JP2005535277A - 中〜高電圧、３レベル以上のａｃ駆動インバーターブリッジを駆動する低電圧、２レベル、６パルス誘導モーターコントローラー - Google Patents

中〜高電圧、３レベル以上のａｃ駆動インバーターブリッジを駆動する低電圧、２レベル、６パルス誘導モーターコントローラー Download PDF

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Abstract

２レベルインバーターブリッジとの使用に設計された既製のコントローラーが３レベル以上を有するインバーターブリッジを駆動できるようにする方法及び回路。通常の誘導モーターコントローラー或いは２レベル誘導モーターコントローラーからの信号は、中〜高電圧用途に使用されるように、３レベル以上のインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを駆動するのに使用する。３レベル以上のインバーターブリッジのスイッチングの適切なシーケンスとタイミングが一部、２レベルコントローラーの、６個のパルス幅変調器の出力、又は、磁束とトルクの制御装置又は電圧制御装置の出力のいずれかに基づく。

Description

関連出願の相互参照
優先権は、２００２年７月３１日に申請された米国仮特許出願第６０／３９９，３５５号、及び２００３年３月１２日に申請された米国特許出願第６０／４５３，８１７号から主張される。
本発明は、２レベルインバーターブリッジ用に設計されたコントローラーの制御下で動作する３レベル以上のインバーターブリッジを用いた誘導モーターの動作に関する。
誘導モーター駆動（ＡＣ（交流）駆動とも呼ばれる）は、多位相誘導モーター（長期間、産業の主力製品であった）の速さとトルクを制御するのに使用される。
今日のＡＣ駆動は２つのカテゴリ、低電圧と中電圧に分かれ得る。低電圧ＡＣ駆動は広く使用され、０ＶＡＣ〜６００ＶＡＣの範囲をカバーする。低電圧ＡＣ駆動は世界中で殆ど５００社により製造される。中電圧ＡＣ駆動は６００ＶＡＣより大きくかつ１５，０００ＶＡＣまでの入力ライン電圧をカバーする。わずか約６社が中電圧ＡＣ駆動を設計し生産する。高電圧ＡＣ駆動は１５，０００ＶＡＣ以上の電圧をカバーするが、低電圧と中電圧のＡＣ駆動に比べて非常に希である。最近、低出力電圧高調波を必要とする自動車産業と幾つかの他の特殊な用途において、低電圧モーターにマルチレベルのインバーターブリッジの使用を考えている。本発明はまた、この場合についても取り扱う。
最近まで、電力半導体スイッチは最大１，７００Ｖの定格であり、低電圧３位相ＡＣ駆動に６つのスイッチのインバーターブリッジを使用できた。今日、最先端の半導体スイッチは２，５００Ｖ、３，３００Ｖ、４，５００Ｖ、６，５００Ｖの定格であり、２，０００ＶＡＣまでの入力を有する２レベルの６スイッチインバーターブリッジで使用され得る。２，０００ＶＡＣより上で、インバーターブリッジは直列接続されたより大きな数の電力半導体スイッチを必要とする。４，０００Ｖまでの３相中電圧誘導モーター用の最もポピュラーなインバータートポロジーは、３レベルの１２スイッチインバーターブリッジである。
インバーターブリッジのレベル数は、その出力である電圧レベルを達成するためにインバーターブリッジに必要な直流（ＤＣ）電圧ステップ数を定義する。電力半導体スイッチは限られた電圧能力を有するため、インバーターブリッジの合計ＤＣバス電圧を、各電圧ステップが１つの電力スイッチにより扱われるように多数の電圧ステップに分ける。
図１に示すように、従来の２レベルＡＣ駆動では、入力ラインリアクター８０（オプション）を通過した後の３位相ＡＣ電力（Ｒ，Ｓ，Ｔ）を整流器１０とキャパシター２０で整流して２レベルＤＣバスを形成する。設計アプローチに依存して、ＤＣバス上の入力高調波を更にＤＣリアクター８１で減少させても良い。２レベルＤＣバス電圧を、２レベルＰＷＭ電圧出力を生成する６スイッチインバーターブリッジに印加する。
６スイッチを、２つのスイッチを有する３つの分岐（３０−３１，３２−３３及び３４−３５）に分ける。コントローラー（図示せず）は各スイッチを各スイッチの制御端子５０〜５５を介して制御する。３相モーター９０は、分岐の２つのスイッチ間に中間点から導いた位相接続（７１，７２，７３）を有し、３つの分岐から３つの位相が生成し、３つの位相は集合的にモーターを駆動する。
ＤＣバスの２つのレベルは正バスと負バスを構成する。各分岐の最上スイッチを正バスに接続し、最下スイッチを負バスに結合する。分岐の２つのスイッチ（例えばスイッチ３０と３１）は直列にあるので、短絡せずに同時にオンになり得ない。短絡を防止するため、コントローラーでスイッチ遅延時間を考慮しなければならない。最上スイッチは最下スイッチがオンになる前にオフになる必要があり、反対に最下スイッチは最上スイッチがオンになる前にオフになる必要がある。各スイッチは、正バスと負バスとの間の全電圧を扱えねばならない。
２レベル駆動に比較して、３レベルＡＣ駆動では、図２に示すように、ＤＣバスは３つの電圧レベル（相対的に、正、中性、負）を有し、インバーターブリッジは１２個のスイッチ１３０〜１４１を有する。スイッチ１３０〜１４１を、３つの等しい分岐に分け、各分岐は３相モーター１９０の１つの位相に接続する。よって、各分岐は直列の４つのスイッチ（１３０〜１３３，１３４〜１３７，及び１３８〜１４１を有し、モーター１９０への各接続を中間点１７１〜１７３から導く。
各分岐の最上の２つのスイッチは正バスに接続されて１つのスイッチのように振る舞うが、それらは同時にオン又はオフされ得ない。最上のスイッチ（例えばスイッチ１３０）は、最上のそのスイッチペアの他のスイッチ（例えばスイッチ１３１）の後にオンになり、最上のそのスイッチペアの他のスイッチ（例えばスイッチ１３１）の前にオフになる。各分岐の最下の２つのスイッチは負バスに接続される。最下のスイッチ（例えばスイッチ１３３）は、最下のそのスイッチペアの他のスイッチ（例えばスイッチ１３２）の後にオンになり、最下のそのスイッチペアの他のスイッチ（例えばスイッチ１３２）の前にオフになる。スイッチは、端子１５０〜１６１を介して印加される信号により制御される。
図３Ａ，３Ｂ，３Ｃに、更なる比較のため、３，４，及び５レベルインバーターの単一分岐（即ち、位相）をそれぞれ示す。
多数のレベルを利用する能力は、より低い電圧定格電力スイッチでより高い出力電圧を提供することに加えて、より低い高調波歪みを有する出力電圧を生成する利点を有する。例えば、３レベルインバーターは２レベルインバーターブリッジより低い電圧の高調波歪みを有する。
３レベルインバーターの欠点は、２レベルインバーターブリッジがたった６つの半導体電力スイッチを必要とするのに対し、３レベルインバーターブリッジは１２個のスイッチを必要とし、そのためコストが増加することである。このコストは、追加のレベルを利用する（４レベルインバーターは１８個のスイッチを必要とし、５レベルインバーターは２４個のスイッチを必要とする）につれて増加し続ける。
更にコストの増加とともに、インバーターブリッジのレベルとスイッチの数が増えるにつれ、スイッチ制御の複雑さも増す。スイッチを駆動する信号を注意深く計時する必要がある。さもなければ、スイッチが損傷或いは破壊し得る。この複雑さは、マルチレベルインバーターとともに使用されるコントローラーのコストを増加させる。
従って、コストの利点分析により、通常、マルチレベルインバーターは、出力電圧、高調波及び電力の条件が２レベルインバーターの能力を超えるときにのみ使用される。この結果の副作用は、マルチレベル駆動用コントローラーがずっと低い製造高で生産されることである。
いかなる誘導モーター駆動も、モーターを制御し、加えて多数のインターフェイスタスク（例えば診断情報の通信、オペレータ及び／又はホスト又はスレーブプロセスコンピュータから入力された制御の受信、駆動アプリケーションからの指令の受信、外部制御機能、及び／又は異なるシリアル通信プロトコルインターフェイスによる通信ゲートウェイ機能）を実行しなければならない。これらの機能は全て、モーター制御に加わり、大量の専門知識とリソースの開発を要求する。より低い製造高の結果、中〜高電圧駆動と使用されるマルチレベルシステム用コントローラーは低電圧ＡＣ駆動用に生産された２レベルシステム用対応コントローラーよりも高額で通常少ない又は限られたインターフェイス能力を提供する。悪いことに、低電圧誘導モーターコントローラーからの共通の２レベル変調器信号はマルチレベルインバーターブリッジの制御に適していない。
たとえそうであっても、既存の「市販の」低電圧コントローラーをマルチレベルインバーターブリッジの制御のために利用できれば、開発サイクルを短縮し中〜高電圧ＡＣ駆動の製品入手性をスピードアップするであろう。このアプローチの更なる利点は、低電圧駆動が大きい製造高で生産されるため、２レベルコントローラーのコストを最適化し、コントローラーの回路が優れた品質と信頼性を有することである。
本発明の目的は、２レベルインバーターブリッジとの使用に設計された「市販の」コントローラーが３レベル以上を有するインバーターブリッジを駆動できるようにすることにある。本明細書に使用するように、「マルチレベル」は「３レベル以上」を意味するように定義する。通常の誘導モーターコントローラー或いは２レベル誘導モーターコントローラーからの信号は、中〜高電圧用途に使用されるように、３レベルインバーターブリッジの１２個のスイッチを駆動するか又は多数のレベルを有するインバーターを駆動するのに使用する。
本発明の第１の特徴は、６個の変調信号を出力して２レベルインバーターブリッジの６個のスイッチのスイッチングを制御する２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法にある。この方法は、６個の変調信号を１２個以上の時間コーディネート信号に変換し、この時間コーディネート信号の印加によりマルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御することを含む。
本発明の第２の特徴は、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された６個の変調信号に基づいて、マルチレベルインバーターブリッジの制御に必要とされる１２個以上の時間コーディネート信号を発生するアダプター回路にある。この電子回路は、２レベル誘導モーターコントローラーからの６個の変調信号が回路に入力される３対の変調信号入力、時間コーディネート信号の各セットがマルチレベルインバーターブリッジの分岐のスイッチを制御するように計時される３対の時間コーディネート信号出力、及び各変調入力信号に少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えて変調入力信号のそれぞれの対から時間コーディネート出力信号の各セットを発生するタイミング回路を含む。時間コーディネート信号は、各分岐セットに対して、マルチレベルインバーターブリッジのスイッチの半分以上がオフとなるように配置される。タイミング回路は、アナログ回路、デジタル回路、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、又はマイクロプロセッサを用いて実施され得る。
本発明の第３の特徴は、３相モーターを駆動するシステムにある。このシステムは、信号を出力して２レベルインバーターブリッジを制御する２レベル誘導モーターコントローラー、各分岐が３位相出力のうちの１つの位相を提供して３相モーターを駆動する３つの分岐に分けられる１２個以上のスイッチを有するマルチレベルインバーターブリッジ、及び２レベル誘導モーターコントローラーの変調器により出力された信号から１２個以上の時間コーディネート信号を発生する電子回路を含む。１２個以上の時間コーディネート信号が、マルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御する。
本発明の第４の特徴は、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された指令信号を用いたマルチレベルインバーターブリッジの制御方法にある。この指令信号は、３相モーターを調整するのに通常使用される。本発明の実施の形態では、それらをシリアル又はパラレルポートを介して少なくとも１つのマルチレベル変調器を含む別個の回路に通過させる。好ましくは、モーターコントローラーは、モーターの速さとトルクを調整するのに使用されるベクトル制御、ベクトル指令信号を利用する。この指令信号は、使用される変調器のタイプに適するように数学的に変換される。他のタイプの制御、例えばスカラー制御も使用し得る。いずれの場合でも、制御方法は指令信号を任意のタイプのマルチレベル変調器に入力することにより、指令信号に基づいて１２個以上の時間コーディネート信号を発生しマルチレベルインバーターブリッジの対応する１２個以上のスイッチを制御することを含む。更なる特徴、目的及び利点は以下に詳述する。
従来技術で公知であるように、パルス幅変調器と呼ぶ特殊化した回路は、通常の誘導モーター駆動コントローラーの一部である。低電圧駆動システム（即ち０〜６００Ｖ）では、これらの変調器の出力を使用して２レベルインバーターブリッジの６個のスイッチを直接制御する。例えば、図１を参照すると、コントローラーの６個のパルス幅変調器の出力を端子５０〜５５を介して２レベルインバーターブリッジに印加するとしよう。これらの変調器はモーターコントローラーの速さとトルクの制御装置から来る電圧（又は電流）と位相の入力信号からパルス幅変調信号を導く。例示したコントローラーは磁場配向、ベクトル制御、又は単純開ループ電圧コントローラーである。共通の変調方法の例は、正弦波−三角波比較、空間ベクトル、及び第３の高調波注入方法である。
本発明では、マルチレベルインバーターブリッジのスイッチングの適切なシーケンスとタイミングが一部、６個のパルス幅変調器の出力に基づいている（第１の変形例）か又は、速さとトルクの制御装置の出力に基づいている（第２の変形例）かのいずれかであることが好ましい。マルチレベルインバーターブリッジの各スイッチの位置と遅延時間に考慮を払う。
本開示を通じて、説明を単純化するために変数を用いる。変数「Ｎ」を、マルチレベルインバーターブリッジのスイッチ数と、マルチレベルインバーターブリッジを制御する信号数として交換可能に使用する。典型的には、マルチレベルインバーターブリッジが「Ｌ」個のレベルを有するなら、Ｎ＝６（Ｌ−１）である。使用する他の変数は、常に１，２，又は３となる「ｂ」であり、インバーターブリッジの分岐、又はインバーターブリッジの分岐を制御する信号セットを指す。スイッチとスイッチを制御する信号の両方は交換可能（即ち、Ｓｎ）である。遅延値Δｔｂは、マルチレベルインバーターブリッジの分岐ｂのＮ／３個のスイッチの最長ターンオフ遅延時間を有するスイッチのターンオフ遅延時間と少なくとも同じ長さである。図に示すインバーターブリッジはそれぞれトランジスタからなるが、適当な電圧とスイッチングの特性を有する任意のタイプのスイッチを有するインバーターを使用できる。
例として、図２の３レベルインバーターブリッジを参照すると、動作しているスイッチング状態の概要は以下の通りである。３レベルインバーターブリッジを形成するスイッチ１３０〜１３３をＳ１〜Ｓ４と呼ぶことにする。また、この配置を図３Ａに示す。Ｓ１〜Ｓ４に対して議論するスキームを、他の分岐に等しく適用する。簡略のため、議論を例示の分岐に限定する。
スイッチは、３つの以下の状態の１つと仮定できる。
１）Ｓ１とＳ２がオフで、Ｓ３とＳ４がオンである。
２）Ｓ２とＳ３がオンで、Ｓ１とＳ４がオフである。
３）Ｓ１とＳ２がオンで、Ｓ３とＳ４がオフである。
図４Ａの表にこれらの状態を示す。４レベルインバーターブリッジと５レベルインバーターブリッジの分岐の可能なスイッチング状態をそれぞれ図４Ｂと図４Ｃに示す。
ＤＣ電圧Ｖｄｃは、各個別スイッチの電圧定格の２倍の大きさになり得るように直列接続したスイッチの半分以上に印加されることが分かる。即ち、各分岐ｂに対して、時間コーディネート信号又はスイッチＳ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂのＮ／６個以上が論理的オフ状態を有する。
マルチレベルインバーターブリッジのスイッチングの適切なシーケンスとタイミングの導き方は、実施される本発明の特定の変形例に依る。
第１の変形例では、任意の２レベル誘導モーターコントローラーが３レベルインバーターブリッジから準２レベル出力電圧を発生することにより、マルチレベル中〜高電圧インバーターブリッジを駆動できる。２レベルコントローラーにより発生された６個の変調信号を時間リシーケンスし、マルチレベルインバーターブリッジのスイッチの位置と遅延時間を考慮してマルチレベルインバーターブリッジを制御するのに必要とされる１２個以上の時間コーディネート信号を生成する。この第１の変形例では、マルチレベルインバーターブリッジが２レベル電圧出力を生成するので、マルチレベルインバーターブリッジで可能であるより低い高調波歪みの利点を用いない。この第１の変形例は、多くの用途、特に７５０ＨＰまでのモーターに十分である。
第２の変形例では、通常の誘導モーターコントローラー内で通常利用される指令信号を利用する。好ましくは、制御方法がベクトル制御であり、その場合、通常の誘導モーターコントローラー内の磁束とトルクの制御装置のみが、それらの出力信号又はそれらの出力（ａ．ｋ．ａ．ベクトル制御データ）の数学的変換を、マルチレベル変調器を有する外部制御回路に送信する（即ち、通常の誘導モーターコントローラーはインターフェイスポートを介してその最も適したセットの外部マルチレベル変調器用信号を、インターフェイスポートと３レベル以上（マルチレベル）の変調器とを含む外部回路に送る）ことにより利用される。外部制御回路のマルチレベル変調器は、中〜高電圧インバーターブリッジの電力スイッチを駆動する。この第２の変形例では、既存の低電圧２レベル誘導モーターコントローラーが中〜高電圧マルチレベルインバーターブリッジを駆動できる。この第２の変形例の利点は、より低い高調波歪み成分を有する３レベル出力電圧波形が生成されることである。このアプローチはまた、既存のコントローラーのスイッチング周波数を分離するので、ターゲットのスイッチング周波数をマルチレベルインバーターブリッジの高電圧半導体スイッチ用に最適化できる。定格電圧がスイッチに対して高くなるにつれて、スイッチの定格出力電力を達成するのにスイッチング周波数が低くなることが必要である。
第１と第２の両方の変形例では、スイッチからの出力が誘導モーターのような３相誘導負荷に印加されるとき、バランスされた３相正弦波電流の波形を生成するため、インバーターの１２個以上の電力スイッチがデューティサイクルの変動に伴ってオン、オフする。
（第１の変形例）
本発明の第１の変形例は、通常のコントローラーの２レベル変調器からの６個のパルス幅変調駆動信号を利用してマルチレベルインバーターブリッジを制御する。これは、マルチレベルインバーターブリッジ内のそれぞれのスイッチの位置とスイッチのターンオン遅延時間及び／又はターンオフ遅延時間を考慮して、２レベル変調器の６個の信号を３レベル以上のインバーターブリッジに必要とされる多数の時間コーディネート信号に切り離すことによって達成される。ルチレベルインバーターブリッジ内のスイッチの位置で、スイッチに印加される信号の全体のタイミングを決定する。
第１の実施例は、本発明のこの第１の変形例を実施する方法である。図５に示すように、６個の変調信号をＮ個の時間コーディネート信号に変換し（ステップ５００）、Ｎ個の時間コーディネート信号を使用してマルチレベルインバーターブリッジのＮ個のスイッチを制御する（ステップ５１０）。図示するように、３位相パルス幅変調出力がある。上述したように、６個の変調信号をＮ個の時間コーディネート信号に変換するとき、各分岐ｂに対して、時間コーディネート信号のＮ／６個以上が論理的オフ状態を有する。
６個の変調信号は元来、各々２個のスイッチの３個の分岐を制御するように意図された（図１）ので、６個の変調信号は３対の変調信号Ａ１ｂとＡ２ｂであるように更に特徴づけられる。これらの変調信号を使用して２レベルインバーターブリッジを制御するなら、各対は２レベルインバーターブリッジの３個の分岐の１個を制御するであろう。即ち、各対は３位相出力のうちの１つの位相を制御するであろう。
図６に示すように、好ましくは、変調信号Ａ１ｂとＡ２ｂの各対をＮ／３個の時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂに変換する（ステップ６００）。各時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂのタイミングは、少なくともマルチレベルインバーターブリッジのスイッチの遅延時間に基づいて変動する。それからＮ／３個の時間コーディネート信号を使用してマルチレベルインバーターブリッジの３個の分岐のうちの１個の分岐のスイッチを制御する（ステップ６１０）。
変調信号の時間コーディネート信号への変換を、規則に基づいた手順の適用により更に定義する。
図７Ａ〜７Ｄに、第１の手順を示す。時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／６）ｂに対して、各ＳｙｂはＳ（ｙ＋１）ｂ後に論理的オン状態を、Ｓ（ｙ＋１）ｂ前に論理的オフ状態を有し、時間コーディネート信号Ｓ（Ｎ／３）ｂ〜Ｓ（Ｎ／６＋１）ｂに対して、各ＳｚｂはＳ（ｚ−１）ｂ後に論理的オン状態を、Ｓ（ｚ−１）ｂ前に論理的オフ状態を有する。値ｙは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数で、ｚは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である。
この手順をより良く理解するため、５レベルインバーターシステムの例について考える。図３に示すように、そのようなシステムの分岐は８個のスイッチ（Ｓ１〜Ｓ８）を有する。これにより、合計２４個のスイッチ（Ｎ＝２４）となる。従って、定義のように、ｙ＝１〜３となる。
時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／６）ｂ（即ち、図３Ｃの分岐のスイッチＳ１〜Ｓ４）がオフからオンへ遷移する手順の部分が図７Ａである。Ｓ４が論理的オフから論理的オンへ遷移するとき、ステップ７０３となる。遅延（７０４）後、Ｓ３が論理的オフ状態から論理的オン状態となる（７０５）。今もちろん、Ｓ３はオフからオンへ遷移したので、再びステップ７０３となるが、今の場合Ｓ３のためである。従って遅延（７０４）後、Ｓ２が論理的オフ状態から論理的オン状態となる。この手順は、最終的にＳ１が論理的オフ状態から論理的オン状態となる（その時点でステップ７０３を開始する更なる信号遷移はなくなる）まで続く。
図示するように、初期に起こる事象は変調信号Ａ１の論理的オフから論理的オンへの遷移（７０１）、Ｓ（Ｎ／６）のオフからオンへの遷移（７０２）である。
図７Ｂ〜７Ｄに示す手順の部分は同様にして動作する。図７Ｂ（７１１〜７１５）はＳ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／６）ｂが論理的オフから論理的オンへ遷移する手順の部分である。図７Ｃ（７２１〜７２５）はＳ（Ｎ／６＋１）ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）が論理的オフから論理的オンへ遷移する手順の部分である。図７Ｄ（７３１〜７３５）はＳ（Ｎ／６＋１）ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）が論理的オンから論理的オフへ遷移する手順の部分である。
図７Ａ〜７Ｄでは、ステップ７０１，７０３，７１１，７１３，７２１，７２３，７３１，及び７３３はシーケンスの順序のステップに限定されることはないが、寧ろ独立して起こる事象であることに注意されたい。従って、手順は容易にステップの順に、或いは完全に事象駆動のように（例えば「リプル」装置におけるように）実施される。
図８Ａと図８Ｂに、図７Ａ〜７Ｄの手順を順に実施する例を示す。図８Ａ（８００，８１０〜８２５）では、変調信号Ａ１ｂを時間コーディネート信号Ｓ１〜Ｓ（Ｎ／６）に変換する。図８Ｂ（８０１，８３０〜８４５）では、変調信号Ａ２ｂを時間コーディネート信号Ｓ（Ｎ／６＋１）〜Ｓ（Ｎ／３）に変換する。
この例では、Ａ１とＡ２に基づいた時間コーディネート信号の全部を初期化すること（８００，８０１）により手順を開始する。それからＡ１の遷移（８１０と８２０）とＡ２の遷移（８３０と８４０）を待つループが始まる。遷移が起こるとき、ポインター値が初期化し（８１１，８２１，８３１，８４１）、遅延（８１２，８２２，８３２，８４２）後、第１の時間コーディネート信号がオンからオフへスイッチするか（８２３，８４３）又はオフからオンへスイッチする（８１３，８３３）。ステップ８１２，８２２，８３２，及び８４２を最初に通過するとき、遅延がゼロとなることが好ましい。
それからポインター値が増加又は減少し（８１４，８２４，８３４，８４４）、時間コーディネート信号の全部が遷移したか（８１５，８２５，８３５，８４５）チェックがなされる。信号がまだ遷移するべきであるなら、シーケンスはループの遅延ステップへ戻る（８１２，８２２，８３２，８４２）。この第２の通過と任意の後続の通過のとき、遅延は少なくともスイッチのターンオフ遅延時間Δｔｂに基づく。全ての信号が遷移したとき、シーケンスはＡ１の遷移（８１０と８２０）とＡ２の遷移（８３０と８４０）を待つループへ戻る。
図８Ａと図８Ｂに例示した逐次実施は、時間コーディネート信号の適切なシーケンスが図７Ａ〜７Ｄに概略した要件に従って生成する限り、多くのやり方で修正し得る。例えば、遅延をシーケンスに置く所を、図９Ａと図９Ｂに示すように、変えることができる。この例では、遅延（９１６，９２６，９３６，９４６）は少なくともスイッチのターンオフ遅延時間Δｔｂに基づくことが好ましい。
上述したように、スイッチの過負荷を回避するために、各分岐ｂに対して、時間コーディネート信号又はスイッチＳ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂのＮ／６個以上が論理的オフ状態を有することが重要である。このため、遅延時間Δｔｂをマルチレベルインバーターブリッジの分岐ｂのＮ／３個のスイッチの最長ターンオフ遅延時間を有するスイッチのターンオフ遅延時間と少なくとも同じ長さとする。最小遅延のため、スイッチの半分以上がスイッチング遅延によってオンして過負荷を引き起こすことがないことが保証される。
しかしながら、Δｔｂのこの値は閾値を与え、実際には、より大きな閾値を使用することが望ましいかもしれない。例えば、そのような情報はテストすることなくインバーターについて知られる全てとなり得るので、Δｔｂを少なくともインバーターの全分岐のスイッチの全部の最長ターンオフ遅延とすることが便利になり得る。別の例として、性能の経時変化の予知の上においてより大きな閾値とすることが望ましいかもしれない。
更に、Δｔｂに「基づくこと」は、実際の遅延がΔｔｂ以上となることを意味すると理解されたい。使用される実際の遅延には、スイッチＳ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂが３つの位相の出力のうち１つの位相を形成することを考慮しなければいけない。例えば、図２に戻って、Ｓ１〜Ｓ４がモーターへの駆動信号の１つの位相である中点１７１で信号を生成する。使用される実際の遅延は多様な要素、例えば使用される電力半導体スイッチのタイプ、その駆動方法及びその動作限界条件などに依存する。
好ましくは、時間コーディネート信号の遅延シーケンスを最適化してモーターへ出力された３つの位相の信号の所望の出力特性を達成する。幾つかの場合、これは出力信号の高調波を最小にすることを意味するであろう。しかしながら、幾つかの用途では、より高出力の電力で高調波増大を犠牲にすることが望ましいかもしれない。従って、「最適化」を定めるものはアプリケーション仕様である。
図１０に、６個の変調信号の時間コーディネート信号への変換の第２の規則に基づく手順を示す。時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／６）ｂは、変調信号Ａ１ｂにターンオン遅延ｄ１ｘ・Δｔｂ及びターンオフ遅延ｄ２ｘ・Δｔｂを加えることによって形成され（ステップ１００１）、時間コーディネート信号Ｓ（Ｎ／３）ｂ〜Ｓ（Ｎ／６＋１）ｂは、変調信号Ａ２ｂにターンオフ遅延ｄ１ｘ・Δｔｂ及びターンオン遅延ｄ２ｘ・Δｔｂを加えることによって形成される（ステップ１００２）。この場合、ｄ１ｘ≧０、ｄ２ｘ≧０で、ｘは１〜Ｎ／６の一連の整数である。また、全てのｄ１ｘは異なる値を有し、全てのｄ２ｘは異なる値を有する。
図７Ａ〜７Ｄに概略した第１の規則に基づく手順が時間コーディネートの相互関係に依存してタイミングシーケンスを生成するのに対し、図１０の手順は事前設定した遅延を使用して時間コーディネート信号を発生する。理想的には、これら２つの手順から出力された時間コーディネート信号は、一旦最適化されたなら、任意の所与の実施に対して同じであろう。
図１１〜１３に、実証として、３，４，及び５レベルシステムに対する第２の規則に基づく手順の実施例を示す。図１４〜１６に、更なる実証として、３，４，及び５レベルシステムに対する例示的タイミング図を示す。図１１〜１６の各図で、インバーターブリッジの分岐のスイッチを制御する時間コーディネート信号を発生するため、入力信号にターンオン遅延及びターンオフ遅延を加える。
図１１〜１３でＡ１とＡ２に対してＳ１〜Ｓ（Ｎ／３）を形成するように加える遅延はそれぞれ図１４〜１６のタイミング図のＳ１〜Ｓ（Ｎ／３）に対応する。図１０の第２の規則手順を参照すると、図１１と図１４の遅延乗数ｄ１ｘとｄ２ｘはｄ１１＝３、ｄ１２＝１、ｄ２１＝０、及びｄ２２＝２となる。図１２と図１５の遅延乗数ｄ１ｘとｄ２ｘはｄ１１＝５、ｄ１２＝３、ｄ１３＝１、ｄ２１＝０、ｄ２２＝２、及びｄ２３＝４となる。図１３と図１６の遅延乗数ｄ１ｘとｄ２ｘはｄ１１＝７、ｄ１２＝５、ｄ１３＝３、ｄ１４＝１、ｄ２１＝０、ｄ２２＝２、ｄ２３＝４、及びｄ２４＝６となる。これらのタイミングシーケンスも第１の規則に基づく手順（図７Ａ〜７Ｄ）の要件と一致することに注意されたい。
より一層高いレベルのシステムに対して、遅延乗数ｄ１ｘとｄ２ｘを生成するこのパターンの一般化は以下の通りになる。
ｄ１ｘは（Ｎ／３−１）〜１の奇数の降順となる。そして、
ｄ２ｘは０〜（Ｎ／３−２）の偶数の昇順となる。
また、図１４〜１６は、変調信号Ａ１とＡ２に対して時間コーディネート信号Ｓ１〜Ｓ（Ｎ／３）のタイミングの図示に加え、図１１〜１３で必要とされた遅延を構成するため使用され得る中間信号を図示する。図１４〜１６の中間信号のため、Ａ１とＡ２から時間コーディネート信号Ｓ１〜Ｓ（Ｎ／３）を構成するのに単純なタイミング論理回路を使用できる。
図１４を参照すると、Δｔのターンオン遅延時間を信号Ａ１に加えて信号Ｃを形成する。信号Ｄは単に２Δｔだけ進んだ信号Ｃとなる。Δｔのターンオン遅延時間を信号Ａ２に加えて信号Ｅを形成する。信号Ｆは信号Ｅを２Δｔだけ進めることにより形成される。これらの信号から、時間コーディネート信号Ｓ１〜Ｓ４が導かれる。時間コーディネート信号Ｓ１はＣ×Ｄ（即ち、Ｃ ＡＮＤ Ｄ）に等しい。Ｓ２はＣ＋Ｄ（即ち、Ｃ ＯＲ Ｄ）に等しい。Ｓ３はＥ＋Ｆとなる。Ｓ４はＥ×Ｆとなる。このタイミングスキームを使用して、変調信号Ａ１とＡ２の対が３レベルインバーターブリッジの分岐の４個のスイッチＳ１〜Ｓ４を制御する基礎を提供する。
図１５と図１６は、４レベルシステムと５レベルシステムに対する同様のスキームを示し、方法は任意のレベル数に拡張できる。図１４に示す中間信号の発生パターンもまた図１５と図１６に適用できる。例えば、図１６で、Δｔのターンオン遅延時間を信号Ａ１に加えて信号Ｃを形成する。信号Ｄは２Δｔだけ進んだ信号Ｃとなる。信号Ｅは２Δｔだけ進んだ信号Ｄとなる。信号Ｆは２Δｔだけ進んだ信号Ｅとなる。信号ＧはΔｔのターンオン遅延を有するＡ２となる。信号Ｈは２Δｔだけ進んだ信号Ｇとなる。信号Ｉは２Δｔだけ進んだ信号Ｈとなる。信号Ｊは２Δｔだけ進んだ信号Ｉとなる。図示するように、時間コーディネート信号Ｓ１〜Ｓ８は基本的な論理関数を用いて中間信号Ｃ〜Ｊから形成される。図１４〜１６に示す遅延と論理の要件は簡単であり、これらの手順は論理関数のＡＮＤゲートとＯＲゲートのような初歩的な論理素子と、遅延素子としてフリップフロップを用いて実施できる。
本発明の第２の実施例は、変調信号Ａ１ｂとＡ２ｂを時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂに変換する、本発明の第１の変形例によるアダプター回路である。アダプター回路は、図５〜１６に示す手順に従って、上述したように、アナログ回路及び／又はデジタル回路から組み立てられ、及び／又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサ、又は結合プログラム可能論理回路（ＣＰＬＤ）のようなプログラム可能論理装置にプログラムされる。
アナログ実施に対して、任意のタイプの遅延素子を使用でき、そのような回路は多数存在し、従来に知られている。１例は遅延を生成するように実施されるタイマー回路である。別の例は、図２８に示すように、電圧比較器増幅器に直列接続された抵抗器とキャパシタである。時間遅延量は抵抗器とキャパシタの値で定義する。電圧比較器増幅器は、抵抗器に注入される入力信号と電圧比較器出力信号間に遅延時間を生成してアナログ電圧閾値を変化するキャパシタ電圧に比較する。
一旦遅延時間が生成されれば、遅延信号と非遅延又は他の信号との合成を、論理ゲートを介して行い得る。図２８では、遅延「信号１」と独立遅延「信号２」を合成する、ダイオードからなる「ＡＮＤ」論理ゲートを図示する。この例の２つの入力ＡＮＤゲートを、２つのダイオードのアノードを電源の正に接続された抵抗器に接続することにより形成する。ゲートの入力は２つのダイオードのカソードである。２つの入力信号のいずれもゼロボルト或いは「論理ゼロ」であるとき、それぞれのダイオードが導通し、それから（２つのダイオードのアノードである）出力が論理ゼロとなる。両方の信号が「論理１」或いは電源レベルとなるとき、両方のダイオードがブロックされ、出力もまた抵抗器のため電源レベルにあり、それ故論理１にある。
デジタル実施に対して、好ましくは組み合わせ回路（論理ゲート）と逐次回路（フリップフロップ）の合成を用いる。もちろん、特定の実施に必要に応じて、デジタル回路とアナログ回路を交換可能に混合してよい。例えば、アナログ遅延素子をデジタル論理ゲート（即ち、組み合わせ回路）と使用してよいし又は逐次回路をアナログ論理ゲートと使用してよい。同様に、ハードワイヤード回路をプログラム可能回路との合成に利用してよい。
図１７Ａ〜１７Ｐは、デジタル実施の例として、結合プログラム可能論理回路（ＣＰＬＤ）に内蔵される組み合わせ回路又は逐次回路を通る図１４に示す信号処理の好ましい実施例を示す。実際には、プロセスをアナログ回路又はデジタル回路で、又はデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）又はマイクロプロセッサで実施できる。加えて、組み合わせ回路又は逐次デジタル回路は、制御と故障のコーディネーション機能を含む。
本発明の第３の実施例は、本発明の第１の変形例を実施する誘導モーター駆動システムである。この誘導モーター駆動システムは少なくとも、信号を出力して２レベルインバーターブリッジを制御する２レベル誘導モーターコントローラー、３つの分岐を形成するように配置されたＮ≧１２個のスイッチを有するマルチレベルブリッジ、及び２レベル誘導モーターコントローラーにより出力された信号からＮ個の時間コーディネート信号を生成してマルチレベルインバーターブリッジのＮ個のスイッチを制御するアダプター回路を含む。
図１８は、駆動システム内の信号の流れを示す。２レベル誘導モーターコントローラー１８００は６個の変調信号（Ａ１ｂ，Ａ２ｂ）を出力し、アダプター回路１８１０がこの６個の変調信号（Ａ１ｂ，Ａ２ｂ）をＮ個の時間コーディネート信号に変換する。Ｎ個の時間コーディネート信号は、３つの位相の出力をＡＣモーター１８９０に提供するマルチレベルインバーター１８２０のＮ個のスイッチを制御する。例えば、マルチレベルインバーターブリッジのＮ個のスイッチの共通の構成については、図２と図３Ａ〜３Ｃを参照のこと。
「既製の」制御回路１８００はある情報を所与のＡＣ駆動装置の変換器とインバーターの電力部から要求する。変換器は多数の電圧レベルをインバーターに提供する駆動装置の一部である。例えば、図１の正バスと負バスの提供部、及び図２の正バス、中性バス、及び負バスの提供部。
コントローラー１８００は、磁束の位置と角速度のみならず回転子の位置と角速度のようなモーターデータを導出するためこれらの信号を使用する。図１８に示すように、アダプター回路ブロック１８１０により生成された信号があり、この信号を「既製の」２レベル制御回路に送る。アダプター回路は、「既製の」制御回路が誘導モーターの速さとトルクを制御するのに必要とする信号を合成する。ベクトル制御の場合、モーターが負荷の速い変動に応答するようにトルクを調整する。一方、スカラー制御の場合、トルクは調整されないが、コントローラーの周波数と電圧出力の副作用となり、負荷過渡がない定常状態条件に適するのみである。アダプター回路の合成信号は通常、「電流フィードバック」、「電圧フィードバック」、「故障」及び「制御コーディネーションとタイミング」である。図１７Ａ〜１７Ｐに示すアダプター回路はこの機能性を含む。
「既製の」制御回路１８００は、速さ、磁束及びトルクの調整に使用される幾つかの電流フィードバック（ＩＦＢＫ）信号と電圧フィードバック（ＶＦＢＫ）信号を受信する必要がある。それはまた、適切な運転停止シーケンスをコーディネートして適切なフィードバックをオペレータ又はホストコンピュータに与えるため、インバーター回路１８２０から故障情報を必要とする。
「既製の」制御回路に要求されたフィードバック信号と制御信号を与える他に、アダプター回路１８１０はまた、冗長的、少数の場合に瞬間的、故障検出を行うため、これらの信号を内部的に使用する。これにより、アダプターが「既製の」制御回路を待つ必要なしに反応できる。
アダプター回路１８１０により使用される「既製の」低電圧モーターコントローラー１８００からの信号は、２レベル変調信号Ａ１ｂとＡ２ｂと、いつＡＣ駆動装置が実行又は停止すべきかを指令する故障信号と制御信号である。
図１９に、この実施例を３レベルインバーターブリッジに対して示す。アダプター回路１９１０は２レベルコントローラー１９００から３対の変調信号入力Ａ１ｂとＡ２ｂを受信し、マルチレベルインバーター１９２０に信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂを出力する。モーター１９９０への駆動信号の電流レベルを（センサーライン１９１２を介して）センスするように、変換器により出力された電圧「レベル」をアダプター回路で（ライン１９１１を介して）センスする。アダプター回路は、変換器１９３０とインバーター１９２０から受信した電圧フィードバック（１９１１）と電流フィードバック（１９１２）に基づいて電圧フィードバックと電流フィードバックを２レベル誘導モーターコントローラー１９００に提供する。電圧フィードバック（１９１１）が変換器１９３０又はインバーター１９２０のどちらか一方で測定されることに注意されたい。
これらのフィードバック信号（１９１１、１９１２）から、故障検出をアダプター回路１９１０内で行う。２レベル誘導モーターコントローラー１９００が最初に故障を検出するなら、それはアダプター回路１９１０に故障発生を信号する。しかしながら、アダプター回路１９１０が最初に故障を検出するなら、それは２レベル誘導モーターコントローラー１９００に故障発生を信号する。従って、故障と制御を信号することは双方向として図１８と図１９に示す。
図５〜１７の手順に従って手順と回路に従って信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂをＡ１ｂとＡ２ｂから導く。従って、３レベルシステムに対して図１９に示す駆動システムは４レベル以上のシステムに拡張される。
（第２の変形例）
本発明の第２の変形例は、制御信号（ａ．ｋ．ａ．、指令信号）を別個のアダプター制御回路に送信することにより通常の誘導モーターコントローラー内の２レベル変調器を給電する制御信号（ａ．ｋ．ａ．、指令信号）のみを利用する。通常、これらの誘導モーターコントローラーはスカラー及び／又はベクトルの制御技術を使用する。スカラー制御は限られたトルク応答を用いて開ループ構成で周波数と出力電圧の信号を生成する最も古く最も簡単な形態である。一方、ベクトル制御は閉ループ構成で誘導モーターの速さ、磁束及びトルクの成分を制御し、そのため高モーター性能を負荷トルク過渡に提供する。別個のアダプター回路は、中〜高電圧インバーターブリッジの電力スイッチを駆動するマルチレベル変調器を含む。モーター制御データの方法は、ワイヤ、ファイバ、あるいはワイヤレスのような任意の媒体上で、シリアル又はパラレルインターフェイスポートを介する。これにより、既存の低電圧、２レベル誘導モーターコントローラーが中〜高電圧マルチレベルインバーターブリッジを駆動できる。
好ましい実施例では、モーターシャフトと制御される誘導モーターの回転磁束との角速度と位置を絶えず計算する磁束及びトルクの制御装置（例えば、磁束及びトルクの両方を調整するＰＩＤループを有するマイクロプロセッサに基づいたベクトルコントローラー）によるベクトル制御を利用する。これらの計算値をモーターの所望の値に比較することにより、同じ速さとトルクの制御装置は磁束及びトルクの指令信号を生成できる。従来のコントローラーでは、この比較は通常１〜４回／ｍｓ起こる。この比較から生じた信号を従来のベクトル制御方法により電圧（又は電流）と位相の指令信号に変換する。
本発明の第２の変形例のこの好ましい実施例では、既存の誘導モーターコントローラーが制御指令信号をインターフェイスポートを介して外部回路へ出力する。外部回路はインターフェイスポートとマルチレベル変調器からなる。同様に、スカラー制御を代わりに使用するなら、コントローラーは電圧と周波数の指令信号を更新してインターフェイスポートを介して外部アダプター回路へ出力する。
「既製の」誘導モーターコントローラー（即ち、正弦波電圧（又は電流）と位相の指令信号を生む磁束及びトルクの信号又は電圧と周波数又はそれらの数学的に変換された成分）出力信号をシリアル又はパラレルポートを介して取り出し、それからそれらを特殊化されたマルチレベル変調器回路へ注入する。マルチレベル変調器回路は信号を発生してマルチレベルインバーターブリッジのスイッチを駆動する。本発明の技術革新は、「既製の」２レベル低電圧指令信号をシリアル又はパラレルポートを介してマルチレベルインバーター用変調器を有する別個の回路へ取り出すことにある。本発明のアイディアは、「既製の」２レベル低電圧制御回路とマルチレベル変調器を有する別の回路との間の（指令信号をシリアル又はパラレルポートを介して他の回路へ送る）リンクにある。マルチレベル変調器は現在知られている又は将来開発される任意の変調方法を使用し得るし、任意のタイプであってよい。良く知られている既存の変調方法は空間ベクトル、ヒステリシス、パルスパターン、正弦波‐三角波比較、及び第３の高調波注入を含む。
図２０Ａを参照すると、ベクトル制御を利用して、手順は、ベクトル制御指令信号をインターフェイスポートを介して２レベル誘導モーターコントローラーから抽出し（ステップ２００１）、ベクトル制御指令信号をコントローラーのインターフェイスポートから送信し（ステップ２００２）、指令信号を外部変調器に入力し（ステップ２００３）、外部変調器で１２個以上の時間コーディネート信号を発生し（ステップ２００４）、時間コーディネート信号でマルチレベルインバーターブリッジのスイッチを制御する（ステップ２００５）。
図２０Ｂを参照すると、スカラー制御を利用して、手順は、周波数と出力電圧の指令信号をインターフェイスポートを介して２レベル誘導モーターコントローラーから抽出し（ステップ２０１１）、周波数と出力電圧の指令信号をコントローラーのインターフェイスポートから送信し（ステップ２０１２）、指令信号を外部変調器に入力し（ステップ２０１３）、外部変調器で１２個以上の時間コーディネート信号を発生し（ステップ２０１４）、時間コーディネート信号でマルチレベルインバーターブリッジのスイッチを制御する（ステップ２０１５）。
好ましい実施例では、既存のコントローラーのコントローラーエリアネットワーク（ＣＡＮ）シリアルポートを使用してベクトル又はスカラー指令信号を制御レギュレータからＣＡＮポートを有する外部回路へ送る。指令信号をそれからマルチレベル空間ベクトル変調器を介して変調するか又はそれらを３つの正弦波に変換し、それから正弦波を三角波搬送信号の多数のレベルに比較してマルチレベルパルス幅変調信号を生成して、マルチレベルインバーターブリッジのスイッチを駆動する。
図２１に、システム内の信号の流れを示す。「既製の」２レベル誘導モーターコントローラー２１００はベクトル及び／又はスカラー指令信号を出力し、アダプター／変調器回路２１１０がベクトル及び／又はスカラー指令信号をＮ個の時間コーディネート信号に変換する。Ｎ個の時間コーディネート信号は３つの位相の出力をＡＣモーター１８９０に提供するマルチレベルインバーター１８２０のＮ個のスイッチを制御する。
変調器とインターフェイスの回路に加え、アダプター／変調器回路２１１０はまた、本発明のこの第１の変形例で述べたように、故障と制御の信号能力を提供する。
誘導モーターを制御するとき注意すべき時間の制約がある。制御システムがモーターの制御を緩めないように、情報をマルチレベル変調器に送るのに長くかかり過ぎないようにする。従って、インターフェイスポートを十分高速にする必要がある。好ましくは、２レベルコントローラーから抽出したベクトル又はスカラー指令信号を最低でも毎ミリ秒ごとに更新するべきである。
（ベクトル及びスカラー制御理論）
誘導モーターはシステムが発生するトルクが直接に固定子の電流の大きさに従わない非線形システムである。その理由は固定子の電流が２つの直交ベクトル成分（固定子の電圧に対して９０度位相がずれた磁束生成ベクトルと、印加された固定子の電圧と同位相のトルク生成ベクトル）により形成されるからである。高速マイクロプロセッサの出現まで、ＡＣ駆動のトルク制御方法は、開ループのように（即ち、スカラー制御で）、ただボルト／ヘルツ（Ｖ／Ｈｚ）比を一定に保つことだった。
このスカラー制御モードは、速さとトルクの厳密な制御、例えばファンを必要としないそれらの負荷タイプにまだ広く使用される。それはまた、１つのＡＣ駆動装置を幾つかのＡＣ誘導モーターに並列に接続する用途に適する。Ｖ／Ｈｚ制御のダイナミック応答は、何百の回転数／分（ＲＰＭ）で変動できるモーターのスリップ周波数で制限される。
速さとトルクの厳密な調整では、磁場配向方法又はベクトル制御を使用する。基本的には、ベクトル制御によりモーター電流情報の磁束ベクトルとトルクベクトルを分離する。これはＣｌａｒｋｅ及びＰａｒｋ変換と呼ばれるプロセスで数学的に行う。Ｃｌａｒｋｅ変換は、互いから１２０度位相シフトさせたバランスした３つの位相の電流信号ｉａ、ｉｂ、ｉｃを２つの信号ｉαとｉβに減少する。信号ｉαとｉβは直交平面の３つの位相ベクトルを表す９０度位相シフトさせた正弦波信号である。
モーター電流の磁束成分とトルク成分を分離するため、信号ｉαとｉβにＰａｒｋ変換を施し、信号ｉｄ（磁束電流）とｉｑ（トルク電流）を生成する。
一旦磁束ベクトルとトルクベクトルを分離したら、それらは磁束とトルクを調整するのに使用される２つの個別のＰＩＤループのフィードバック信号として使用できる。ＰＩＤループの出力は磁束ＶｄとトルクＶｑを調整する電圧指令である。それらは逆Ｐａｒｋ変換で直交静止基準座標系のα成分とβ成分に変換し、９０度位相シフトさせた２つの正弦波信号ＶαとＶβを生成する必要がある。ＶαとＶβは空間ベクトル型変調器を制御するのに十分であるのに対し、正弦波‐三角波変調器に対して、ＶαとＶβは逆Ｃｌａｒｋｅ変換を介して１２０度位相シフトさせた３つの別個の正弦波Ｖａ、Ｖｂ、及びＶｃに変換する必要がある。これらの正弦波を正弦波‐三角波変調器に使用してインバータースイッチのスイッチング信号を生成できる。
図２９Ａは、外部インバーターとＡＣモーターに接続された従来のベクトルコントローラーを示す。コントローラーは、内部２レベル空間ベクトル型変調器を含む。空間ベクトル変調では、内部変調器に提供されたベクトル指令信号はαとβとなる。比較すると、図２９Ｂは、別の従来のベクトルコントローラーを示すが、正弦波‐三角波変調器を含む。正弦波‐三角波変調器では、Ｖａ、Ｖｂ、及びＶｃを指令信号として利用する。これらの図示のように、値θをＰａｒｋ変換で利用する。値θは計算されるか測定される磁束ベクトル位相角度情報である。
本発明の第２の変形例の図２２に示す好ましい実施例では、ベクトル指令信号（磁束ＶｄとトルクＶｑ又は数学的変換（ＶαとＶβ又はＶａ、Ｖｂ、及びＶｃ））又はスカラー指令信号（電圧と周波数又はそれらの数学的変換（ＶαとＶβ又はＶａ、Ｖｂ、及びＶｃ））を「既製の」コントローラー（２２００）からシリアル又はパラレルインターフェイスポートを介して外部の第２の回路（２２１０）に転送する。これらの指令信号は電圧として識別されるが、電流を同様に本発明のこの変形例の全体を通じて使用してよく、電流を識別する場合、電圧を使用してよい。
第２の回路（２２１０）は、指令信号が提供される変調器を含む。空間ベクトル変調器はαとβ指令信号を必要とし、従って逆Ｐａｒｋ変換を必要とする。正弦波‐三角波変調器はａ、ｂ、及びｃ指令信号を必要とし、従ってαとβ指令信号に施す逆Ｃｌａｒｋｅ変換を必要とする。ヒステリシス変調器は通常ａ、ｂ、及びｃ指令信号を必要とする。パルスパターン変調器はαとβ指令信号又はａ、ｂ、及びｃ指令信号を使用できる。
例えば、変調器が空間ベクトルマルチレベル変調器であるなら、そのとき転送される指令信号がＶαとＶβであるなら、指令信号は、図３０Ａに示すように、変換せずに直接変調器に取り入れても良い。変調器がマルチレベル正弦波‐三角波変調器であるなら、そのとき転送される指令信号がＶａ、Ｖｂ、及びＶｃであるなら、指令信号は、図３０Ｂに示すように、変換せずに直接変調器に取り入れても良い。一方、マルチレベル正弦波‐三角波変調器では、転送される指令信号がＶαとＶβであるなら、逆Ｃｌａｒｋｅ変換を施してＶａ、Ｖｂ、及びＶｃを得て変調器を給電する。同様に、これらの変調器のいずれでも、図３０Ｃと図３０Ｄに示すように、転送される指令信号が磁束ＶｄとトルクＶｑであるなら、使用されるマルチレベル変調器のタイプに応じて適当な数学的変換を施す。
転送される指令信号をそれらの入手性とシリアル又はパラレルインターフェイスポートを介しての転送の容易性に従って選ぶことが好ましい。変調器はそれからインバーターブリッジ１９２０のスイッチを制御する１２個以上の時間コーディネート信号Ｓ１ｂ〜Ｓ（Ｎ／３）ｂを生成する
図２２に示す駆動システムは３レベルシステム用である。第１の変形例のように、システムは４レベル以上のシステムに拡張される。
（２レベル正弦波‐三角波変調器）
図２３Ａ〜２３Ｃに、そのような変調器スキームの更なる説明として、本発明の第１と第２の変形例を対比するため、２レベル正弦波‐三角波変調器を示す。図２３Ａは、正弦波をパルス幅変調信号に変換するのに使用される三角波形搬送信号（νtri）と一緒にベクトル制御信号から抽出された３つの正弦波（νcontrol１, νcontrol２, νcontrol３）を示す。正弦波の周波数は所望のモーター周波数である。正弦波の周波数を変動させることにより、モーターシャフトの速さを変える。正弦波の振幅と位相は、ベクトル制御の場合、モーター磁束とモータートルクの要件に依存する。スカラー制御の場合、正弦波の振幅はモーターの状況と独立している。搬送周波数は、駆動装置の冷却能力のみならず電力半導体スイッチのスイッチング周波数能力に基づいて設定する。
２レベル正弦波‐三角波変調器から出力された３対の変調信号（Ａ１ｂ，Ａ２ｂ）を、搬送周波数と三角波の比較により生成する。例えば、図２３Ｂに示すように、パルス幅変調信号Ａ１１を生成するため、搬送信号（νtri）が正弦波（νcontrol１）を超えるとき、Ａ１１を低に設定する。同様に、図２３Ｃに示すように、搬送信号（νtri）が正弦波（νcontrol２）を超えるとき、パルス幅変調信号Ａ１２を低に設定する。
図２４に示すように、Ａ１１からＡ１２を減算して位相間電圧を比較すると、重ね合わせた正弦波はパルス波形の基本部分を示す。インバーターからの合成された出力電圧のスペクトル分析（図２５）は搬送成分と高調波成分のみならず、この基本成分を示す。
この基本成分は、誘導モーターに有益なトルクを生成する臨界であるので重要である。高調波は振動と熱を生成し、そのためロスとみなす。図示のように、出力電圧のスペクトル分析はその高調波を有する搬送周波数成分のみならず、６０Ｈｚで強い基本成分を有する。
この２レベルスペクトル分析は、「既製の」２レベル制御回路により駆動される２レベルインバーターの出力と一致しており、また本発明の第１の変形例によるマルチレベルインバーターの出力とも一致している。即ち、本発明の第１の変形例の駆動電圧の高調波成分は、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された６個の変調信号（１２個以上の信号がそれに基づく）に特徴的な高調波成分と一致している。
（マルチレベル正弦波‐三角波変調器）
図２６Ａは、４レベル正弦波‐三角波変調波形を示す。位相ごとに６個のスイッチを有する４レベルインバーターブリッジにスイッチング信号を生成する３つの縦スタガ型同位相三角波搬送信号のみならず、４レベルインバーターブリッジから出力された３つの位相の正弦波（正弦波は、正弦波を歪ませるがより高い電圧を出力できる第３の高調波注入を有する）の１つを示す。図２６Ｂで、合成されたスイッチング状態は、図３Ｂに示す４レベルインバーターの分岐で出力されるように、位相出力電圧（３つのうちの１つ）において明瞭となる。
２レベル正弦波‐三角波変調器が、図２３Ａに示すように、三角波搬送信号を１個のみ有するのに対し、３レベル正弦波‐三角波変調器は２個の縦スタガ型同位相三角波搬送信号を有して、位相ごとに４個のスイッチの３レベルインバーターブリッジ（図３Ａ）の位相ごとに４個のスイッチのスイッチング信号を生成する。５レベル正弦波‐三角波変調器は４個の縦スタガ型同位相三角波搬送信号を有し、６レベル正弦波‐三角波変調器は５個の縦スタガ型同位相三角波搬送信号を有する。
（空間ベクトル変調器）
インバーターブリッジの３つの位相のバランスした出力電圧を、回転電圧ベクトルで表す。任意のレベル数のインバーターブリッジは、レベル数に比例するスイッチの数に比例した有限の数のスイッチ状態を有する。例えば、２レベルインバーターブリッジは８個の個別の電圧状態又は固定電圧ベクトルを生成でき、３レベルインバーターブリッジは２７個の電圧状態又は固定電圧ベクトルを生成できる。３つの位相の出力電圧を表す電圧ベクトルについて、ゼロ〜３６０度の無限の数の位置を仮定する。
空間ベクトル変調器は、所与のインバーターブリッジの固定電圧ベクトルに関して出力電圧ベクトルの位置を識別する。それは必ず２つの隣接固定電圧ベクトル間になる。変調器はそれから、所与の出力電圧ベクトルを再現するため、基本周波数よりかなり高いことが必要であるスイッチング周波数（即ち、基本周波数が６０Ｈｚであるなら、スイッチング周波数は数倍高くなる必要がある）で定義されるスイッチング周期の間、２つの固定電圧ベクトル間でデューティサイクルを変動させることにより、これら２つの隣接固定電圧ベクトルの加重平均を生成する。
空間ベクトル変調器の提供する利点は、それが所与の出力高調波歪に対して、正弦波‐三角波変調器に比べてスイッチング周波数を減少できることである。スイッチング周波数の増加は必ず高調波歪を減少させるが、スイッチの電力ロスの増大が生じる。そのため、あるレベルの高調波歪を得るがスイッチング周波数を減少させる如何なる変調スキームも大きな利点をもたらす。
（ヒステリシス変調）
「既製の」誘導モーターコントローラーの制御装置により生成された正弦波信号（基準信号とも呼ばれる）を、既定のヒステリシスを有するデジタル又はアナログ比較器回路を介してモーターの電流又は磁束（モーター磁束はモーター電圧を積分することで得ることができる）の実効値と比較できる。このヒステリシスは、電圧源インバーターの場合、ボルト（Ｖ）で、又は、電流源インバーターの場合、アンペア（Ａ）で測定する。デジタル比較器回路を使用するなら、実効値信号（フィードバック信号とも呼ばれる）をアナログ‐デジタル変換器を介してデジタル化する必要がある。電流又は電圧の実効値は、ＡＣ駆動回路中に配置される電流又は電圧センス装置で得られる。比較器の出力は３つの位相のインバーターブリッジのスイッチを給電するパルス信号である。合成された駆動出力は（スケーリングされた基準信号）＋又は−（比較器回路のヒステリシス値）に等しい。
（パルスパターン変調）
スカラー又はベクトルの制御装置により生成されたデータを、デジタル回路のメモリ装置（通常、テーブルと呼ばれる）に記憶された多数のパルスパターンと参照できるので、それらの制御信号の各値はＡＣ駆動インバーターブリッジのスイッチを作動するテーブルからあるパルスパターンを呼び出す。このプロセスは超高速マイクロプロセッサ又はデジタル論理回路を要求したとしても、出力電圧と電流を生成する既定の、又は事前設計されたインバータースイッチ状態を提供することによって、ＡＣ駆動出力が低い高調波歪を有することができる。
（変形例の比較）
本発明の２つの変形例には、得られた出力電圧波形について、高調波成分の相違を説明する根本的相違がある。本発明の第１の変形例は、「既製の」誘導モーターコントローラーからの６個の変調信号を操作してそれらから３レベル以上のインバーターブリッジの１２個以上の信号を生成する。合成された中〜高電圧出力は、より高電圧レベルを除いて、丁度低電圧ＡＣ駆動の出力のような２レベルＰＷＭ電圧波形となる。これは、図２５に示すように、本発明の第１の変形例が高い高調波成分を有する理由である。
本発明の第２の変形例は、「既製の」低電圧ＡＣ駆動の制御出力信号を、シリアル又はパラレルインターフェイスポートを介して取り出し、それらを３レベル以上のインバーターブリッジに１２個以上の駆動信号を生成する特殊化されたマルチレベル変調器と連携させて使用する。合成された中〜高電圧出力は、正弦波の形状にずっと良く似た３レベル以上のＰＷＭ電圧波形となり、そのため本発明の第１の変形例より低い高調波歪を有する。
図２７Ａ〜２７Ｃは、本発明の第２の変形例を実施する３レベル駆動に対する出力電圧波形を示す。これらの波形は、３レベル変調器を使用する任意のタイプの３レベルＡＣ駆動に有効である。図２７Ａの位相電圧は、モーターへ供給される３つの信号（例えば、図２の１７１〜１７３での信号）のいずれかと、整流器ブリッジの出力での２つのキャパシタ間中性点（即ち、中性バス）との間で測定する。図２７Ｂのライン間電圧は、モーターへ供給される３つの信号のいずれか２つの間で測定する。図２７Ｃに示すライン電流は、モーターへの３つの出力のいずれか１つのモーター電流である。
図２６Ｂと図２７Ａ〜２７Ｃの波形は、そのＰＷＭ波形の基本成分を表す正弦波が重ね合わさった２レベルＡＣ駆動のライン間出力電圧を示す、図２４に示す２レベルの結果より改善している。２レベルシステムの結果を３レベル以上のシステムの結果と比べると、３レベル以上のシステムの出力は、２レベルシステムの出力より、正弦波にずっと良く似ていることが分かる。正弦波にずっと良く似ているほど、スペクトル分析で搬送周波数成分がより減少する。
本発明の両方の変形例で、事前設計された複合フロントエンド、人間-機械インターフェイス、及び制御アルゴリズムを有した、既存の、低コストの、コントローラーのいずれをも、マルチレベル中〜高電圧モーターの駆動に利用できる。
本発明の実施例に、請求の範囲に記載した発明の精神及び範囲から逸脱することなく、多くの修正を行うことができることが考えられる。
図１は、従来の２レベルインバーターの回路図である。 図１は、従来使用され、また本願発明で用いられている３レベルインバーターの回路図である。 図３Ａ〜図３Ｃは、３，４及び５レベルインバーターの１個の分岐を示す。 図４Ａ〜図４Ｃは、それぞれ、３，４及び５レベルインバーターの１個の分岐のスイッチに許容されるスイッチング状態を示す。 図５は、発明の第１の実施例を実施するためのステップであって、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された６個の変調信号を１２個以上の信号に変換し、１２個以上の信号によりマルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御するステップを示す。 図６は、発明の第１の実施例を実施するためのステップであって、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された６個のうちの２個（１対の）変調信号を時間コーディネート信号に変換し、時間コーディネート信号によりマルチレベルインバーターブリッジの１個の分岐を制御するステップを示す。 図７Ａ〜図７Ｄは、マルチレベルインバーターブリッジの１個の分岐のスイッチを制御するために、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された１対の変調信号を時間コーディネート信号に変換する第１の工程（即ち、図６のステップ６００）を示す。 図８は、図７Ａ〜図７Ｄの工程の例示的順序を示す。 図９Ａは、図７Ａ〜図７Ｄの工程の他の例示的順序を示す。 図９Ｂは、図７Ａ〜図７Ｄの工程の他の例示的順序を示す。 図１０は、マルチレベルインバーターブリッジの１個の分岐のスイッチを制御するために、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された１対の変調信号を時間コーディネート信号に変換する第２の工程（即ち、図６のステップ６００）を示す。 図１１は、図１０の工程の一例であって、３レベルインバーターブリッジの１個の分岐の４個のスイッチを制御するために、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された１対の変調信号を４個の時間コーディネート信号に変換する工程を示す。 図１２は、図１０の工程の一例であって、４レベルインバーターブリッジの１個の分岐の６個のスイッチを制御するために、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された１対の変調信号を６個の時間コーディネート信号に変換する工程を示す。 図１３は、図１０の工程の一例であって、５レベルインバーターブリッジの１個の分岐の８個のスイッチを制御するために、２レベル誘導モーターコントローラーから出力された１対の変調信号を８個の時間コーディネート信号に変換する工程を示す。 図１４は、３レベルインバーターブリッジの１個の分岐のスイッチを制御するための時間コーディネート信号を生成するために１対の変調信号に加えられた、ターンオン遅延とターンオフ遅延を示す信号生成タイミング図である。 図１５は、４レベルインバーターブリッジの１個の分岐のスイッチを制御するための時間コーディネート信号を生成するために１対の変調信号に加えられた、ターンオン遅延とターンオフ遅延を示す信号生成タイミング図である。 図１６は、５レベルインバーターブリッジの１個の分岐のスイッチを制御するための時間コーディネート信号を生成するために１対の変調信号に加えられた、ターンオン遅延とターンオフ遅延を示す信号生成タイミング図である。 図１７Ａは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｂは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｃは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｄは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｅは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｆは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｇは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｈは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｉは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｊは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｋは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｌは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｍは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｎは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｏは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 図１７Ｐは、図１４に示されたタイミング機能を実現し、制御及び故障調整機能を含むＣＰＬＤプログラムの回路図である。 発明の第１の実施例を実施する誘導モーター駆動システム内の信号の流れを示す。 図１９は、３レベルインバーターブリッジを備えた、発明の第１の実施例を実施する誘導モーター駆動システムのブロック図である。 図２０Ａは、発明の第２の実施例を実施するため、ベクトル制御を使用し、２レベル誘導モーターコントローラーからのベクトル制御データを、マルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御するために必要な１２個以上の信号に変換するプロセスステップを示す。 図２０Ｂは、発明の第２の実施例を実施するため、スカラー制御を使用し、２レベル誘導モーターコントローラーからのスカラー制御データを、マルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御するために必要な１２個以上の信号に変換するプロセスステップを示す。 図２１は、発明の第２の実施例を実施する誘導モーター駆動システム内の信号の流れを示す。 図２２は、３レベルインバーターブリッジにより、発明の第２の実施例を実施する誘導モーター駆動システムのブロック図である。 図２３Ａは、２レベルシステムのための正弦波−三角波比較変調を示す。 図２３Ｂは、２レベルシステムのための正弦波−三角波比較変調を示す。 図２３Ｃは、２レベルシステムのための正弦波−三角波比較変調を示す。 図２４は、重ね合わせた想像上の基本成分を備えた、図２３Ｂ〜図２３Ｃの正弦波−三角波変調スキームのための２レベル位相間（ライン間）電圧を示す。 図２５は、図２４の２レベル位相間（ライン間）出力電圧のスペクトル分析である。 図２６Ａは、１セットの４レベル正弦波−三角波変調搬送波波形及び変調から生じる正弦波を示す。 図２６Ｂは、図２６Ａの正弦波のための、４レベルインバーターブリッジからの位相出力電圧のスイッチング状態を示す。 図２７Ａは、３レベルシステムにより、発明の第２の実施例を実施する場合の３レベルインバーターブリッジの位相電圧出力を示す。図２７Ｂは、３レベルシステムにより、発明の第２の実施例を実施する場合の３レベルインバーターブリッジのライン間電圧出力を示す。また、図２７Ｃは、３レベルシステムにより、発明の第２の実施例を実施する場合の３レベルインバーターブリッジのライン電流出力を示す。 図２８は、アナログ時間遅延及びゲート論理回路の例を示す。 図２９Ａは、コントローラーの内部信号の特徴を示す、外部インバータ及びＡＣモーターに接続された従来のベクトル・コントローラーを示す。 図２９Ｂは、コントローラーの内部信号の特徴を示す、外部インバータ及びＡＣモーターに接続された従来のベクトル・コントローラーを示す。 図３０Ａは、従来のモーターコントローラーに接続された、発明の第２の実施例の変調器アダプター回路の実施例を示す。 図３０Ｂは、従来のモーターコントローラーに接続された、発明の第２の実施例の変調器アダプター回路の実施例を示す。 図３０Ｃは、従来のモーターコントローラーに接続された、発明の第２の実施例の変調器アダプター回路の実施例を示す。 図３０Ｄは、従来のモーターコントローラーに接続された、発明の第２の実施例の変調器アダプター回路の実施例を示す。

Claims (36)

  1. ６個の変調信号を出力して２レベルインバーターブリッジの６個のスイッチのスイッチングを制御する、２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法であって、前記制御方法は、
    ６個の変調信号をＮ個（Ｎ≧１２、かつ３の整数倍）の時間コーディネート信号に変換し、
    Ｎ個の時間コーディネート信号を印加することによりマルチレベルインバーターブリッジのＮ個のスイッチを制御し、
    ここでマルチレベルインバーターブリッジは３つの分岐からなり、各分岐は、Ｎ／３個のスイッチを有し、マルチレベルインバーターブリッジの３相出力の１つの位相を生成し、論理オフ状態のマルチレベルインバーターブリッジの各分岐のＮ/３個のスイッチのうちＮ/６個以上を備えることを特徴とする、２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  2. ６個の変調信号は、３対の変調信号A1b及びA2b(bは集合｛１，２，３｝の要素である)であり、変調信号の各対は、２レベルインバーターブリッジの３つの分岐のうちの１つを制御し、各分岐ｂは２レベルインバーターブリッジの３相出力の１つの位相を生成することを特徴とし、
    前記６個の変調信号をＮ個の時間コーディネート信号に変換するステップは、
    ２レベル誘導モーターコントローラーにより出力される３対の変調信号A1b及びA2bからの３セットの時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bを生成し、時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bの各セットはマルチレベルインバーターブリッジの分岐bのスイッチを制御するために計時され、時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bの各セットのタイミングは少なくとも各分岐bのスイッチの遅延時間に基づいて変化し、及び各分岐b毎に時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bのＮ/６個以上が論理オフ状態を有する工程を含み、
    前記マルチレベルインバーターブリッジの前記Ｎ個のスイッチを制御するステップは、マルチレベルインバーターブリッジの対応する分岐bのＮ／３個のスイッチに対して時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bの各セットｂを印加する工程を含むことを特徴とする、請求項１記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  3. 前記３対の変調信号A1b及びA2bから前記３セットの時間コーディネート信号S1b〜S(N/3b)を生成するステップは、
    時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybをS(y+1)bより後では論理オン状態を、S(y+1)bより前では論理オフ状態を有するように形成する（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）工程、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbをS(z-1)bより後では論理オン状態を、S(z-1)bより前では論理オフ状態を有するように形成する（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）工程を含むことを特徴とする、請求項２記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  4. 前記３対の変調信号A1b及びA2bから前記３セットの時間コーディネート信号S1b〜S(N/3b)を生成するステップは、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bを形成し、及び
    変調信号A2bに、ターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S(N/3)b〜S(N/6+1)bを形成する工程からなり、
    ここで、Δtbはマルチレベルインバーターブリッジの分岐ｂにおけるＮ／３個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であり、d1x≧０、d2x≧０、及び、xは１〜Ｎ／６であり、及び
    全てのd1xは異なる値であり、全てのd2xは異なる値であることを特徴とする、請求項２記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  5. 時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybはS(y+1)bの後で論理オン状態となり、S(y+1)bの前で論理オフ状態となり（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbはS(z-1)bの後で論理オン状態となり、S(z-1)bの前に論理オフ状態となる（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）ことを特徴とする、請求項４記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  6. マルチレベルインバーターが３つのレベルとＮ＝１２を有し、３レベルインバーターの各分岐bが直列に接続された４個のスイッチからなり、時間コーディネート信号S1b〜S4bにより制御され、及び、
    前記３対の変調信号A1b及びA2bから３セットの時間コーディネート信号S1b〜S4bを生成するステップは、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延３Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S1bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S2bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S3bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延３Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S4bを形成する工程からなり、
    ここで、Δtbは各分岐ｂにおける４個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であることを特徴とする、請求項２記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  7. マルチレベルインバーターが４つのレベルとＮ＝１８を有し、４レベルインバーターの各分岐bが直列に接続された６個のスイッチからなり、時間コーディネート信号S1b〜S6bにより制御され、及び、
    前記３対の変調信号A1b及びA2bから３セットの時間コーディネート信号S1b〜S6bを生成するステップは、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延５Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S1bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延３Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S2bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延４Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S3bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延４Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S4bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延３Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S5bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延５Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S6bを形成する工程からなり、
    ここで、Δtbは各分岐ｂにおける６個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であることを特徴とする、請求項２記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  8. マルチレベルインバーターが５つのレベルとＮ＝２４を有し、５レベルインバーターの各分岐bが直列に接続された８個のスイッチからなり、時間コーディネート信号S1b〜S8bにより制御され、及び、
    前記３対の変調信号A1b及びA2bから３セットの時間コーディネート信号S1b〜S8bを生成するステップは、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延７Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S1bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延５Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S2bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延３Δtb及びターンオフ遅延４Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S3bを形成し、
    変調信号A1bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延６Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S4bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延Δtb及びターンオフ遅延６Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S5bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延３Δtb及びターンオフ遅延４Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S6bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延５Δtb及びターンオフ遅延２Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S7bを形成し、
    変調信号A2bに、ターンオン遅延７Δtbを加えることによって時間コーディネート信号S8bを形成する工程からなり、
    ここで、Δtbは各分岐ｂにおける８個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であることを特徴とする、請求項２記載の２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  9. ６個の変調信号を出力して２レベルインバーターブリッジのスイッチングを制御し、マルチレベルインバーターブリッジは３個の分岐に分かれたＮ個の（Ｎ≧１２）のスイッチを備えた、２レベル誘導モーターコントローラーによりマルチレベルインバーターブリッジを制御するためのアダプター回路であって、前記アダプター回路は、
    ２レベル誘導モーターコントローラーからの６個の変調信号が入力される、３対の変調信号入力A1b及びA2b(bは集合｛１，２，３｝の要素である)、
    ３セットの時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)bであって、S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂがマルチレベルインバーターブリッジの分岐bのＮ／３個のスイッチを制御するために計時される、前記３セットの時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)b、及び
    A1b及びA2bを介して入力された各変調信号に少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えながら、A1bを介して入力された変調信号からS1b〜S(N/6)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成し、A2bを介して入力された変調信号からS(N/6+1)b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成する、組み合わせ回路、逐次回路、遅延素子、アナログ論理ゲート、プログラム可能ロジック及びそれらの組合せからなる群から選択される回路を含むタイミング回路からなり、
    S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂに対して、Ｎ/３個の時間コーディネート信号のうちのＮ/６個以上が論理オフ状態であることを特徴とするアダプター回路。
  10. 時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybはS(y+1)bの後で論理オン状態となり、S(y+1)bの前で論理オフ状態となり（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbはS(z-1)bの後で論理オン状態となり、S(z-1)bの前に論理オフ状態となる（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）ことを特徴とする、請求項９記載のアダプター回路。
  11. S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂ内に、
    S1b〜S(N/6)bを介して出力された各時間コーディネート信号が、変調信号A1bにターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって形成され、及び
    S(N/3)b〜S(N/6+1)bを介して出力された各時間コーディネート信号が、変調信号A2bにターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって形成され、
    ここで、Δtbはマルチレベルインバーターブリッジの分岐ｂにおけるＮ／３個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であり、d1x≧０、d2x≧０、及び、xは１〜Ｎ／６であり、及び
    全てのd1xは異なる値であり、全てのd2xは異なる値であることを特徴とする、請求項９記載のアダプター回路。
  12. 時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybはS(y+1)bの後で論理オン状態となり、S(y+1)bの前で論理オフ状態となり（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbはS(z-1)bの後で論理オン状態となり、S(z-1)bの前に論理オフ状態となる（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）ことを特徴とする、請求項１１記載のアダプター回路。
  13. Ｎ＝１２，d11＝３，d12＝１，d21＝０，及びd22＝２であることを特徴とする、請求項１１記載のアダプター回路。
  14. Ｎ＝１８，d11＝５，d12＝３，d13＝１，d21＝０，d22＝２，及びd23＝４であることを特徴とする、請求項１１記載のアダプター回路。
  15. Ｎ＝２４，d11＝７，d12＝５，d13＝３，d14＝１，d21＝０，d22＝２，d23＝４及びd24＝６であることを特徴とする、請求項１１記載のアダプター回路。
  16. 前記組合せ回路はＡＮＤゲート及びＯＲゲートからなり、及び前記逐次回路はフリップ・フロップからなることを特徴とする、請求項９記載のアダプター回路。
  17. 前記アダプター回路は、複合プログラム可能ロジック装置からなることを特徴とする、請求項９に記載のアダプター回路。
  18. ６個の変調信号を出力して２レベルインバーターブリッジのスイッチングを制御し、マルチレベルインバーターブリッジは３個の分岐に分かれたＮ個の（Ｎ≧１２）のスイッチを備えた、２レベル誘導モーターコントローラーによりマルチレベルインバーターブリッジを制御するためのアダプター回路であって、前記アダプター回路は、
    ２レベル誘導モーターコントローラーからの６個の変調信号が入力される、３対の変調信号入力A1b及びA2b(bは集合｛１，２，３｝の要素である)、
    ３セットの時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)bであって、S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂがマルチレベルインバーターブリッジの分岐bのＮ／３個のスイッチを制御するために計時される、前記３セットの時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)b、及び
    少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えてA1bを介して入力された変調信号からS1b〜S(N/6)bを生成し、A1bを介して入力された変調信号からS1b〜S(N/6)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成する第１の変換手段、
    少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えてA2bを介して入力された変調信号からS(N/6+1)b〜S(N/3)bを生成し、A2bを介して入力された変調信号からS(N/6+1)b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成する第２の変換手段からなり、
    S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂに対して、Ｎ/３個の時間コーディネート信号のうちのＮ/６個以上が論理オフ状態であることを特徴とするアダプター。
  19. 信号を出力して２レベルインバーターブリッジを制御する２レベル誘導モーターコントローラー、
    各分岐が３位相出力のうちの１つの位相を提供して３相モーターを駆動する３つの分岐を形成するように配置されたＮ個（Ｎ≧１２）のスイッチを有するマルチレベルインバーターブリッジ、及び
    ２レベル誘導モーターコントローラーにより出力された前記信号から、マルチレベルインバーターブリッジのＮ個のスイッチを制御するＮ個の時間コーディネート信号を生成するアダプター回路からなる、３相モーターを駆動する誘導モーター駆動システム。
  20. ２レベル誘導モーターコントローラーから出力された信号は、２レベルインバーターブリッジにおけるスイッチングを制御するために、３対の変調信号A1b及びA2b(bは集合｛１，２，３｝の要素である)からなり、
    Ｎ個の時間コーディネート信号は、３セットの時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bであることを特徴とし、各セットはマルチレベルインバーターブリッジの分岐bのＮ／３個のスイッチを制御するために計時され、各セットｂ内に、時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)bのＮ／６個以上が論理オフ状態であり、
    アダプター回路は、変調信号A1b及びA2bに少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えることによりS1b〜S(N/6)bを形成しながら、変調信号A1bから時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bを生成する、組み合わせ回路、逐次回路、遅延素子、アナログ論理ゲート、プログラム可能ロジック及びそれらの組合せからなる群から選択される回路、および変調信号A2bから時間コーディネート信号S(N/6+1)b〜S(N/3)bを生成するタイミング回路を含むことを特徴とする、請求項１９記載の誘導モーター駆動システム。
  21. 時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybはS(y+1)bの後で論理オン状態となり、S(y+1)bの前で論理オフ状態となり（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbはS(z-1)bの後で論理オン状態となり、S(z-1)bの前に論理オフ状態となる（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）ことを特徴とする、請求項２０記載の誘導モーター駆動システム。
  22. S1b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号の各セットｂ内に、
    S1b〜S(N/6)bを介して出力された各時間コーディネート信号が、変調信号A1bにターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって形成され、及び
    S(N/3)b〜S(N/6+1)bを介して出力された各時間コーディネート信号が、変調信号A2bにターンオン遅延d1x・Δtb及びターンオフ遅延d2x・Δtbを加えることによって形成され、
    ここで、Δtbはマルチレベルインバーターブリッジの分岐ｂにおけるＮ／３個のスイッチのうち最長のターンオフ遅延時間を備えたスイッチのターンオフ遅延時間であり、d1x≧０、d2x≧０、及び、xは１〜Ｎ／６であり、及び
    全てのd1xは異なる値であり、全てのd2xは異なる値であることを特徴とする、請求項２０記載の誘導モーター駆動システム。
  23. 時間コーディネート信号S1b〜S(N/6)bについて、各SybはS(y+1)bの後で論理オン状態となり、S(y+1)bの前で論理オフ状態となり（yは１〜（Ｎ／６−１）の一連の整数である）、及び
    時間コーディネート信号S(N/6+1)〜S(N/3)bについて、各SzbはS(z-1)bの後で論理オン状態となり、S(z-1)bの前に論理オフ状態となる（zは（Ｎ／６＋２）〜（Ｎ／３）の一連の整数である）ことを特徴とする、請求項２２記載の誘導モーター駆動システム。
  24. ２レベル誘導モーターコントローラーから出力された信号は、２レベルインバーターブリッジにおけるスイッチングを制御するために、３対の変調信号A1b及びA2b(bは集合｛１，２，３｝の要素である)からなり、
    Ｎ個の時間コーディネート信号は、３セットの時間コーディネート信号S1b〜S(N/3)bであることを特徴とし、各セットはマルチレベルインバーターブリッジの分岐bのＮ／３個のスイッチを制御するために計時され、各セットｂ内に、時間コーディネート信号出力S1b〜S(N/3)bのＮ／６個以上が論理オフ状態であり、
    アダプター回路は、
    少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えてA1bを介して入力された変調信号からS1b〜S(N/6)bを生成し、A1bを介して入力された変調信号からS1b〜S(N/6)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成する第１の変換手段、
    少なくともターンオン遅延又はターンオフ遅延を加えてA2bを介して入力された変調信号からS(N/6+1)b〜S(N/3)bを生成し、A2bを介して入力された変調信号からS(N/6+1)b〜S(N/3)bを介して出力された時間コーディネート信号を生成する第２の変換手段からなることを特徴とする、請求項１９記載の誘導モーター駆動システム。
  25. ２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法であって、２レベル誘導モーターコントローラーは２レベルインバーターブリッジ用レギュレーターと内部変調器からなり、指令信号が内部変調器の制御のためにレギュレーターから出力され、
    前記制御方法は、
    ２レベル誘導モーターコントローラーの第１のインターフェイスポートを介して２レベル誘導モーターコントローラーから指令信号を出力し、
    シリアル又はパラレル接続を介して前記第１のインターフェイスポートから出力された指令信号を送信し、
    送信された指令信号を、第２のインターフェイスポートを介して外部アダプター回路に入力し、前記アダプター回路は変調器からなり、及び
    外部アダプター回路の変調器において、前記第２のインターフェイスポートを介して入力された指令信号に基づいて、３以上のレベルのインバータブリッジを制御するための１２個以上の時間コーディネート信号を生成する工程からなることを特徴とする、２レベル誘導モーターコントローラーによるマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  26. 外部アダプター回路の変調器により生成された１２個以上の時間コーディネート信号を印加することによって、マルチレベルインバーターブリッジの１２個以上のスイッチを制御する工程を更に含むことを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  27. 前記出力、送信及び入力ステップを行うことにより、外部アダプター回路に更新された指令信号が周期的に提供されることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  28. ２レベル誘導モーターコントローラーがベクトル制御を使用し、前記レギュレーターは磁束及びトルクのレギュレーターであり、２レベル誘導モーターコントローラーより出力された前記指令信号は磁束（d）及びトルク（q）の指令信号であることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  29. 送信された指令信号を外部アダプター回路に入力した後であるが、変調器において１２個以上の時間コーディネート信号を生成する前に、Park変換を介して磁束（d）及びトルク（q）の指令信号をα及びβの指令信号に変換し、外部アダプター回路の前記変調器がα及びβの指令信号を用いて、１２個以上の時間コーディネート信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする、請求項２８記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  30. 送信された指令信号を外部アダプター回路に入力した後に、Park変換を介して磁束（d）及びトルク（q）の指令信号をα及びβの指令信号に変換し、
    変調器において１２個以上の時間コーディネート信号を生成する前に、α及びβの指令信号を３位相a，b，及びcの指令信号に変換し、外部アダプター回路の前記変調器がa，b，及びcの指令信号を用いて、１２個以上の時間コーディネート信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする、請求項２８記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  31. ２レベル誘導モーターコントローラーがベクトル制御を使用し、前記レギュレーターは磁束及びトルクのレギュレーターであり、２レベル誘導モーターコントローラーより出力された前記指令信号はα及びβの指令信号であることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  32. 送信された指令信号を外部アダプター回路に入力した後であるが、変調器において１２個以上の時間コーディネート信号を生成する前に、α及びβの指令信号を３位相a，b，及びcの指令信号に変換し、外部アダプター回路の前記変調器がa，b，及びcの指令信号を用いて、１２個以上の時間コーディネート信号を生成するステップを更に含むことを特徴とする、請求項３１記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  33. ２レベル誘導モーターコントローラーがベクトル制御を使用し、前記レギュレーターは磁束及びトルクのレギュレーターであり、２レベル誘導モーターコントローラーより出力された前記指令信号はa，b，及びcの指令信号であることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  34. ２レベル誘導モーターコントローラーがスカラー制御を使用し、前記レギュレーターは電圧レギュレーターであり、２レベル誘導モーターコントローラーより出力された前記指令信号は周波数及び電圧の指令信号であることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  35. 第１のインターフェイスポートはコントローラー・エリア・ネットワーク・シリアル・インターフェイスであることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
  36. 外部アダプター回路の変調器が空間ベクトル変調器、ヒステリシス変調器、パルスパターン変調器及び正弦波‐三角波変調器からなる群から選択されることを特徴とする、請求項２５記載のマルチレベルインバーターブリッジの制御方法。
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