8b에 도시한다. 도 8a(800, 810-825)는 변조 신호 A1b를 시간 조정 신호 S1 내지 S(N/6)으로 변환한다. 도 8b(801, 830-845)는 변조 신호 A2b를 시간 조정 신호 S(N/6+1) 내지 S(N/3)으로 전환한다.
이 예에서, 과정은 A1 및 A2에 기초하여 모든 시간 조정 신호를 초기화하는 것으로 시작한다(800, 801). 다음에 루프에 들어가, A1이 전환하고(810 및 820) A2가 전환하길(830, 840) 기다린다. 전환이 발생하면, 포인터 값은 초기화되고(811, 821, 831, 841), 지연(812, 822, 832, 842) 이후에, 제1 시간 조정 신호는 온에서 오프(823, 843) 또는 오프에서 온(813, 833)으로 스위치된다. 제일 먼저 단계(812, 822, 832 및 842)를 거치게 되면, 지연은 제로가 바람직하다.
이 때 포인터 값은 인크리멘트되거나 디크리멘트되고(814, 824, 834, 844), 모든 시간 조정 신호가 전환되었는지를 알기 위한 체크가 이루어진다(815, 825, 835, 845). 신호가 전환 유지되게 되면, 이 시퀀스는 지연 단계(812, 822, 832, 842)로 다시 돌아간다. 두번째나 그 후속 통과시에, 지연은 적어도 스위치의 턴오프 지연 시간 △tb에 기초하게 된다. 모든 신호가 전환되면, 이 시퀀스는 다시 A1이 전환(810 및 820)하거나 A2가 전환(830, 840)하길 기다리는 루프로 돌아간다.
도 8a 및 도 8b의 예시의 순차적 구현은 적당한 시퀀스의 시간 조정 신호가 도 7a 내지 도 7d에서 개술한 필수 조건에 따라 형성되는 한, 여러 가지 방법으로 변형될 수 있다. 예를 들어, 도 9a 및 도 9b에서 나타낸 바와 같이, 시퀀스에서 지연이 위치하는 곳이 변경될 수 있다. 이 예에서, 지연(916, 926, 936, 946)은 적어도 스위치의 턴오프 지연 시간 △tb에 기초하는 것이 바람직하다.
상술한 바와 같이, 스위치의 과부하를 방지하기 위해서는, 각 분기 b에 대해, 시간 조정 신호/스위치 S1b 내지 S(N/3)b 중 N/6개 이상이 로직 오프 상태를 갖는 것이 중요하다. 이런 이유로 지연 시간 △tb는 적어도 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간 정도로 길게 설정된다. 이 최소한의 지연은 스위칭 지연이 스위치의 절반 이상이 턴온되어 이로써 과부하를 초래하지 않도록 하는 것을 확실하게 한다.
그러나, 이 △tb의 값은 임계치를 제공하고, 실제로는 더 큰 임계치를 이용하는 것이 바람직할 수 있다. 예를 들어, 이런 정보가 테스트 없이 인버터에 대해 공지된 것이기 때문에, △tb를 인버터의 모든 분기의 모든 스위치 중 적어도 가장 긴 턴오프 지연으로 설정하는 것이 편리할 수 있다. 다른 예로서, 시간 경과에 따른 성능의 변경을 고려하여 임계치를 더 크게 설정하는 것이 요망될 수도 있다.
또한, △tb에 "기초"한다는 것은 실제 지연이 △tb와 같은 것을 의미하는 것으로 이해되어야 한다. 이용된 실제 지연은 스위치 S1b 내지 S(N/3)b가 3개의 위상 출력 중 하나의 위상을 형성한다는 사실을 고려해야 한다. 예를 들어, 다시 도 2를 참조하면, S1-S4는 중간 지점(171)에 신호를 형성하고, 이것은 모터의 구동 신호 중 하나의 위상이 된다. 이용된 실제 지연은 이용된 파워 반도체 스위치의 유형, 그 구동 방법 및 그 동작 조건 범위와 같은 다양한 요인에 따라 다르다.
바람직하게, 시간 조정 신호의 지연 시퀀스는 모터에 출력된 3상 신호에서 원하는 출력 특성을 성취하도록 최적화된다. 어떤 경우에, 이것은 출력 신호의 고조파를 최소화하는 것을 의미하게 된다. 그러나, 어떤 어플리케이션에서는, 고 출력 파워를 위해 고조파의 증가를 감수하는 것이 바람직할 수도 있다. 따라서, "최적"이라는 것은 어플리케이션에 따라 다르다.
6개의 변조 신호에서 시간 조정 신호로의 변환을 위한 제2 규칙 기반의 과정을 도 10에 도시하고 있다. 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b는 턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 변조 신호 A1b에 부가하는 것으로 형성되고(단계 1001), 시간 조정 신호 S(N/3)b 내지 S(N/6+1)b는 턴오프 지연 d1x?△tb 및 턴온 지연 d2x?△tb를 변조 신호 A2b에 부가하는 것으로 형성된다(단계 1002). 이 경우 d1x≥0, d2x≥0, 및 x는 1에서 N/6까지의 일련의 정수이다. 또한, 모든 d1x는 다른 값을 가지며, 모든 d2x는 다른 값을 갖는다.
도 7a 내지 도 7d에서 개설된 제1 규칙 기반 과정은 시간 조정 신호와의 상호 관계에 따라 타이밍 시퀀스를 형성하는 반면, 도 10의 과정은 프리세트 지연을 이용하여 시간 조정 신호를 형성한다. 이상적으로는, 일단 최적화되면, 이들 두 과정으로부터 출력된 시간 조정 신호는 어떠한 구현에 대해서나 동일하게 될 것이다.
증거로서, 3, 4 및 5레벨 시스템의 제2 규칙 기반 과정을 구현하는 예를 도 11 내지 도 13에 제공한다. 다른 증거로, 3, 4 및 5레벨 시스템의 예시의 타이밍도를 도 14 내지 도 16에 제공한다. 도 11 내지 도 16 각각에서는, 턴온 및 턴오프 지연이 입력 신호에 부가되어 인버터 브리지의 분기의 스위치를 제어하기 위한 시간 조정 신호를 형성한다.
도 11 내지 도 13의 A1 및 A2에 상대적인 S1 내지 S(N/3)를 형성하도록 부가된 지연은 각각 도 14 내지 도 16의 타이밍도의 S1 내지 S(N/3)에 대응한다. 도 10의 제2 규칙 과정을 참조하여, 도 11 및 도 14의 지연 승수 d1x 및 d2x는 d11=3, d12=1, d21=0 및 d22=2이고, 도 12 및 도 15에서는 d11=5, d12=3, d13=1, d21=0, d22=2 및 d23=4이며, 도 13 및 도 16에서는 d11=7, d12=5, d13=3, d14=1, d21=0, d22=2, d23=4, d24=6이다. 이들 타이밍 시퀀스는 또한 제1 규칙 기반 과정(도 7a 내지 도 7d)의 필요 조건과 일치한다는 것에 주목한다.
고차의 레벨을 갖는 시스템에서는, 지연 승수 d1x 및 d2x을 형성하는 패턴을 다음과 같이 형성할 수 있다.
d1x는 (N/3-1)에서 1까지의 하강하는 시퀀스의 홀수 정수이고,
d2x는 0에서 (N/3-2)까지의 상승하는 시퀀스의 짝수 정수이다.
도 14 내지 도 16은 또한 변조된 신호 A1 및 A2에 상대적인 시간 조정 신호 S1-S(N/3)의 타이밍을 설명하는 것에 부가하여, 도 11 내지 도 13에서 필요한 지연을 구성하기 위해 이용될 수 있는 중간 신호를 도시한다. 도 14 내지 도 16의 중간 신호는 간단한 타이밍과 논리 회로를 이용하여 A1 및 A2로 시간 조정 신호 S1-S(N/3)을 구성할 수 있게 한다.
도 14를 참조하면, 턴온 지연 시간 △t이 신호 A1에 부가되어 신호 C를 형성한다. 신호 D는 간단히 2△t만큼 전진한 신호 C이다. 턴온 지연 시간 △t는 신호 A2에 부가되어 신호 E를 형성한다. 신호 F는 신호 E를 2△t만큼 전진하여 형성된다. 이들 신호로부터, 시간 조정 신호 S1-S4가 유도된다. 시간 조정 신호 S1은 C×D(즉, C AND D)와 동일하게 되고, S2은 C+D(즉, C OR D)와 동일하게 되며, S3은 E+F이고, S4는 E×F이다. 이 타이밍 기구를 이용하여, 한 쌍의 변조 신호 A1 및 A2는 3레벨 인버터 브리지의 분기의 4개의 스위치 S1-S4를 제어하기 위한 기초를 제공한다.
도 15 및 도 16은 4 및 5레벨 시스템에 대해서도 유사한 기구를 보여주며, 이 방법은 임의의 레벨 수에 스케일 가능하다. 도 14에서 설명한 중간 신호를 형성하기 위한 패턴은 또한 도 15 및 도 16에도 동일하게 적용되는 것에 주목한다. 예를 들어, 도 16에서, 턴온 지연 시간 △t가 신호 A1에 부가되어 신호 C를 형성한다. 신호 D는 2△t만큼 전진한 신호 C이다. 신호 E는 2△t만큼 전진한 신호 D이다. 신호 F는 2△만큼 전진한 신호 E이다. 신호 G는 △t의 턴온 지연이 있는 A2이다. 신호 H는 2△t만큼 전진한 신호 G이다. 신호 I는 2△t만큼 전진한 신호 H이다. 신호 J는 2△t만큼 전진한 신호 I이다. 도시된 바와 같이, 시간 조정 신호 S1-S8은 기본 논리 함수를 이용하여 중간 신호 C-J로부터 형성되게 된다. 도 14 내지 도 16에서 도시한 지연 및 논리 필요 조건은 간단하므로, 이들 과정은 논리 함수로 AND 게이트와 OR 게이트와 같은 기본 논리 소자 및 지연 소자로 플립 플롭(flip-flop)에 의해 실현될 수 있다.
본 발명의 제2 실시예는 변조 신호 A1b 및 A2b를 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b로 변환하는, 본 발명의 제1 변형예에 따른 어댑터 회로이다. 어댑터 회로는 아날로그 및/또는 디지털 회로로 만들어지고/지거나 도 5 내지 도 16에 도시한 과정에 따라서 상술한 바와 같이 디지털 신호 프로세서(DSP), 마이크로컨트롤러, 마이크로프로세서, 또는 복합 프로그래머블 논리 장치(Complex Programmable Logic Device; CPLD) 등의 프로그래머블 논리 장치로 프로그램된다.
아날로그 구현시에는, 본 기술 분야에서 주지된 다양한 회로와 같은 임의의 유형의 지연 소자나 이용할 수 있다. 일 예로는 지연을 형성하게 구현되는 타이머 회로가 있다. 다른 예로는 도 28에서 도시한 바와 같이, 전압 비교기 증폭기에 직렬 접속된 저항기 및 커패시터가 있다. 시간 지연량은 저항기와 커패시터의 값으로 정의되게 된다. 전압 비교기 증폭기는 아날로그 전압 임계치를 가변의 커패시터 전압과 비교하여 저항기에 주입된 입력 신호와 전압 비교기 출력 신호 간의 지연 시간을 형성한다.
일단 지연 시간이 발생하면, 지연 신호와 비지연이나 그 외 신호 간의 조합이 논리 게이트를 통해 이루어진다. 도 28에서, 다이오드로 만들어진 "AND" 논리 게이트는 지연된 "신호 1"과 독립적으로 지연된 "신호 2"를 조합한 것으로 도시되어 있다. 이 예의 2입력 AND 게이트는 2개의 다이오드의 어노드를 전원의 양극에 접속된 저항기에 접속하여 형성된다. 게이트의 입력은 두 다이오드의 캐소드이다. 두 입력 신호 중 어느것이 제로 볼트 또는 "논리 영"일 때, 각 다이오드는 도통되고 다음에 (두 다이오드의 어노드인) 출력은 논리 제로가 된다. 두 신호가 "논리 일"(logic one)이거나 전원 레벨일 때, 두 다이오드는 차단되고 출력은 또한 저항기 덕분에 전원 레벨이 되므로, 논리 일이 된다.
디지털 구현에는 조합(논리 게이트) 및 순차 회로의 조합을 이용하는 것이 바람직하다. 물론, 특정 구현에 바람직하다면, 디지털 및 아날로그 회로를 상호 대체하여 혼합할 수 있다. 예를 들어, 아날로그 지연 소자는 디지털 논리 게이트(즉, 조합 회로)로 이용될 수 있거나, 순차 회로는 아날로그 논리 게이트로 이용될 수 있다. 유사하게, 하드와이어 회로를 프로그래머블 회로와 조합하여 이용할 수 있다.
디지털 구현의 일 예로, 도 17a 내지 도 17p는 복합 프로그래머블 논리 장치(CPLD)에 매립된 조합/순차 디지털 회로를 통해 도 14에 기재한 바람직한 신호 프로세싱의 실시예를 도시한다. 실제로, 이 프로세스는 아날로그 또는 디지털 회로로, 또는 디지털 신호 프로세서(DSP) 또는 마이크로프로세서로 구현될 수 있다. 부가하여, 조합/순차 디지털 회로는 제어 및 오류 조정 기능을 포함한다.
제3 실시예는 본 발명의 제1 변형예를 구현하는 인덕션 모터 드라이브 시스템이다. 인덕션 모터 드라이브는 적어도 2레벨 인버터 브리지를 제어하기 위한 신호를 출력하는 2레벨 모터 제어기, 3개의 분기를 형성하도록 구성된 N≥12 스위치를 갖는 다레벨 브리지, 및 2레벨 인덕션 모터 제어기에 의해 출력된 신호로부터 다레벨 인버터 브리지의 N개의 스위치를 제어하기 위한 N개의 시간 조정 신호를 형성하는 어댑터 회로를 포함한다.
도 18은 드라이브 시스템 내의 신호 흐름을 도시한다. 2레벨 인덕션 모터 제어기(1800)는 6개의 변조 신호(A1b, A2b)를 출력하고, 이것을 어댑터 회로(1810)가 N개의 시간 조정 신호로 변환한다. N개의 시간 조정 신호는 다레벨 인버터(1820)의 N개의 스위치에서의 스위치를 제어하고, 이것은 AC 모터(1890)에 3상 출력을 제공한다. 다레벨 인버터 브리지의 N개의 스위치의 일반 구성의 예로, 도 2 및 도 3a 내지 도 3c를 참조한다.
"상용" 제어 회로(1800)는 임의의 AC 드라이브의 컨버터 및 인버터 파워 섹션으로부터 특정의 정보를 필요로 한다. 컨버터는 다수의 전압 레벨을 인버터에 제공하는 드라이브의 일부이다. 예를 들어 양의 버스와 음의 버스를 제공하는 도 1의 섹션과, 양의 버스, 중성 버스 및 음의 버스를 제공하는 도 2의 섹션이 있다.
제어기(1800)는 이들 신호를 이용하여 자속 위치와 각속도뿐만 아니라, 로우터 위치와 각속도와 같은 모터 데이터를 유도한다. 도 18에서 도시한 바와 같이, 어댑터 회로 블럭(1810)에 의해 형성되어 "상용" 2레벨 제어 회로에 전달되는 신호가 있다. 어댑터 회로는 "상용" 제어 회로가 인덕션 모터 속도와 토크를 제어하는 데에 필요로 하는 신호를 합성하고 있다. 벡터 제어의 경우, 토크는 모터가 부하의 신속한 변형에 응답하도록 조절되는 한편, 스칼러 제어에서는 그렇지 않고 제어기의 주파수와 전압 출력의 부산물이 되어 과도 부하 없는 일정한 상태 조건에 적합할 뿐이다. 어댑터 회로의 합성 신호는 일반적으로 "전류 피드백", "전압 피드백", "오류" 및 "제어 조정 및 타이밍"이다. 도 17a 내지 도 17p에 도시한 어댑터 회로는 이 기능을 포함한다.
"상용" 모터 제어기(1800)는 속도, 자속 및 토크 조절에 이용되는 전류(IFBK) 및 전압(VFBK) 피드백 신호를 수신할 필요가 있다. 이것은 또한 적당한 셔팅 다운(shutting down) 시퀀스를 조정하고, 조작자나 호스트 컴퓨터에게 적당한 피드백을 제공하기 위해서 인버터 회로(1820)로부터 오류 정보를 요구한다.
어댑터 회로(1810)는 "상용" 제어 회로에 필요한 피드백 및 제어 신호를 제공하는 것 이외에, 또한 이들 신호를 리던던트, 몇몇 경우에 순간적인 오류 검출을 갖도록 내부적으로 이용한다. 이로 인해 어댑터가 "상용" 제어 회로를 기다릴 필요 없이 작용할 수가 있다.
어댑터 회로(1810)에 의해 이용되는 "상용" 저 전압 모터 제어기(1800)로부터의 신호는 2레벨 변조기 신호 A1b 및 A2b, 및 AC 드라이브가 실행하거나 중지할 때 명령하는 오류 및 제어 신호이다.
본 실시예의 예를 도 19에서 3레벨 인버터 브리지로 설명한다. 어댑터 회로(1910)는 2레벨 제어기(1900)로부터 3쌍의 변조 신호 입력(A1b 및 A2b)를 수신하고, 신호 S1b 내지 S(N/3)b를 인버터(1920)의 다레벨로 출력한다. 드라이브의 전류 레벨이 (센서 라인(1912)을 통해) 모터(1990)에 신호 보내지는 바와 같이, 컨버터에 의해 출력된 전압 "레벨"은 (라인(1911)을 통해) 어댑터 회로에 의해 감지된다. 어댑터 회로는 컨버터(1930) 및 인버터(1920)로부터 수신된 전압(1911) 및 전류(1912) 피드백에 기초하여 2레벨 인덕션 모터 제어기(1900)에 전압 및 전류 피드백을 제공한다. 피드백 전압(1911)은 컨버터(1930) 또는 인버터(1920)에서 측정될 수 있는 것에 주목한다.
이들 피드백 신호(1911, 1912)로부터, 어댑터 회로(1910) 내에서 오류 검출이 행해진다. 2레벨 제어기(1900)가 먼저 오류를 검출하면, 이는 오류가 발생한 것을 어댑터 회로(1910)에 신호 보낸다. 그러나, 어댑터 회로(1910)가 먼저 오류를 검출하면, 어댑터 회로는 오류를 2레벨 제어기(1900)에 신호 보낸다. 따라서, 오류 및 제어 시그널링이 도 18 및 19에서 양방향으로 나타난다.
신호 S1b 내지 S(N/3)b은 도 5 내지 도 17의 과정에 따라서 설명한 과정과 회로에 따라 A1b 및 A2b로부터 유도된다. 따라서, 3레벨 시스템으로 도 19에 도시된 드라이브 시스템은 4레벨 이상의 시스템도 또한 수용하게 스케일된다.
제2 변형예
본 발명의 제2 변형예는 일반 인덕션 모터 제어기 내의 2레벨 변조기에 공급되는 제어 신호(또한 명령 신호로 알려짐)만을 이용하는데 이들 신호를 개별의 어댑터 제어 신호에 전송한다. 일반적으로, 이들 인덕션 모터 제어기는 스칼라 및/또는 벡터 제어 기술을 이용한다. 스칼라 제어는 토크 응답이 제한된 개방 루프 구성으로 주파수 및 출력 전압 신호를 형성하기 위한 가장 오래된 간단한 제어 형태이다. 반면에 벡터 제어는 폐쇄 루프 구성으로 인덕션 모터의 속도, 자속 및 토크 성분을 제어하므로, 과도 부하 토크에 대해 높은 모터 성능을 제공한다. 개별의 어댑터 회로는 중간 또는 고 전압 인버터 브리지의 파워 스위치를 구동하는 다레벨 변조기를 포함한다. 모터 제어 데이터를 전송하는 방법은 유선, 파이버(fiber) 또는 무선 등의 어느 매체에 의해서나, 직렬 또는 병렬 인터페이스 포트를 거쳐 이루어진다. 이에 의해 기존의 저 전압 및 2레벨 인덕션 모터 제어기가 중간 또는 고 전압 다레벨 인버터 브리지를 구동할 수가 있다.
바람직한 실시예에서, 자속 및 토크 제어 장치(예를 들어, 토크와 자속 둘 다를 조절하는 PID 루프를 갖는 마이크로프로세서계 벡터 제어기)는 제어되고 있는 인덕션 모터의 모터 샤프트 및 회전 자속의 각속도와 위치를 연속적으로 연산하는 벡터 제어를 이용한다. 이들 연산 값을 모터에 대한 바람직한 값과 비교함으로써, 동일한 속도와 토크 제어 장치가 토크 및 자속 명령 신호를 발생할 수 있다. 종래의 제어기에서는, 이 비교가 통상 밀리초당 1회 내지 4회 발생한다. 이들 비교로부터 나온 신호는 종래의 벡터 제어법에 의해 전압(또는 전류) 및 위상 명령 신호로 변형된다.
본 발명의 이 바람직한 제2 변형 실시예에서는, 기존의 인덕션 모터 제어기는 벡터 제어 명령 신호를 인터페이스 포트를 거쳐 외부 회로에 출력한다. 외부 회로는 인터페이스 포트 및 다레벨 변조기를 포함한다. 유사하게, 스칼라 제어를 대신에 이용하면, 제어기는 전압 및 주파수 명령 신호를 인터페이스 포트를 거쳐 외부 어댑터 회로에 갱신하여 출력한다.
상용 인덕션 모터 제어기(즉, 사인 곡선 전압(또는 전류) 및 위상 명령 신호를 생기게 하는, 자속 및 토크 신호 또는 전압 및 주파수나 이들을 수학적으로 변형한 성분)를 취하여, 직렬 또는 병렬 포트를 통해 신호를 출력한 다음에 이들을 다레벨 인버터 브리지의 스위치를 구동하는 신호를 형성하는 특수 다레벨 변조기 회로에 주입한다. 여기에서 본 발명에서의 기술 혁신은 상용 2레벨의 저 전압 명령 신호를 직렬 또는 병렬 포트를 통해 다레벨 인버터의 변조기를 갖는 개별의 회로에 취하고 있다는 것이다. 본 발명은 상용 2레벨 저 전압 제어 회로와 다레벨 변조기를 갖는 새로운 회로 간을 링크(명령 신호를 직렬이나 병렬 포트를 통해 다른 회로에 전달)한다는 개념이다. 다레벨 변조는 어느 변조법이나 이용할 수 있으며, 현재 공지되거나 미래 개발될 어느 유형으로나 가능하다. 공지된 기존의 변조 방법은 공간 벡터, 히스테리시스, 펄스 패턴, 사인-삼각파 비교 및 제3 고조파 주입을 포함한다.
도 20a를 참조하여, 벡터 제어를 이용하면 이 과정은 인터페이스 포트를 통해 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 벡터 제어 명령 신호를 추출하는 단계(단계 2001), 제어기의 인터페이스 포트로부터 벡터 제어 명령 신호를 전송하는 단계(단계 2002), 및 명령 신호를 외부 변조기에 입력하는 단계(단계 2003), 외부 변조기에서 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 단계(단계 2004), 및 다레벨 인버터 브리지의 스위치를 시간 조정 신호로 제어하는 단계(단계 2005)를 포함한다.
도 20b를 참조하여, 스칼라 제어를 이용하면 이 과정은 인터페이스 포트를 거쳐 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 주파수 및 출력 전압 명령 신호를 추출하는 단계(단계 2011), 제어기의 인터페이스 포트로부터 전압 및 주파수 명령 신호를 전송하고(단계 2012) 이 명령 신호를 외부 변조기에 입력하는 단계(단계 2013), 외부 변조기에서 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 단계(단계 2014) 및 시간 조정 신호로 다레벨 인버터 브리지의 스위치를 제어하는 단계를 포함한다.
바람직한 실시로, 기존의 제어기의 컨트롤러 에어리어 네트워크(Controller Area Network; CAN) 직렬 인터페이스는 벡터나 스칼라 명령 신호를 제어 조절기로부터 CAN 포트를 또한 갖는 외부 회로로 보내는 데에 이용된다. 명령 신호는 다레벨 인버터 브리지의 스위치를 구동하기 위해서, 다레벨 공간 벡터 변조기를 거쳐 변조되거나, 3개의 사인파로 변형된 다음에 다레벨의 삼각 반송파 신호와 비교되어 다레벨 펄스폭 변조 신호를 형성한다.
시스템 내의 신호 흐름을 도 21에 도시한다. "상용" 2레벨 인덕션 모터 제어기(2100)는 벡터 및/또는 스칼라 명령 신호를 출력하고, 이것을 어댑터/변조기 회로(2110)가 N개의 시간 조정 신호로 변환한다. N개의 시간 조정 신호는 다레벨 인버터(1820)의 N개의 스위치에서의 스위치를 제어하고, 여기에서 3상 출력을 AC 모터(1890)에 제공한다.
변조기 및 인터페이스 회로에 부가하여, 어댑터/변조기(2110)는 또한 본 발명의 제1 변형예에서 언급한 바와 같이, 오류 및 제어 신호 능력을 제공한다.
제어 시스템이 모터의 제어를 풀게 하면 안되므로, 정보가 다레벨 변조기에 전달되는 데에 너무 오래 걸릴 수 없다는 관점에서 인덕션 모터를 제어할 때 주의해야 하는 시간 제약이 있다. 따라서, 인터페이스 포트는 충분히 빨라야 한다. 바람직하게, 2레벨 제어기로부터 추출된 벡터나 스칼라 명령 신호는 최소한 매 밀리초마다 갱신되어야 한다.
벡터 및 스칼라 제어 이론
인덕션 모터는 이들이 형성하는 토크가 스테이터 전류 크기에 직접 따르지 않는 비선형 시스템이다. 이것은 스테이터 전류가 2개의 직교 벡터 성분, 스테이터 전압에 대해 위상이 90도 벗어난 자속 발생 벡터, 및 인가된 스테이터 전압과 동상인 토크 발생 벡터로 형성되기 때문이다. 급속한 마이크로프로세서의 출현까지는, AC 드라이브에서 토크를 제어하는 방법은 개방 루프 방식(즉 스칼라 제어)으로, 헤르쯔 당 볼트의 비율(V/Hz)을 단지 일정하게 유지하는 것이다.
이 스칼라 제어 모드는 팬과 같이 엄격한 속도와 토크 제어를 필요로 하지 않는 유형의 부하에 여전히 광범위하게 이용된다. 하나의 AC 드라이브가 몇개의 AC 인덕션 모터에 병렬로 접속되어 있는 어플리케이션에 또한 적합하다. V/Hz 제어의 동적 응답은 수백 RPM 변할 수 있는 모터의 슬립 주파수로 제한되게 된다.
더 엄격한 토크 및 속도 조절을 위해서, 자계 배향법이나 벡터 제어를 이용한다. 기본적으로, 벡터 제어는 모터 전류 정보에서 자속 벡터와 토크 벡터를 분리한다. 이것은 Clarke 및 Park 변형으로 불리는 프로세스에서 수학적으로 행해진다. Clarke 변형은 서로 120도 위상 전이된 3개의 위상 전류 신호 ia, ib 및 ic를 2개의 신호: iα 및 iβ로 감소시킨다. 신호 iα 및 iβ는 직교면에서 3개의 위상 벡터를 나타내는 90도 위상 전이한 사인 곡선 신호이다.
모터 전류의 토크와 자속 성분을 분리하기 위해서, iα 및 iβ 신호는 Park 변형을 거쳐 신호 id(자속 전류) 및 iq(토크 전류)를 형성한다.
자속 및 토크 벡터가 일단 분리되면, 이들은 자속과 토크를 각각 조절하는 데에 이용되는 2개의 다른 PID 루프에서 피드백 신호로 이용될 수 있다. PID 루프의 출력은 토크 Vq 및 자속 Vd를 조절하기 위한 전압 명령이다. 이들은 90도 위상 전이된 2개의 사인 곡선 신호인 신호 Vα 및 Vβ를 형성하는 역 Park 변형으로, 직교 정지 기준 프레임에서의 알파 및 베타 성분으로 변형된다. Vα 및 Vβ는 공간 벡터 유형 변조기를 제어하는 데에 충분한 반면, 사인-삼각파 변조기에 대한 Vα 및 Vβ는 역 Clarke 변형을 통해 120도 위상 전이된 3개의 다른 사인파 Va, Vb 및 Vc로 변형되어야 한다. 이들 사인파는 사인-삼각파 변조기에서 이용되어 인버터 스위치에 대한 스위칭 신호를 형성할 수 있다.
도 29a는 외부 인버터 및 AC 모터에 접속된 종래의 벡터 계통 제어기를 도시한다. 제어기는 내부 2레벨 공간 벡터 변조기를 포함한다. 공간 벡터 변조에서, 내부 변조기에 제공된 벡터 명령 신호는 α 및 β이다. 비교로, 도 29b에서는 다른 종래의 벡터 계통 제어기를 도시하는데, 사인-삼각파 변조기를 포함하고 있다. 사인-삼각파 변조에서는, Va, Vb 및 Vc가 공통 신호로 이용된다. 이들 도면에서 나타낸 바와 같이, 값 θ는 Park 변형에서 이용된다. 값 θ는 연산 또는 측정된 자속 벡터 위상 각도 정보이다.
본 발명의 도 22의 제2 변형예에서 도시한 바람직한 실시예에서, 벡터 명령 신호(즉, 자속(Vd) 및 토크(Vq), 또는 수학적 변형(Vα 및 Vβ 또는 Va, Vb 및 Vc))이 직렬 또는 병렬 인터페이스 포트를 통해 "상용" 제어기 외부의 제2 회로(2210)에 전달된다. 이들 명령 신호가 여기에서 전압으로 식별되고 있지만, 이 본 발명의 변형예 전체에서 전류가 유사하게 이용될 수 있으며, 전류가 식별된 경우, 전압이 이용될 수 있다는 것을 이해해야 한다.
제2 회로(2210)는 명령 신호가 제공되는 변조기를 포함한다. 공간 벡터 변조기는 α 및 β 명령 신호를 필요로 하므로 역 Park 변형을 필요로 하게 된다. 사인-삼각파 변조기는 a, b 및 c 명령 신호를 필요로 하므로, α 및 β 신호에 행해진 역 Clarke 변형을 필요로 한다. 히스테리시스 변조기는 통상 a, b 및 c를 필요로 한다. 펄스 패턴 변조기는 α 및 β 또는 a, b 및 c를 이용할 수 있다.
예를 들어, 변조기가 공간 벡터 다레벨 변조기이고, 다음에 전달된 명령 신호가 Vα 및 Vβ인 경우, 명령 신호는 도 30a에 나타낸 바와 같이 변형 없이 변조기에 직접 취해질 수 있다. 변조기가 다레벨 사인-삼각파 변조기이고, 다음에 전달된 명령 신호가 Va, Vb 및 Vc인 경우, 명령 신호는 다시 도 30b에 도시한 바와 같이 변형 없이 변조기에 직접 취해진다. 한편, 다레벨 사인-삼각파 변조기에서는, 전달된 명령 신호가 Vα 및 Vβ인 경우, 역 Clarke 변형을 실행하여 변조기에 공급하기 위한 Va, Vb 및 Vc를 취득한다. 유사하게, 이들 변조기에서는, 전달된 명령 신호가 Vd 및 Vq인 경우, 도 30c 및 도 30d에서 도시한 것과 같은, 이용되는 다레벨 변조기의 유형에 따라 적당한 수학적 변형이 행해진다.
전달되는 명령 신호는 이들의 가용성 및 병렬 또는 직렬 인터페이스 포트를 통한 전달의 용이성에 따라 선택되는 것이 바람직하다. 변조기는 다음에 인버터 브리지(1920)의 스위치를 제어하는 12개 이상의 신호 S1b-S(N/3)b를 형성한다.
도 22에 나타낸 드라이브 시스템은 3레벨 시스템이다. 제1 변형예에서와 같이, 시스템은 4레벨 이상의 시스템을 수용하게 스케일된다.
2레벨 사인-삼각파 변조기
이런 변조 기구를 더욱 설명하기 위해, 그리고 본 발명의 제1 및 제2 변형예와 대비하기 위해, 2레벨 사인-삼각파 변조를 도 23a 내지 도 23c에서 도시한다. 도 23a는 사인 곡선을 펄스폭 변조 신호로 변환하는 데에 이용되는 삼각 파형 반송파(νtri)와 함께, 벡터 제어 신호(νcontrol1, νcontrol2, νcontrol3)로부터 추출된 3개의 사인 곡선을 나타낸다. 사인 곡선의 주파수는 원하는 모터 주파수이다. 사인 곡선의 주파수를 변경하여, 모터 샤프트 속도를 변경시킨다. 사인 곡선의 진폭과 위상은 벡터 제어의 경우 모터 토크와 모터 자속 필요 조건에 따라 다르다. 스칼라 제어의 경우 사인 곡선의 진폭은 모터 상태와 상관 없다. 반송파 주파수는 드라이브의 냉각 능력 뿐만 아니라, 파워 반도체 스위치의 스위칭 주파수 능력에 기초하여 설정된다.
2레벨 사인-삼각파 변조기로부터 출력된 3쌍의 변조 신호(A1b 및 A2b)는 반송파 주파수와 사인 곡선을 비교하여 형성된다. 예를 들어, 펄스폭 변조 신호 A11를 형성하기 위해서, A11는 도 23b에서 나타낸 바와 같이 반송파 신호 νtri가 사인 곡선 νcontrol1를 초과할 때 로우로 세트된다. 유사하게, 펄스폭 변조 신호 A12는 반송파 신호 νtri가 도 23c에서 나타낸 바와 같이 사인 곡선 νcontrol2를 초과할 때 로우로 세트된다.
위상 대 위상 전압 비교를 실행하고, A11에서 A12를 감산하게 되면, 도 24에서 나타낸 바와 같이, 중첩된 사인파는 맥류 파형의 기본 부분을 나타내게 된다. 인버터로부터의 최종 출력 전압의 스펙트럼 분석(도 25)은 이 기본파 뿐만 아니라 반송파 및 고조파 컨텐트를 나타낸다.
기본 성분은 인덕션 모터에서 유용한 토크를 형성하는 데에 있어 주요하기 때문에 중요하다. 고조파는 진동과 열을 형성하므로, 손실이 있을 것으로 생각된다. 나타낸 바와 같이, 출력 전압의 스펙트럼 분석은 고조파를 갖는 반송파 주파수 성분 뿐만 아니라, 60Hz에서 강한 기본 성분을 갖는다.
이 2레벨 스펙트럼 분석은 "상용" 2레벨 제어 회로에 의해 구동되는 2레벨 인버터의 출력과 일치하고, 또한 본 발명의 제1 변형예에 따른 다레벨 인버터의 출력과도 일치한다. 다시 말해, 본 발명의 제1 변형예의 구동 전압의 고조파 컨텐트는 12개 이상의 신호가 근거하는 2레벨 제어기로부터 출력된 6개의 변조 신호의 고조파 컨텐트 특성과 일치한다.
다레벨 사인-삼각파 변조기
도 26a는 4레벨 사인-삼각파 변조 파형을 나타낸다. 여기에는 위상 당 6개의 스위치를 갖는 4레벨 인버터 브리지의 스위칭 신호를 형성하는 3개의 수직 스태거된 상내 삼각 반송파 신호 뿐만 아니라, 4레벨 인버터 브리지로부터 출력된 3상 사인파 중 하나가 도시되어 있다(사인파는 사인파를 왜곡하지만 더 큰 출력 전압을 가능하게 하는 제3 고조파 주입을 갖는다). 최종 스위칭 상태는 도 3b에서 도시한 4레벨 인버터 분기에 의해 출력된 바와 같이, 도 26b의 위상 출력 전압(3개 중 하나)에서 명백하게 된다.
2레벨 사인-삼각파 변조기는 도 23a에서 도시한 바와 같이 하나의 삼각 반송파 신호만을 가지는 반면, 3레벨 사인-삼각파 변조기는 3레벨 인버터 브리지의 위상당 4개의 스위치용 스위칭 신호를 형성하기 위해서 2개의 수직으로 스태거된 상내 삼각 반송파 신호를 가지고 있다(도 3a). 5레벨 사인-삼각파 변조기는 4개의 수직으로 스태거된 상내 삼각 반송파 신호를 가지고, 6레벨 시스템은 5개의 반송파를 갖는다.
공간 벡터 변조
인버터 브리지의 3상 밸런스 출력 전압은 회전 전압 벡터로 나타낼 수 있다. 임의 수의 레벨을 갖는 인버터 브리지는 레벨 수에 비례하는 스위치 수에 비례하는 유한 수의 스위치 상태를 가진다. 예를 들어, 2레벨 인버터 브리지는 8개의 분별되는 전압 상태 또는 고정 전압 벡터를 형성할 수 있는 반면, 3레벨 인버터 브리지는 28개의 전압 상태나 고정 전압 벡터를 형성할 수 있다. 3상 출력 전압을 나타내는 전압 벡터는 0에서 360도까지 무한개의 위치를 취할 수 있다.
공간 벡터 변조기(Space Vector Modulator)는 임의의 인버터 브리지의 고정 전압 벡터와 비교하여 출력 전압 벡터의 위치를 식별한다. 이것은 항상 2개의 인접하는 고정 전압 벡터 사이에 들어가게 된다. 변조기는 다음에 스위칭 주기(기본 주파수보다 상당히 높아야 하는 스위칭 주파수에 의해 정의됨, 즉, 기본 주파수가 60Hz이면, 스위칭 주파수는 몇배 더 높아야 함) 동안에, 임의의 출력 전압 벡터를 재생하기 위해서, 이들 두 인접하는 고정 전압 벡터의 평균 가중치를 이 2 고정 벡터 간의 듀티 사이클을 변경하여 형성한다.
공간 벡터 변조기가 존재하는 장점은 임의의 출력 고조파 왜곡에 대해서 사인-삼각파 변조기와 비교하여 스위칭 주파수를 감소시킬 수 있다는 것이다. 스위칭 주파수를 증가시키는 것은 고조파 왜곡을 항상 감소시키지만 결과적으로 스위치의 파워 손실은 증가하게 된다. 따라서, 스위칭 주파수를 감소시키면서 특정 레벨의 고조파 왜곡을 취득하는 변조 기구가 큰 장점을 가져 온다.
히스테리시스 변조
상용 인덕션 모터 제어기의 제어 장치에 의해 형성된 사인 곡선(또한 기준 신호로 불림)은 미리 정해진 히스테리시스를 갖는 디지털 또는 아날로그 비교기 회로를 거쳐 모터 전류나 자속의 실제 값과 비교될 수 있다(모터 자속은 모터 전압을 적분하여 얻을 수 있음). 이 히스테리시스는 전압 소스 인버터의 경우 볼트로 측정되거나, 전류 소스 인버터의 경우 암페어로 측정된다. 디지털 비교기 회로가 이용되면, 실제 값 신호(또는 피드백 신호로 불림)는 아날로그-디지털 변환기를 거쳐 디지트화될 필요가 있다. 전류나 전압의 실제 값은 AC 드라이브 회로 내에 위치한 전압 또는 전류 감지 장치로 얻어진다. 비교기의 출력은 3상 인버터 브리지의 스위치에 공급되는 맥동 신호이다. 최종 드라이브 출력은 스케일된 기준 신호에 비교기 회로의 히스테리시스 값을 플러스하거나 마이너스한 것이다.
펄스 패턴 변조
스칼라 또는 벡터 제어 장치에 의해 형성된 데이터는 테이블로 통상 참조되는, 디지털 회로 메모리 장치에 저장된 다수의 펄스 패턴에 참조될 수 있으므로, 이들 제어 신호의 각 값이 AC 드라이브 인버터 브리지 스위치를 활성화하는 표로부터 특정한 펄스 패턴을 호출하게 된다. 이 프로세스가 매우 신속한 마이크로프로세서나 디지털 논리 회로를 필요로 하지만, AC 드라이브 출력이 출력 전압과 전류를 형성하도록 미리 정해지거나 미리 처리된 인버터 스위치 상태를 제공함으로써 더 낮은 고조파 왜곡을 갖게 할 수 있다.
변형예 간의 비교
취득한 출력 전압 파형에 관련하여 본 발명의 두 변형예 간에는 기본적인 차이가 있는데, 이것이 고조파 컨텐트의 차이를 설명해 준다. 본 발명의 제1 변형예는 "상용" 제어기로부터 6개의 변조 신호를 조작하여 이들로부터 3레벨 이상의 인버터 브리지의 12개 이상의 신호를 형성한다. 최종 중간 또는 고 전압 출력은 더 높은 전압 레벨은 제외하고, 마치 저 전압 AC 드라이브의 출력과 같은 2레벨 PWM 전압 파형이다. 이것이 본 발명의 제1 변형예가 도 25에서 도시한 것과 같은 높은 고조파 컨텐트를 갖는 이유이다.
본 발명의 제2 변형예는 직렬 또는 병렬 인터페이스를 통해 상용 저 전압 AC 드라이브의 제어 출력 신호를 취하여, 이들을 3레벨 이상의 인버터 브리지에 대해 12개 이상의 구동 신호를 형성하는 특수 다레벨 변조기와 관련하여 이용한다. 최종 중간 또는 고 전압 출력은 사인파의 형상과 더욱 근접하게 닮은 3레벨 이상의 PWM 전압 파형이므로, 본 발명의 제1 변형예보다 고조파 왜곡이 낮다.
도 27의 A 내지 도 27의 C는 본 발명의 제2 변형예를 구현하는 3레벨 드라이브의 출력 전압 파형을 나타낸다. 이들 파형은 3레벨 변조기를 이용하는 3레벨 AC 드라이브의 유형에 유효하다. 도 27의 A의 위상 전압은 모터에 공급되는 세 신호 중 어느 것과(예를 들어, 도 2에서 171 내지 173에서의 신호) 정류기 브리지의 출력에서 두 커패시터 간의 중간 지점("중간 버스") 사이에서 측정된다. 도 27의 B의 라인 대 라인 전압은 모터에 공급되는 3신호 중 2개 간에서 측정된다. 도 27의 C에 도시한 라인 전류는 모터에의 세 출력 중 어느 하나의 모터 전류이다.
도 26b 및 도 27의 A 내지 도 27의 C의 파형은, PWM 파형의 기본 성분을 나타내는 사인파와 중첩되는 2레벨 AC 드라이브의 라인 대 라인 출력 전압을 나타내는 도 24에 도시한 2레벨 결과보다 우수하다. 2레벨 시스템으로부터의 결과를 3레벨 이상의 시스템의 것과 비교하면, 2레벨 출력에서보다 3레벨 이상의 시스템에서 사인파와 더욱 근접하게 닮는다는 걸 알 수 있다. 사인파와 더 근접하게 닮을 수록, 스펙트럼 분석시 반송파 주파수 성분이 더욱 감소되게 된다.
본 발명의 두 변형예에 의하면 미리 설계된 복잡한 전단(front-end), 인간 컴퓨터간 인터페이싱, 및 모터 제어 알고리즘을 갖는 기존의 저가의 제어기가 다레벨 매체나 고 전압 모터를 구동하도록 이용될 수가 있다.
본 발명의 실시예와 실행에 대하여 이하의 청구의 범위에서 한정된 바와 같은 본 발명의 사상과 범주로부터 벗어남이 없이 다양한 변형이 행해질 수 있다는 것이 이해될 것이다.

Claims (36)

  1. 2레벨 인버터 브리지의 6개의 스위치의 스위칭을 제어하기 위한 6개의 변조 신호를 출력하는 2레벨 인덕션 모터 제어기로 다레벨 인버터 브리지를 제어하는 방법으로서,
    상기 6개의 변조 신호를 N개의 시간 조정 신호(N time-coordinated signals)로 변환하는 단계 - N≥12이고 N은 3의 정수배임 - 와,
    상기 다레벨 인버터 브리지의 N개의 스위치를 상기 N개의 시간 조정 신호를 인가함으로써 제어하는 단계를 포함하고,
    상기 다레벨 인버터 브리지는 3개의 분기(branch)를 포함하고, 각 분기는 N/3개의 스위치를 가지며 상기 다레벨 인버터 브리지의 3상(three-phase) 출력 중 하나의 위상(phase)을 형성하고, 상기 다레벨 인버터 브리지의 각 분기의 N/3개의 스위치 중 N/6개 이상이 로직 오프 상태를 갖는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  2. 제1항에 있어서,
    상기 6개의 변조 신호는 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b(b∈{1, 2, 3})로 더욱 특징지워지며, 각 쌍의 변조 신호는 2레벨 인버터 브리지의 3 분기 중 하나를 제어하기 위한 것이고, 각 분기 b는 2레벨 인버터 브리지의 3상 출력 중 하나의 위상을 형성하며,
    상기 6개의 변조 신호를 N개의 시간 조정 신호로 변환하는 단계는,
    상기 2레벨 인덕션 모터 제어기에 의해 출력된 상기 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 3세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b를 형성하는 단계를 포함하고, 각 세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 스위치를 제어하도록 타이밍되고, 각 세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b의 타이밍은 적어도 상기 각 분기 b의 스위치의 지연 시간에 기초하여 변하고, 각 분기 b에 대해, 상기 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b중 N/6개 이상은 로직 오프 상태를 가지며,
    상기 다레벨 인버터 브리지의 상기 N개의 스위치를 제어하는 단계는,
    각 세트 b의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b를 상기 다레벨 인버터 브리지의 대응하는 분기 b의 N/3개의 스위치에 인가하는 단계를 포함하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  3. 제2항에 있어서, 상기 3세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b를 상기 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 형성하는 단계는,
    시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b에 대해, 각 Syb를 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태를, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 갖도록 형성하고, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    시간 조정 신호 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b에 대해, 각 Szb를 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 갖도록 형성하고, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  4. 제2항에 있어서, 상기 3세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b를 상기 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 형성하는 단계는,
    턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 상기 변조 신호 A1b에 부가하는 것으로 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b를 형성하는 단계와,
    턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 상기 변조 신호 A2b에 부가하는 것으로 시간 조정 신호 S(N/3)b 내지 S(N/6+1)b를 형성하는 단계를 포함하고,
    △tb는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간이고, d1x≥0, d2x≥0, 및 x=1 내지 N/6이고,
    모든 d1x는 서로 다른 값을 가지며, 모든 d2x는 서로 다른 값을 가지는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  5. 제4항에 있어서,
    시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태이고, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    시간 조정 신호 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  6. 제2항에 있어서,
    상기 다레벨 인버터는 3레벨 및 N=12를 가지며, 상기 3레벨 인버터의 각 분기 b는 직렬 접속되어 시간 조정 신호 S1b-S4b에 의해 제어되는 4개의 스위치를 포함하고,
    상기 3세트의 시간 조정 신호 S1b-S4b를 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 형성하는 단계는,
    턴온 지연 3△tb를 상기 변조 신호 A1b에 부가하여 시간 조정 신호 S1b를 형성하는 단계와,
    턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 2△tb를 상기 변조 신호 A1b에 부가하여 시간 조정 신호 S2b를 형성하는 단계와,
    턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 2△tb를 상기 변조 신호 A2b에 부가하여 시간 조정 신호 S3b를 형성하는 단계와,
    턴온 지연 3△tb를 상기 변조 신호 A2b에 부가하여 시간 조정 신호 S4b를 형성하는 단계를 포함하며,
    △tb는 상기 각 분기 b의 4개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  7. 제2항에 있어서,
    상기 다레벨 인버터는 4레벨이고, N=18이고, 상기 4레벨 인버터의 각 분기 b는 직렬 접속되어 시간 조정 신호 S1b-S6b로 제어되는 6개의 스위치를 포함하고,
    상기 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 상기 3세트의 시간 조정 신호 S1b-S6b를 형성하는 단계는,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 5△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S1b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 3△tb 및 턴오프 지연 2△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S2b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 4△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S3b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 4△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S4b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 3△tb 및 턴오프 지연 2△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S5b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 5△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S6b를 형성하는 단계를 포함하며,
    △tb는 상기 각 분기 b의 6개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  8. 제2항에 있어서,
    상기 다레벨 인버터는 5레벨이고, N=24이고, 상기 5레벨 인버터의 각 분기 b는 직렬 접속되어 시간 조정 신호 S1b-S8b로 제어되는 8개의 스위치를 포함하고,
    상기 3세트의 시간 조정 신호 S1b-S8b를 3쌍의 변조 신호 A1b 및 A2b로부터 형성하는 단계는,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 7△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S1b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 5△tb 및 턴오프 지연 2△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S2b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 3△tb 및 턴오프 지연 4△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S3b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A1b에 턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 6△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S4b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 △tb 및 턴오프 지연 6△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S5b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 3△tb 및 턴오프 지연 4△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S6b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 5△tb 및 턴오프 지연 2△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S7b를 형성하는 단계와,
    상기 변조 신호 A2b에 턴온 지연 7△tb를 부가하여 시간 조정 신호 S8b를 형성하는 단계를 포함하며,
    △tb는 상기 각 분기 b의 8개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  9. 2레벨 인버터 브리지에서의 스위칭을 제어하기 위한 6개의 변조 신호를 출력하는 2레벨 인덕션 모터 제어기로, 3분기로 분할된 N≥12개의 스위치를 갖는 다레벨 인버터 브리지를 제어하기 위한 어댑터 회로로서,
    3쌍의 변조 신호 입력 A1b 및 A2b(b∈{1,2,3}) - 이것에 의해서 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 상기 6개의 변조 신호가 입력됨 - 와,
    3세트의 시간 조정 신호 출력 S1b 내지 S(N/3)b - S1b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 각 세트 b의 시간 조정 신호 출력은 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치를 제어하도록 시간이 정해짐 - 와,
    조합 회로, 순차 회로, 지연 소자, 아날로그 계통 논리 게이트, 프로그래머블 논리, 및 이들의 조합으로 이루어진 그룹에서 선택된 회로를 포함하고, A1b 및 A2b를 통해 입력된 각 변조 신호에 적어도 턴온 지연이나 턴오프 지연을 부가하여, A1b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력되는 시간 조정 신호를 형성하고, A2b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 통해 출력되는 시간 조정 신호를 형성하는 타이밍 회로를 포함하고,
    S1b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 각 세트 b의 시간 조정 신호에 대해, N/3개의 시간 조정 신호 중 N/6개 이상은 로직 오프 상태를 갖는 어댑터 회로.
  10. 제9항에 있어서,
    S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력된 시간 조정 신호에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태를, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 시간 조정 신호에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 어댑터 회로.
  11. 제9항에 있어서, S1b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 각 세트 b의 시간 조정 신호 내에서,
    S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력된 각 시간 조정 신호는 A1b를 통해 입력된 상기 변조 신호에 턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 부가하여 형성되고,
    S(N/3)b 내지 S(N/6+1)b를 통해 출력된 각 시간 조정 신호는 A2b를 통해 입력된 변조 신호에 턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 부가하는 것으로 형성되며,
    △tb는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간이고 , d1x≥0, d2x≥0, 및 x=1 내지 N/6이고,
    모든 d1x는 서로 다른 값을 가지며, 모든 d2x는 서로 다른 값을 가지는 어댑터 회로.
  12. 제11항에 있어서,
    S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력된 시간 조정 신호에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태를, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 시간 조정 신호에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 어댑터 회로.
  13. 제11항에 있어서, N=12, d11=3, d12=1, d21=0, 및 d22=2인 어댑터 회로.
  14. 제11항에 있어서, N=18, d11=5, d12=3, d13=1, d21=0, d22=2, 및 d23=4인 어댑터 회로.
  15. 제11항에 있어서, N=24, d11=7, d12=5, d13=3, d14=1, d21=0, d22=2, 및 d23=4, 및 d24=6인 어댑터 회로.
  16. 제9항에 있어서, 상기 조합 회로는 AND 및 OR 게이트를 포함하고, 상기 순차 회로는 플립 플롭을 포함하는 어댑터 회로.
  17. 제9항에 있어서, 상기 어댑터 회로는 복합 프로그래머블 논리 장치(Complex Programmable Logic Device)를 포함하는 어댑터 회로.
  18. 2레벨 인버터 브리지에서의 스위칭을 제어하기 위한 6개의 변조 신호를 출력하는 2레벨 인덕션 모터 제어기로, 3개의 분기로 분할된 N≥12개의 스위치를 갖는 다레벨 인버터 브리지를 제어하기 위한 어댑터로서,
    3쌍의 변조 신호 입력 A1b 및 A2b(b∈{1,2,3}) - 이로써 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 상기 6개의 변조 신호가 입력됨 - 와,
    3세트의 시간 조정 신호 출력 S1b 내지 S(N/3)b - S1b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 각 세트 b의 시간 조정 신호 출력은 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치를 제어하도록 시간이 정해짐 - 와,
    A1b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력된 시간 조정 신호를 형성하는 것으로, 적어도 턴온 지연이나 턴오프 지연을 부가하여 A1b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S1b 내지 S(N/6)b를 형성하기 위한 제1 변환 수단과,
    A2b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 시간 조정 신호를 형성하는 것으로, 적어도 턴온 지연이나 턴오프 지연을 부가하여 A2b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 형성하기 위한 제2 변환 수단을 포함하고,
    S1b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 각 세트 b의 시간 조정 신호에 대해, N/3개의 시간 조정 신호 중 N/6개 이상은 로직 오프 상태를 갖는 어댑터.
  19. 3상 모터를 구동하기 위한 인덕션 모터 드라이브 시스템으로서,
    2레벨 인버터 브리지를 제어하기 위한 신호를 출력하는 2레벨 인덕션 모터 제어기와,
    3개의 분기를 형성하도록 구성된 N≥12개의 스위치를 갖는 다레벨 인버터 브리지 - 각 브리지는 상기 3상 모터를 구동하기 위한 3상 출력 중 하나의 위상을 제공함 - 와,
    상기 다레벨 인버터 브리지의 N개의 스위치를 제어하는 N개의 시간 조정 신호를 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기에 의해 출력된 상기 신호로부터 형성하는 어댑터 회로를 포함하는 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  20. 제19항에 있어서,
    상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 신호는 2레벨 인버터 브리지에서의 스위칭을 제어하기 위한 3쌍의 변조 신호 입력 A1b 및 A2b(b∈{1,2,3})를 포함하고,
    상기 N개의 시간 조정 신호는 3세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b로 더욱 특징지워지며, 각 세트는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치를 제어하도록 시간이 정해지고, 각 세트 b 내에서, 상기 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b 중 N/6개 이상이 로직 오프 상태를 가지며,
    상기 어댑터 회로는 조합 회로, 순차 회로, 지연 소자, 아날로그 계통 논리 게이트, 프로그래머블 논리, 및 이들의 조합으로 이루어지는 그룹에서 선택되고, 변조 신호 A1b 및 A2b에 적어도 턴온 지연 또는 턴오프 지연을 부가함으로써, 상기 변조 신호 A1b로부터 상기 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b를 형성하는 회로, 및 상기 변조 신호 A2b로부터 시간 조정 신호 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 형성하여, S1b 내지 S(N/3)b를 형성하는 타이밍 회로를 포함하는 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  21. 제20항에 있어서,
    시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태를, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    시간 조정 신호 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  22. 제20항에 있어서, 각 세트 b의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b 내에서,
    각 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b는 턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 변조 신호 A1b에 부가하여 형성되고,
    각 시간 조정 신호 S(N/3)b 내지 S(N/6+1)b는 턴온 지연 d1x?△tb 및 턴오프 지연 d2x?△tb를 변조 신호 A2b에 부가하여 형성되며,
    △tb는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치 중 턴오프 지연 시간이 가장 긴 스위치의 턴오프 지연 시간이고, d1x≥0, d2x≥0, 및 x=1 내지 N/6이고,
    모든 d1x는 서로 다른 값을 가지며, 모든 d2x는 서로 다른 값을 가지는 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  23. 제22항에 있어서,
    시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/6)b에 대해, 각 Syb는 S(y+1)b 이후에 로직 온 상태를, S(y+1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, y는 1에서 (N/6-1)까지의 일련의 정수이고,
    시간 조정 신호 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b에 대해, 각 Szb는 S(z-1)b 이후에 로직 온 상태를, S(z-1)b 이전에는 로직 오프 상태를 가지며, z는 (N/6+2)에서 (N/3)까지의 일련의 정수인 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  24. 제19항에 있어서,
    상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 신호는 2레벨 인버터 브리지에서의 스위칭을 제어하기 위한 3쌍의 변조 신호 입력 A1b 및 A2b(b∈{1,2,3})를 포함하고,
    N개의 시간 조정 신호는 3세트의 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b인 것으로 더욱 특징지워지며, 각 세트는 상기 다레벨 인버터 브리지의 분기 b의 N/3개의 스위치를 제어하도록 시간이 정해지고, 각 세트 b 내에서, 상기 시간 조정 신호 S1b 내지 S(N/3)b 중 (N/6)개 이상은 로직 오프 상태를 가지며,
    상기 어댑터 회로는,
    A1b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S1b 내지 S(N/6)b를 통해 출력된 시간 조정 신호를 형성하는 것으로, 적어도 턴온 지연 또는 턴오프 지연을 부가하여 상기 A1b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S1b 내지 S(N/6)b를 형성하는 제1 변환 수단과,
    A2b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 통해 출력된 시간 조정 신호를 형성하는 것으로, 적어도 턴온 지연 또는 턴오프 지연을 부가하여 상기 A2b를 통해 입력된 변조 신호로부터 S(N/6+1)b 내지 S(N/3)b를 형성하는 제2 변환 수단을 포함하는 인덕션 모터 드라이브 시스템.
  25. 2레벨 인버터 브리지용 조절기 및 내부 변조기를 포함하고 상기 내부 변조기의 제어를 위해 상기 조절기로부터 명령 신호가 출력되는 2레벨 인덕션 모터 제어기로 다레벨 인버터 브리지를 제어하는 방법으로서,
    상기 2레벨 인덕션 모터 제어기의 제1 인터페이스 포트를 통해 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 상기 명령 신호를 출력하는 단계와,
    상기 제1 인터페이스 포트로부터 출력된 상기 명령 신호를 직렬 또는 병렬 접속을 통해 전송하는 단계와,
    상기 전송된 명령 신호를 제2 인터페이스 포트를 통해 외부 어댑터 회로에 입력하는 단계 - 상기 어댑터 회로는 변조기를 포함함 - 와,
    상기 외부 어댑터 회로의 변조기에서 상기 제2 인터페이스 포트를 통해 입력된 상기 명령 신호에 기초하여 3레벨 이상을 갖는 인버터 브리지를 제어하기 위한 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 단계를 포함하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  26. 제25항에 있어서, 상기 외부 어댑터 회로의 변조기에 의해 형성된 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 인가하여 다레벨 인버터 브리지에서의 12개 이상의 스위치를 제어하는 단계를 더 포함하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  27. 제25항에 있어서, 상기 출력, 전송 및 입력 단계는 결과적으로 갱신된 명령 신호가 상기 외부 어댑터 회로에 주기적으로 제공되게 하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  28. 제25항에 있어서, 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기는 벡터 제어를 이용하고, 상기 조절기는 자속 및 토크 조절기이고 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 상기 명령 신호는 자속(d) 및 토크(q) 명령 신호인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  29. 제28항에 있어서,
    상기 전송된 명령 신호를 상기 외부 어댑터 회로에 입력한 이후이지만, 상기 변조기에서 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하기 이전에, 상기 자속(d) 및 토크(q) 명령 신호를 Park 변형을 통해 α 및 β 명령 신호로 변형하는 단계를 더 포함하고, 상기 외부 어댑터 회로의 변조기는 상기 α 및 β 명령 신호를 이용하여 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  30. 제28항에 있어서,
    상기 전송된 명령 신호를 상기 외부 어댑터 회로에 입력한 후에, 상기 자속(d) 및 토크(q) 명령 신호를 Park 변형을 통해 신호 α 및 β로 변형하는 단계와,
    상기 변조기에서 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하기 전에, 신호 α 및 β를 3상 a, b, 및 c 명령 신호로 변형하는 단계를 더 포함하고,
    상기 외부 어댑터 회로의 변조기는 a, b, 및 c 명령 신호를 이용하여 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  31. 제25항에 있어서, 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기는 벡터 제어를 이용하고, 상기 조절기는 자속 및 토크 조절기이고 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 상기 명령 신호는 α 및 β 명령 신호인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  32. 제31항에 있어서,
    상기 전송된 명령 신호를 상기 외부 어댑터 회로에 입력한 이후이지만, 상기 변조기에서 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하기 이전에, 상기 α 및 β 명령 신호를 3상 a, b 및 c 명령 신호로 변형하는 단계를 더 포함하고, 상기 외부 어댑터 회로의 변조기는 상기 a, b 및 c 명령 신호를 이용하여 상기 12개 이상의 시간 조정 신호를 형성하는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  33. 제25항에 있어서, 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기는 벡터 제어를 이용하고, 상기 조절기는 자속 및 토크 조절기이고 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 상기 명령 신호는 3상 a, b 및 c 명령 신호인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  34. 제25항에 있어서, 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기는 스칼라 제어를 이용하고, 상기 조절기는 전압 조절기이고 상기 2레벨 인덕션 모터 제어기로부터 출력된 상기 명령 신호는 주파수 및 전압 명령 신호인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  35. 제25항에 있어서, 상기 제1 인터페이스 포트는 컨트롤러 에어리어 네트워크(Controller Area Network) 직렬 인터페이스인 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
  36. 제25항에 있어서, 상기 외부 어댑터 회로의 변조기는 공간 벡터 변조기, 히스테리시스 변조기, 펄스 패턴 변조기, 및 사인-삼각파 변조기로 이루어지는 그룹으로부터 선택되는 다레벨 인버터 브리지 제어 방법.
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Families Citing this family (58)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20050078024A1 (en) * 2003-10-09 2005-04-14 Honeywell International Inc. Digital current limiter
ES2296142T3 (es) * 2004-06-18 2008-04-16 Abb Schweiz Ag Procedimiento para el tratamiento de errores en un circuito convertidor para la conmutacion de tres niveles de tension.
US7495938B2 (en) * 2005-04-15 2009-02-24 Rockwell Automation Technologies, Inc. DC voltage balance control for three-level NPC power converters with even-order harmonic elimination scheme
US20070151272A1 (en) * 2006-01-03 2007-07-05 York International Corporation Electronic control transformer using DC link voltage
GB0600837D0 (en) * 2006-01-14 2006-02-22 Alstom Stators and electrical machines incorporating such stators
US7746041B2 (en) * 2006-06-27 2010-06-29 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Non-isolated bus converters with voltage divider topology
JP4893150B2 (ja) * 2006-08-15 2012-03-07 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP4893151B2 (ja) * 2006-08-15 2012-03-07 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP4893152B2 (ja) * 2006-08-15 2012-03-07 株式会社明電舎 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
ES2385095T3 (es) * 2007-04-20 2012-07-18 Mitsubishi Electric Corporation Controlador de inversor
EP2034606B1 (de) * 2007-09-10 2015-03-11 ABB Research Ltd. Verfahren zum Betrieb einer rotierenden elektrischen Maschine
US20090196764A1 (en) * 2008-02-04 2009-08-06 Fogarty James M High frequency electric-drive with multi-pole motor for gas pipeline and storage compression applications
US7920394B2 (en) * 2008-05-13 2011-04-05 Hamilton Sundstrand Corporation Method to create PWM switching with near zero common mode noise
DK2144360T3 (en) * 2008-07-08 2018-11-26 Siemens Ag Process for operating a converter and corresponding device
US8964424B2 (en) * 2008-09-22 2015-02-24 Daikin Industries, Ltd. Power converter, control method thereof, and direct matrix converter
EP2339737B1 (en) * 2008-09-22 2019-05-01 Daikin Industries, Ltd. Power control method for controlling a direct-type ac power converter or a direct matrix converter
US8508181B2 (en) * 2009-06-30 2013-08-13 Eaton Corporation Adjustable frequency drive and system
DK2276162T3 (da) * 2009-07-17 2013-01-21 Ebm Papst Mulfingen Gmbh & Co Fremgangsmåde og styreanlæg til til styring af en børsteløs elektromotor
DE102010002627B4 (de) * 2010-03-05 2023-10-05 Infineon Technologies Ag Niederinduktive Leistungshalbleiterbaugruppen
KR101125338B1 (ko) * 2010-04-28 2012-03-28 명지대학교 산학협력단 전류원 인버터의 스위칭 제어 장치 및 방법
CN102386798B (zh) * 2010-09-02 2014-02-26 财团法人交大思源基金会 直流/交流转换器的控制装置与其控制方法
KR101224589B1 (ko) * 2011-01-05 2013-01-22 경북대학교 산학협력단 멀티레벨 인버터
KR101300391B1 (ko) * 2011-10-14 2013-08-26 전남대학교산학협력단 짝수-레벨 인버터
US8644992B2 (en) * 2011-05-05 2014-02-04 General Electric Company Method to improve washer motor efficiency and performance
US9106157B2 (en) * 2011-05-26 2015-08-11 Saleh A. M. Saleh Method for generating switching signals for a three phase six pulse inverter
CN102931890B (zh) * 2011-08-11 2014-11-26 周顺新 一逆变桥拖动多台电机实现输入功率同时随负载和转速变化控制系统
US8853518B2 (en) 2011-09-09 2014-10-07 Eaton Corporation System employing a thermoelectric device to power an electronic circuit from heat generated by semiconductor devices, and method of powering a system
US8866348B2 (en) 2011-11-18 2014-10-21 Eaton Corporation Power system controlling and monitoring power semiconductor devices employing two serial signals
AT512409B1 (de) * 2012-02-06 2013-08-15 Fronius Int Gmbh Ac/dc-spannungswandler und betriebsverfahren hierfür
ITMI20122053A1 (it) * 2012-11-30 2014-05-31 Mavel Srl Macchina elettrica comprendente un motore elettrico a corrente alternata ed un inverter
US9601945B2 (en) * 2013-01-29 2017-03-21 Reynolds & Reynolds Electronics, Inc. Emergency back-up power system for traction elevators
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
EP2779345B8 (en) * 2013-03-14 2015-06-10 ABB Technology Oy Method for controlling switching branch of active neutral point clamped (ANPC) three-level converter and switching branch for such converter
KR101769176B1 (ko) * 2013-04-10 2017-08-17 엘에스산전 주식회사 멀티레벨 인버터 시스템
GB2520090B (en) * 2013-11-12 2016-01-27 Control Tech Ltd Multi-level converter control
DE102014203553A1 (de) * 2014-02-27 2015-08-27 Robert Bosch Gmbh Elektrisches Antriebssystem
US9318974B2 (en) 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
US9590521B2 (en) * 2014-07-28 2017-03-07 Hamilton Sundstrand Corporation Power converters for aircraft starter/generators
JP6176495B2 (ja) * 2014-08-19 2017-08-09 富士電機株式会社 ３レベルインバータの制御方法及び制御装置
GB201501205D0 (en) * 2015-01-26 2015-03-11 Rolls Royce Plc Open switch fault detection and identification in a two-level voltage source power converter
US9843258B2 (en) * 2015-02-23 2017-12-12 Empower Semiconductor, Inc. Buck power stage with multiple MOSFET types
US10389240B2 (en) 2015-02-23 2019-08-20 Empower Semiconductor Switching regulator with multiple MOSFET types
DE102015115271B4 (de) 2015-09-10 2021-07-15 Infineon Technologies Ag Elektronikbaugruppe mit entstörkondensatoren und verfahren zum betrieb der elektronikbaugruppe
US10833584B2 (en) 2015-11-12 2020-11-10 Empower Semiconductor, Inc. Boot-strapping systems and techniques for circuits
EP3220539B1 (en) * 2016-03-15 2021-04-21 Omron Corporation Motor controller
JP6699265B2 (ja) * 2016-03-17 2020-05-27 富士電機株式会社 Ｐｗｍ制御装置及び該ｐｗｍ制御装置を用いた３レベル電力変換装置
US10410952B2 (en) 2016-12-15 2019-09-10 Infineon Technologies Ag Power semiconductor packages having a substrate with two or more metal layers and one or more polymer-based insulating layers for separating the metal layers
US10008411B2 (en) 2016-12-15 2018-06-26 Infineon Technologies Ag Parallel plate waveguide for power circuits
CN107632633B (zh) * 2017-06-29 2019-01-08 深圳前海慧联科技发展有限公司 一种自适应量程转速调理电路及调理方法
EP3442089B1 (en) * 2017-08-11 2020-06-17 HELLA GmbH & Co. KGaA Dual active bridge control circuit for use with unbalanced grid voltages
EP3675345A1 (en) * 2018-12-31 2020-07-01 Solaredge Technologies Ltd. Balanced capacitor power converter
CA3137719A1 (en) * 2019-04-25 2020-10-29 Magna International Inc. Motor drive topologies for traction and charging in electrified vehicles
WO2021034813A1 (en) 2019-08-22 2021-02-25 Cummins Inc. Flexible control for a six-phase machine
US10958188B1 (en) 2019-09-25 2021-03-23 Eaton Intelligent Power Limited Bus voltage limiter for converter apparatus with multiple DC buses
CN113328647B (zh) * 2020-02-28 2022-07-08 北京金风科创风电设备有限公司 Npc型三电平变流器的控制电路及npc型三电平变流器
US11233476B2 (en) 2020-03-20 2022-01-25 Magnetek, Inc. Method and apparatus for low DC bus voltage ride through
CN111416601B (zh) * 2020-03-26 2022-07-01 苏州科达科技股份有限公司 一种pwm控制信号的产生方法、电路及芯片
US20220109378A1 (en) * 2020-10-01 2022-04-07 Texas Instruments Incorporated Control for a multi-level inverter

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04334976A (ja) * 1991-05-09 1992-11-24 Hitachi Ltd インバータ装置と交流電動機駆動システム
JPH07337089A (ja) * 1994-06-03 1995-12-22 Inventio Ag パルス・インバータで給電される機械の低ノイズ運転
JPH10257780A (ja) * 1997-03-07 1998-09-25 Shinko Electric Co Ltd 多レベルインバータの制御方法とその装置
JP2001251864A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Yaskawa Electric Corp ゲート信号出力装置

Family Cites Families (21)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5517401A (en) * 1992-02-07 1996-05-14 Fuji Electric Co., Ltd. Three level pulse width modulated inverter for an electric vehicle
JP3229897B2 (ja) * 1992-04-13 2001-11-19 三菱電機株式会社 ３レベル３相インバータ装置
US5463296A (en) * 1993-06-30 1995-10-31 Allen-Bradley Company, Inc. Motion controller with remote linking
US6232742B1 (en) * 1994-08-02 2001-05-15 Aerovironment Inc. Dc/ac inverter apparatus for three-phase and single-phase motors
JP3262495B2 (ja) * 1996-06-03 2002-03-04 株式会社東芝 マルチレベルインバータ
JP3741171B2 (ja) * 1996-06-17 2006-02-01 株式会社安川電機 多重パルス幅変調方式の電力変換装置
US5734565A (en) * 1996-08-16 1998-03-31 American Superconductor Corporation Reducing switching losses in series connected bridge inverters and amplifiers
AU728969B2 (en) * 1997-03-19 2001-01-25 Hitachi Limited Apparatus and method for controlling induction motor
US5909367A (en) * 1997-06-02 1999-06-01 Reliance Electric Industrial Company Modular AC-AC variable voltage and variable frequency power conveter system and control
GB2330254B (en) * 1997-10-09 2000-10-18 Toshiba Kk Multiple inverter system
EP0933858A1 (fr) * 1998-01-28 1999-08-04 Gec Alsthom Acec Transport S.A. Procédé de protection par mise en court-circuit
WO1999041828A1 (en) * 1998-02-13 1999-08-19 Wisconsin Alumni Research Foundation Hybrid topology for multilevel power conversion
US6118932A (en) * 1998-03-23 2000-09-12 Electric Boat Corporation Method and arrangement for a high voltage single-stage variable speed drive
US6242884B1 (en) * 1998-03-24 2001-06-05 Wisconsin Alumni Research Foundation Dual stator winding induction machine drive
US5977741A (en) * 1998-11-17 1999-11-02 Allen-Bradley Company, Llc Method for stabilizing AC induction motor having an open loop inverter
US6236580B1 (en) * 1999-04-09 2001-05-22 Robicon Corporation Modular multi-level adjustable supply with series connected active inputs
US6337804B1 (en) * 2000-09-26 2002-01-08 General Electric Company Multilevel PWM voltage source inverter control at low output frequencies
AU2004319473B2 (en) * 2004-04-09 2009-10-01 Smc Electrical Products, Inc. Inverter bridge short-circuit protection scheme
US7110272B2 (en) * 2004-06-22 2006-09-19 Smc Electrical Products, Inc. Inverter bridge controller implementing short-circuit protection scheme
US7253574B2 (en) * 2005-07-01 2007-08-07 Ut-Battelle, Llc Effective switching frequency multiplier inverter
JP2007082321A (ja) * 2005-09-14 2007-03-29 Fuji Electric Fa Components & Systems Co Ltd 電動機駆動装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH04334976A (ja) * 1991-05-09 1992-11-24 Hitachi Ltd インバータ装置と交流電動機駆動システム
JPH07337089A (ja) * 1994-06-03 1995-12-22 Inventio Ag パルス・インバータで給電される機械の低ノイズ運転
JPH10257780A (ja) * 1997-03-07 1998-09-25 Shinko Electric Co Ltd 多レベルインバータの制御方法とその装置
JP2001251864A (ja) * 2000-03-07 2001-09-14 Yaskawa Electric Corp ゲート信号出力装置

Also Published As

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ZA200500561B (en) 2005-11-30
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WO2004015851A2 (en) 2004-02-19
US20060197491A1 (en) 2006-09-07
BR0313364A (pt) 2005-06-07
CA2493586C (en) 2012-08-28
WO2004015851A3 (en) 2004-04-29

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