CN103339845A - 交流变换电路 - Google Patents

Abstract

本发明的交流变换电路，将频率f0的单相输入交流电压变换成比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压。交流变换电路具备：具有多个开关元件的开关部(101)；和对各开关元件的导通状态进行控制的开关控制部(103)。开关控制部(103)，通过将基于空间矢量调制实施了脉冲密度调制后的脉冲输入开关部(101)，从而进行向三相输出交流电压的变换。

Description

交流变换电路

技术领域

本发明涉及用于将频率相对高的交流电压变换为频率相对低的交流电压的技术。

背景技术

近年来，作为以非接触方式传送电力的系统，提出了采用磁共振耦合的电力传送方式。专利文献1公开了一种采用两个共振器之间的电磁耦合现象，经由空间来传送能量的新的无线能量传送装置。在该无线能量传送装置中，通过经由在共振器的周边空间产生的共振频率的振动能量的散出(evanescent tail)对两个共振器进行耦合，从而能以无线的方式(非接触)传送振动能量。

该无线电力传送系统中的共振器的输出电力，是与共振频率相等的频率的交流电，共振频率通常被设定为100kHz以上。在将该高频交流电力用作普通的家庭用电力的情况下，需要变换为在系统电源中使用的50/60Hz的低频率的交流电。另外，在直接进行电机等的旋转控制的情况下，需要变换为必要的输出频率。

另一方面，作为将固定频率的交流电力变换为任意频率的交流电力的技术，有变频器(inverter)技术。专利文献2公开了一种常规的变频器技术。其变换方法将被输入的交流电力暂时变换为直流电力，之后采用多个开关元件切换负载中电流的方向，从而得到交流电力。此时，输出频率由该开关元件的切换频率而决定。

在先技术文献

【专利文献】

【专利文献1】美国专利申请公开第2008/0278264号说明书

【专利文献2】日本特开平11-346478号公报

【专利文献3】日本特开平4-79770号公报

【专利文献4】美国专利第6313602号说明书

发明内容

发明概要

发明要解决的课题

在现有的交流变换电路中，由于高频交流电力被暂时变换为直流电力，因此会产生电力损失。另外，在被施加了直流电压的状态下进行开关的接通、断开动作，因此会发生开关损失。进而，需要用于整流的电容器，会产生成本增加、耐久性低下的问题。

本发明提供一种能够在将从无线电力传送系统等输入的频率相对高的交流电力变换为频率相对低的交流电力时，抑制变换效率的低下的交流变换电路。

【用于解决课题的技术手段】

为了解决上述课题，本发明公开的某个方式的交流变换电路，将频率f0的单相输入交流电压变换成比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压，上述交流变换电路具备：开关部，其基于控制信号对上述输入交流电压进行变换，并将变换后的电压输出给基于上述控制信号选择出的相；滤波器部，其通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换成上述输出交流电压；和开关控制部，其与上述输入交流电压成为0的定时同步地，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每个相进行脉冲密度调制，并基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况、以及上述输入交流电压的极性，生成上述控制信号，将上述控制信号发送给上述开关部，上述开关部，具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类的开关元件；和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类的开关元件，上述开关控制部，对控制上述开关部的上述控制信号进行输出，使得在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，并且使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应的两者不会同时接通，上述开关控制部基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

本发明公开的其他实施方式的交流变换电路，将频率f0的单相输入交流电压变换为比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压，上述交流变换电路具备：转换器部，其将上述输入交流电压变换成直流电压；开关部，其基于控制信号对上述直流电压进行变换，并将变换后的电压输出给基于上述控制信号而选择出的相；滤波器部，其通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换成上述输出交流电压；和开关控制部，其与上述输入交流电压变成0的定时同步地，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制，基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况生成上述控制信号，并发送给上述开关部，上述开关部具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类的开关元件；和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类的开关元件，上述开关控制部，对控制上述开关部的上述控制信号进行输出，使得在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应两者不会同时接通，上述开关控制部，基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

上述的一般且特定的方式，采用系统、方法、以及计算机程序来实现，或者采用系统、方法以及计算机程序的组合能实现。

发明效果

根据本发明的某个实施方式，由于在被输入的高频交流电力的输入电压为零时执行开关动作，因此可实现比现有技术更高效率的电力变换。

附图说明

图1A是表示例示的实施方式中的交流变换电路的示意结构的一例的图。

图1B是表示例示的实施方式中的交流变换电路的动作一例的流程图。

图1C是表示例示的实施方式中的交流变换电路的示意结构的其他例的图。

图1D是表示例示的实施方式中的交流变换电路的动作的其他例的流程图。

图1E是表示第1实施方式的交流变换电路的结构的图。

图2是表示第1实施方式中的开关元件的结构例的图。

图3A是表示第1实施方式中的开关控制部的结构的图。

图3B是表示从基准(reference)正弦波发生部输出的三相正弦波的示例的图。

图3C是表示第1实施方式中的空间矢量调制部的结构的图。

图4是用于说明空间矢量调制的原理的图。

图5是表示三相坐标系和二相坐标系之间的关系的图。

图6是表示8个开关矢量和6个扇区的图。

图7是表示扇区1中的指令矢量Vs的示例的图。

图8是表示通过载波信号和各开关矢量的持续时间之间的比较而执行的开关状态的决定方法的示例的图。

图9是表示第1实施方式中的输入输出极性与接通的开关之间的关系的图。

图10是表示第1实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表示输入交流电压的波形的图，(b)是表示开关部的输出波形的图，(c)是表示滤波器的输出波形的图。

图11是表示第2实施方式的交流变换电路的结构的图。

图12是表示第2实施方式中的开关控制部的结构的图。

图13是表示第2实施方式中的输入输出极性和接通的开关之间的关系的图。

图14是表示第2实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表示输入交流电压的波形的图，(b)是表示转换器部的输出波形的图，(c)是表示开关部的输出波形的图，(d)是表示滤波器的输出波形的图。

图15是设置了钳位缓冲(clamp snubber)电路的构成图。

图16是表示钳位缓冲电路的结构例的图。

图17是表示第3实施方式中的开关控制部的结构的图。

图18是表示第3实施方式中的各电压的波形的图。(a)是表示输入交流电压的波形的图，(b)是表示转换器部的输出波形的图，(c)是表示开关部的输出波形的图，(d)是表示滤波器的输出波形的图。

图19是表示始终仅对一相输出电力的实施方式中的输入输出波形的图。(a)是表示输入交流电压的波形图，(b)是表示转换器部的输出波形的图，(c)是表示开关部的输出波形的图，(d)是表示各相的滤波器的输出波形的图。

图20是表示现有的交流变换电路的结构的图

图21A是表示现有的交流变换电路的开关控制部的结构的图。

图21B是表示现有的交流变换电路的开关控制部的开关定时的图。

具体实施方式

本发明公开的例示实施方式的概要如下。

本发明公开的一个方式涉及的交流变换电路，是将频率f0的单相输入交流电压变换为比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压的交流变换电路，该交流变换电路，具备：基于控制信号对上述输入交流电压进行变换，并将变换后的电压输出给基于上述控制信号选择的相的开关部；通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换为上述输出交流电压的滤波器部；和与上述输入交流电压成为0的定时同步地，基于与各相输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制，基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况、以及上述输入交流电压的极性，生成上述控制信号，并将上述控制信号发送给上述开关部的开关控制部。上述开关部具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类的开关元件、和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类的开关元件。上述开关控制部，输出对上述开关部进行控制的上述控制信号，以实现：在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，并且使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应的两者不会同时接通。上述开关控制部基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

本发明公开的其他方式涉及的交流变换电路，是将频率f0的单相的输入交流电压变换为比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压的交流变换电路，该交流变换电路具备：将上述输入交流电压变换为直流电压的转换器部；基于控制信号对上述直流电压进行变换，将变换后的电压输出给基于上述控制信号选择的相的开关部；通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换为上述输出交流电压的滤波器部；以及与上述输入交流电压成为0的定时同步，基于与各相输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制，基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况生成上述控制信号，并发送给上述开关部的开关控制部。上述开关部，具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类开关元件；和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类开关元件。上述开关控制部输出对上述开关部进行控制的上述控制信号，以实现：在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，并且使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应的两者不会同时接通。上述开关控制部基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

在某个实施方式中，上述交流变换电路在上述转换器部与上述开关部之间具有用于降低开关动作时的无用振荡的缓冲电路(snubber circuit)。

在某个实施方式中，上述缓冲电路包含：二极管、电容器、和电阻。

在某个实施方式中，上述开关控制部具有：与上述输入交流电压成为0的定时同步，生成与各相的输出交流电压对应的频率f1的3个种类的参照信号的参照信号发生部；生成频率比上述参照信号的频率高的载波信号的载波信号发生部；和基于通过上述参照信号发生部生成的上述3个种类的参照信号、以及通过上述载波信号发生部生成的上述载波信号，进行空间矢量调制的空间矢量调制部。上述空间矢量调制部，基于上述3个种类的参照信号，决定上述开关部中的各开关元件的导通状态，采用上述载波信号决定各开关元件的接通状态的持续时间。

在某个实施方式中，上述空间矢量调制部，将上述3个种类的参照信号通过空间矢量调制变换为脉冲，在上述输入交流电压的值成为0的定时，将上述脉冲输出给与各相对应的开关元件。

在某个实施方式中，上述开关控制部具有：判定上述输入交流电压的极性的正负判定部；以及基于从上述空间矢量调制部输出的上述脉冲、以及上述正负判定部的判定结果，生成上述控制信号，并发送给上述开关部的开关信号输出部。

在某个实施方式中，上述开关控制部，以被预先设定的最小接通时间以及最小截止时间以上的时间间隔，对各开关元件的接通状态以及断开状态进行切换，上述最小接通时间以及上述最小截止时间被设定为N1/2f0(N1为2以上的整数)。

在某个实施方式中，上述开关控制部，以被预先设定的最大接通时间以及最大断开时间以下的时间间隔对各开关元件的接通状态以及断开状态进行切换，上述最大接通时间以及上述最大断开时间被设定为N2/2f0(N2为2以上的整数)。

在某个实施方式中，上述开关控制部对上述开关部进行控制，以实现：上述输入交流电压的一半周期的电压始终仅对特定的一相输出。

在某个实施方式中，上述交流变换电路还具备零交叉定时检测部，其检测上述输入交流电压的值成为0的定时，并通知给上述开关控制部。

以下，在说明本发明的具体实施方式之前，首先，说明本发明的发明者们针对现有技术中而发现的课题及本发明的技术概要。

图20是采用现有的变频器技术将无线电力传送系统等的高频单相交流变换为更低频的三相交流的电力接受侧交流变换电路的构成图。该交流变换电路具备：将被输入的高频交流电力变换为直流电力的整流部1401、和通过多个开关元件将整流部1401的输出电压输出给各相的变频器部1402；以及按每相配置的低通滤波器部104(以下称作“滤波器”)。交流变换电路进一步具备开关控制部1403，其对变频器部1402中包含的多个开关元件的动作进行控制。

以下，对图20所示的交流变换电路的动作进行说明。首先，被输入的高频交流电力(交流电)在整流部1401中被变换为直流电力(直流电)。接着，在变频器部1402中，开关元件U、V、W、X、Y、Z的接通、断开被切换，使得各相负载中流动的电流的方向被交替切换。在此，关于开关元件U、V、W、X、Y、Z，一般采用MOSFET、IGBT等半导体开关。关于各开关元件的接通、断开的定时控制，采用脉宽调制(PWM：pulsewidth modulation)。

图21A、图21B是用于说明开关控制部1403的构成以及动作的图。如图21A所示，开关控制部1403具有PWM控制部1503，其接受被设定为与被输出的低频电力的频率相同频率的参照用正弦波1501、以及被预先设定为比该频率更高的频率的三角波1502的输入。PWM控制部1503，将基于参照用正弦波1501以及三角波1502而生成的脉冲向被预先决定的开关元件的栅极(gate)输入。

在此，作为示例，对在uv相之间输出电力的情况下的开关控制部1403的动作进行说明。图21B是表示PWM控制部1503的开关定时的示例的图。首先，PWM控制部1503对参照用正弦波1501以及三角波1502各自的输入值进行比较。在“参照用正弦波≥0”且“参照用正弦波≥三角波”的情况下，将开关元件U以及开关元件Y接通，在“参照用正弦波≥0”且“参照用正弦波＜三角波”的情况下，将开关元件U以及开关元件Y断开。另外，在“参照用正弦波＜0”且“参照用正弦波≥三角波”的情况下，将开关元件V以及开关元件X断开，在“参照用正弦波＜0”且「参照用正弦波＜三角波”的情况下，将开关元件V以及开关元件X接通。通过这样的动作，从而从PWM控制部1503被输出的脉冲宽度，根据参照用正弦波的值的大小而发生变化。

被输入变频器部1402的直流电力，根据上述的开关动作而被变换成具有与图21B所示的脉冲相同宽度的脉冲串，并被输出。被输出的脉冲串，通过低通滤波器部104之后，作为最终输出被变换成所希望的频率的正弦波。另外，在此，以得到正弦波输出的构成为例进行了说明，但通过将参照用正弦波设为任意频率以及波形，从而能够将被输入的高频交流电力变换为具有任意频率以及波形的交流电力。

然而，在按照以上方式构成的交流变换电路中，由于在整流部1401中高频交流电力被暂时变换为直流电力，因此会产生电力损失。另外，由于在变频器部1402中也会在被施加直流电压的状态下进行开关的接通、断开动作，因此会发生开关损失。进而，需要用于整流的电容器，产生成本增加、耐久性低下的问题。

本发明的发明者们，新发现了上述课题，从而实现了一种交流变换电路，在将从无线电力传送系统等被输入的频率相对高的交流电力变换为频率相对低的交流电力时抑制变换效率的低下。以下，对本发明公开的实施方式的概要进行说明。

图1A是表示本发明的一个实施方式的交流变换电路的结构例的图。被图示的交流变换电路被构成为，将频率f0的单相交流电压(以下称作“输入交流电压”)变换为比频率f0更低的频率f1的三相交流电压(以下称作“输出交流电压”)。该交流变换电路，具备：基于控制信号对输入交流电压进行变换，并将变换后的电压输出给各相(uv相之间、vw相之间、wu相之间間)的开关部10；和从开关部10的输出中去掉高频成分后将输出交流电压输出的滤波器部104。交流变换电路还具备开关控制部30，其通过生成上述控制信号，并输入给开关部10，从而对开关部10进行控制。

开关控制部30，与输入交流电压成为0的定时同步地，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参照信号按每相进行脉冲密度调制。然后，基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况、以及输入交流电压的极性，生成控制信号，并发送给开关部10。通过该控制信号选择对哪一相输出变换后的电压。以上动作，在每次输入交流电压变成0时，即输入交流电压的每半个周期进行。在此，所谓“脉冲的生成状况”，是指例如有关各相的脉冲的有无生成、所生成的脉冲的极性等。

开关部10，典型而言具有多个开关元件，通过采用控制信号来对被选择出的特定的开关元件的接通、断开进行切换，从而将被输入的电压分配给三相。在此，所谓“接通”表示导通状态，“断开”表示未导通状态。通过这样的构成，从而能够根据输入交流电压的极性以及输出交流电压的极性来动态地生成所希望的三相交流。另外，所谓“输入交流电压为0”，不限于完全成为0的情况，还包含实质上视为0的范围。本说明书中，在输入交流电压相对于振幅的值包含在小于10％的范围内的情况下，设为实质上为0。

图1B是表示图1A所示的交流变换电路的动作的流程的流程图。首先，在步骤S101中，检测输入交流电压成为0的定时。步骤S101通过例如未图示的检测器而被执行。在检测出输入交流电压成为0的定时的情况下，进入步骤S102，基于与各相输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制。接着，在步骤S103中，基于脉冲密度调制中的脉冲的生成状况、以及输入交流电压的极性来生成控制信号。步骤S102以及S103通过开关控制部30而被执行。之后，在步骤S104中，开关部10基于控制信号来对输入交流电压进行变换，并将变换后的电压输出给所选择的相。最后，在步骤S105中，滤波器部104将变换后的电压变换为输出交流电压。以上的动作每隔输入交流电压的半周期而重复，从而输入交流电压被变换为频率相对低的输出交流电压。

在该示例中，由于控制信号与输入交流电压成为0的定时同步地被发送给开关部10，因此在开关部10的内部执行的开关动作，是在电压为0的状态下被执行的。因此，可降低因该开关动作而引起的电力损失。进而，由于不是将输入交流电压变换为直流电压而是变换为输出交流电压，因此可实现高效的变换。另外，关于开关部10、开关控制部30等的详细构成以及动作，在后述的实施方式1中进行说明。

交流变换电路不限于上述的构成，还可以具有其他构成。图1C是示出本发明的交流变换电路的其他结构例的图。该交流变换电路也被构成为：将频率f0的单相输入交流电压变换为比频率f0更低的频率f1的三相输出交流电压。该交流变换电路，除了具备图1A所示的构成要素之外，还具备将输入交流电压暂时变换为直流电压后输出给开关部10的转换器部40。

该示例中的开关控制部30，与输入交流电压成为0的定时同步地，基于与各相输出交流电压对应的频率f1的参照信号按每相进行脉冲密度调制。然后，基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况来生成控制信号，并发送给上述开关部。在该示例中，由于转换器部40将输入交流电压暂时变换为直流电压，因此被输入至开关部10的电压始终为正极性。因而，开关控制部30仅基于脉冲的生成状况来控制开关部10。

图1D是表示图1C所示的交流变换电路的动作的流程的流程图。本构成中，在步骤S200中通过转换器部40将输入交流电压变换为直流电压。另一方面，在步骤S201中，检测输入交流电压成为0的定时。在检测出输入交流电压成为0的定时的情况下，进入步骤S202，基于与各相输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制。接着，在步骤S203中，基于脉冲密度调制的脉冲的生成状况生成控制信号。在步骤S200以及S203完成之后，在步骤S204中，开关部10基于控制信号对从转换器部40被输出的直流电压进行变换，并将变换后的电压输出给所选择的相。最后，在步骤S205中，滤波器部104将变换后的电压变换为输出交流电压。另外，步骤S200、与步骤S201至S203能被并行执行。以上动作通过按输入交流电压的每半周期进行重复，从而输入交流电压被变换为频率相对低的输出交流电压。

由于在图1C所示的构成中，与输入交流电压成为0的定时同步地，控制信号被发送给开关部10，因此在开关部10的内部执行的开关动作，在电压为0的状态下被执行。因此，可降低因该开关动作而引起的电力损失。另外，关于该示例中的开关部10、开关控制部30等的详细构成以及动作，将在后述的实施方式2中进行说明。

以上说明中，交流变换电路的各构成要素是作为被模块化的单独的功能部而表示的，但也可以通过使处理器执行规定这些功能部的处理的程序来实现交流变换电路的动作。这样的程序的处理步骤，如例如图1B、1D所示。

以下，对本发明的更具体的实施方式进行说明。在以下的说明中，对相同或者对应的构成要素附加相同的参照符号。

(实施方式1)

首先，对第1实施方式的交流变换电路进行说明。图1E是表示本实施方式的交流变换电路的示意结构的方框图。本实施方式的交流变换电路被构成为，将频率f0的单相输入交流电压变换为相对低的频率f1的三相输出交流电压。交流变换电路具备：通过多个开关元件将输入交流电压输出给各相的开关部101；检测输入交流电压的值成为0的定时(零交叉定时)的零交叉定时检测部102；和控制各开关元件的动作的开关控制部103；以及将开关部101的输出电压的高频成分去掉的滤波器104。在滤波器104的后段连接负载，向负载供给频率f1的交流电压。频率f0被设定为例如100kHz以上，频率f1能被设定为例如与电力系统的频率相同的50Hz。输入交流电压以及输出交流电压均被设为正弦波电压。输入交流电压，能够是例如从利用了共振磁场耦合的无线电力传送系统的电力接受部输出的高频(RF)电压。

向开关部101输入频率f0且单相的交流电压。开关部101，具备基于从开关控制部103输入的控制信号执行动作的开关元件U、V、W、X、Y、Z。通过这些开关元件U、V、W、X、Y、Z，从而开关部101，切换是否向与uv相、vw相、wU相的各相连接的后段的滤波器104输出输入交流电压。以下，为了简单起见，将uv相、vw相、wu相分别称作u相、v相、w相。

开关元件U、V、W，在输入高频交流的极性为正时，向对应的相施加正电压，在本说明书中，有时称作“第1种类的开关”。开关元件X、Y、Z，是在输入高频交流的极性为负时，向对应的相施加正电压的开关，在本说明书中有时称作“第2种类的开关”。

图2是表示各开关元件的结构例的图。各开关元件，如例如图2(a)所示那样，具有通常的半导体开关元件即MOSFET或者IGBT与二极管串联或者并联连接的构成、或连接在二极管桥内的构成。或者，如图2(b)所示那样，也可以由逆阻止IGBT等双向开关元件构成。从开关控制部103向各开关元件的栅极输入控制信号。

接着，对开关控制部103的构成以及动作进行具体说明。图3A是表示开关控制部103的具体构成的图。开关控制部103，具备：发生与各相的输出交流电压相同的频率f1的三相正弦波(参照信号)的基准正弦波发生部301(参照信号发生部)；判定输入交流电压的极性(正负)的正负判定部302；通过空间矢量调制生成与各相对应的脉冲串的空间矢量调制部303；将对各开关元件的栅极输入的控制信号输出的开关信号输出部304；和发生在空间矢量调制中成为用于决定开关时间的基准的信号(载波信号(carrier signal))的载波信号发生部305。

本实施方式中，利用被称作空间矢量调制的调制方式来进行脉冲密度调制。空间矢量调制在例如专利文献3以及专利文献4中被公开。将专利文献3以及专利文献4的公开内容全部援引在本申请的说明书中。

从零交叉定时检测部102向空间矢量调制部303输入表示输入交流电压的电压值成为0的定时的定时信息，并从载波信号发生部305输入载波信号。另外，正负判定部302被配置成接受来自输入高频交流线路的输入。在此，从载波信号发生部305被输出的载波信号是例如频率fC的三角波。载波信号的频率fC能被设定为高于从基准正弦波发生部301输出的参照信号的频率f1，且低于输入高频电力的频率f0。频率fC能被设定为满足f1＜＜fC＜＜f0。

基准正弦波发生部301，发生电力比被输入的高频交流电力足够小、相位逐一错位120度(2π/3)的频率f1(＝50Hz)的三相正弦波，并输入至与各相对应的空间矢量调制部303。在此，假设基准正弦波发生部301的输出为以零为中心取正负值的正弦波。

图3B是表示被从基准正弦波发生部301输出的三相正弦波的示例的图。三相正弦波的电压Vu、Vw、Vv，分别对应于应输出给u相、v相、w相的电压的频率以及相位，因此其振幅彼此相等，相位逐一错位2π/3。正弦波Vu、Vv、Vw分别能由以下的式1～式3表示。

【式1】

V_u＝A₁sinω₁t    (1)

【式2】

$V_v=A_1\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t+\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(2\right)$

【式3】

$V_w=A_1\sin ({\mathrm{\ω}}_{1}t-\frac{2\mathrm{\π}}{3})---\left(3\right)$

在此，设振幅为A1、角频率为ω1(＝2πf1)，设与u相对应的正弦波电压Vu的相位成为0的时刻为时间坐标的原点。时间坐标的原点也可以定为任意时刻。

空间矢量调制部303，将被输入的三相正弦波的电压值Vu、Vv、Vw作为指令值，来进行空间矢量调制。然后，基于从载波信号发生部305输入的载波信号、和从零交叉定时检测部102输入的定时信息，与输入交流电压的电压大小为0的定时同步地将脉冲输出给开关信号输出部304。

图3C是表示空间矢量调制部303的结构的图。空间矢量调制部303，具有：开关矢量决定部3030-1，其基于来自基准正弦波发生部301的输入，决定对应使之导通的开关元件的组合进行规定的三个矢量(开关矢量)的组；和开关状态决定部3030-2，其决定所决定的矢量的组的时间分配(占空比)以及由各矢量表示的导通状态的定时。开关矢量决定部3030-1具有：坐标变换部3031，其将以从基准正弦波发生部301输入的三相交流电压的值作为成分的三维矢量变换为二维矢量；和矢量扇区(sector)选择部3032，其通过选择变换后的二维矢量所属的扇区，来决定三个开关矢量。开关状态决定部3030-2，具有：矢量占空比计算部3033，其计算三个开关矢量的占空比；载波占空比较部3034，其对占空比和载波信号进行比较；和开关时间决定部3035，其基于比较结果来决定各开关矢量的开关时间。

以下对基于由开关控制部303进行的空间矢量调制的脉冲密度调制处理进行说明。

首先，对三相二相静止坐标变换进行说明。图4是三相二相静止坐标变换的概念图。如图4(a)所示，将来自基准正弦波发生部301的输入值(三相平衡电压瞬态值)Vu、Vv、Vw，看作在平面上分别相差2π/3的三个轴U、V、W上的瞬态矢量Vv、Vv、Vw。于是，从基准正弦波发生部301被输入的三相交流电压、即应对各相输出的电压，能够由以下的式4所示的合成瞬态矢量Vs来表示。

【式4】

${\stackrel{\→}{V}}_s={\stackrel{\→}{V}}_u+{\stackrel{\→}{V}}_v+{\stackrel{\→}{V}}_w---\left(4\right)$

该合成瞬态矢量Vs是以一定的角频率f1旋转的固定大小的矢量。

接着，如图4(b)所示，认为该合成瞬态矢量由与U轴一致的α轴、和与之正交的β轴来表现。将此时的Vs的α成分作为Vα，将β成分作为Vβ。

接着，求出三相二相静止坐标变换的变换式。图5是表示三相坐标系与二相坐标系之间的关系的图。图5示出在将U轴、V轴、W轴上的矢量投射于α轴、β轴时，将成为多大的大小。由图5可知，Vα、Vβ能够由以下的式5表示。

【式5】

$\left\{\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}=V_u\cos 0+V_v\cos \frac{2\mathrm{\π}}{3}+V_w\cos (-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ V_{\mathrm{\β}}=V_u\sin 0+V_v\sin \frac{2\mathrm{\π}}{3}+V_w\sin (-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right.----\left(5\right)$

若采用矩阵改写式5，则能得到以下的式6。在此，由于是不对变换后的电压大小进行改变的相对变换，因此对变换矩阵乘以常数2/3。

【式6】

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}\cos 0& \cos \frac{2\mathrm{\π}}{3}& \cos (-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\\ \sin 0& \sin \frac{2\mathrm{\π}}{3}& \sin (-\frac{2\mathrm{\π}}{3})\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_u\\ V_v\\ V_w\end{array}\right)=\frac{2}{3}\left(\begin{array}{ccc}1& -\frac{1}{2}& -\frac{1}{2}\\ 0& \frac{\sqrt{3}}{2}& -\frac{\sqrt{3}}{2}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{V}_u\\ V_v\\ V_w\end{array}\right)---\left(6\right)$

坐标变换部3031，将来自基准正弦波发生部301的输入值(Vu、Vv、Vw)作为指令值，基于上述的式6来对各相的指令值进行三相二相静止坐标变换。通过该变换，能够将从基准正弦波发生部301输入的三相正弦波的电压值作为大小固定的旋转矢量来进行处理。

接着，说明利用该旋转矢量来决定各相的接通状态的方法。图1E所示开关部101，具有6个开关元件U、V、W、X、Y、Z，但其中与u相对应的U和X组成一对、与v相对应的V和Y组成一对、与w相对应的W和Z组成一对，其中的每一对分别被控制成当一方接通时，另一方成为断开。由于该限制，从而所有的开关元件的接通状态的组合，由在图1E中绘制在上侧的3个开关元件U、V、W的接通·断开的组合而决定。该组合存在2³＝8个。

在此，对各相的接通·断开的状态所表现的矢量空间(U，V，W)进行定义。将接通的情况设为1，将断开的情况设为0。例如，在U相接通(供给电力的状态)、V相、W相断开(未供给电力状态)的情况下，描述为(U，V，W)＝(1，0，0)。

图6是与图4同样地，在平面上角度彼此相差120度的三个轴U、V、W所表示的坐标上，描绘了表示可选择的开关状态的8个矢量的图。这8个矢量，如图6所示，表示为V0(0，0，0)、V1(1，0，0)、V2(1，1，0)、V3(0，1，0)、V4(0，1，1)、V5(0，0，1)、V6(1，0，1)、和V7(1，1，1)。在此，V0以及V7是零(0)矢量，V1、V3、V5分别为U、V、W轴上的矢量。本说明书中，将矢量V0～V7称作“开关矢量”。

考虑将由矢量V0～V7包围的区域划分为角度逐个相差60度的6个扇区。如图6以及表1所示，将矢量V1(1，0，0)、V2(1，1，0)、V0(0，0，0)包围的扇区定义为扇区1，从扇区1开始逆时针分配扇区编号。

【表1】

矢量扇区选择部3032，选择通过坐标变换部3031进行变换后的图4所示那样的指令值矢量Vs(Vα，Vβ)属于哪个扇区，将形成所选择出的扇区的周边区域的3个矢量作为表示应设定的开关状态的矢量，将其结果输出给矢量占空比计算部3033。另外，指令值矢量Vs(Vα，Vβ)属于哪个扇区，如表1所示，是基于矢量Vs的相位θ而决定的。矢量Vs的相位θ通过计算Vβ/Vα的反正切(arc tangent)而求出。

矢量占空比计算部3033，基于从矢量扇区选择部3032输入的选择结果，计算由各矢量表示的开关状态的输出时间比率(占空比)。以下，以被输入的扇区为1的情况为例，来说明各输出时间比率的决定方法。

图7是表示在扇区编号为1的情况下的指令值矢量Vs、和形成其周边区域的矢量的图。在扇区编号为1的情况下，应选择的矢量成为V1(1，0，0)、V2(1，1，0)、V0(0，0，0)。另外，图7中还示出矢量V7(1，1，1)，但由于该矢量是指对所有的相输出电力，因此本实施方式中不采用。此时，考虑用矢量V0、V1、V2的线性组合来表示指令值矢量Vs(Vα，Vβ)。设V0＝(V0α，V0β)＝(0，0)、V1＝(V1α，V1β)＝(1，0，0)、V2＝(V2α、V2β)＝(1，1，0)，设从载波信号发生部305输出的载波信号的一个周期为1时的矢量V1的输出时间比率(占空比)为t1、设矢量V2的输出时间比率为t2。于是，矢量V0的输出时间比率t0成为1-(t1+t2)。即，只要求出t1以及t2，便能够计算出t0。

这时，各矢量的输出时间比率与指令值矢量Vs的要素之间的关系，由以下的式7来表示。

【式7】

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\\ 1\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}& V_{0\mathrm{\α}}\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}& V_{0\mathrm{\β}}\\ 1& 1& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ t_0\end{array}\right)=\left(\begin{array}{ccc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}& 0\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}& 0\\ 1& 1& 1\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\\ t_0\end{array}\right)---\left(7\right)$

若从式7中去掉与t1、t2相关的表达式，则能得到以下的式8。

【式8】

$\left(\begin{array}{c}{V}_{\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)=\left(\begin{array}{cc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}\end{array}\right)\left(\begin{array}{c}{t}_1\\ t_2\end{array}\right)---\left(8\right)$

在此，将矩阵A定义为以下的式9。

【数9】

$A=\left(\begin{array}{cc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}\end{array}\right)---\left(9\right)$

于是，t1、t2根据克莱姆法则(Cramer’s rule)，便由以下的式10表示。

【式10】

$\left\{\begin{array}{c}{t}_1=\frac{1}{\left|A\right|}\left(\begin{array}{cc}{V}_{\mathrm{\α}}& V_{2\mathrm{\α}}\\ V_{\mathrm{\β}}& V_{2\mathrm{\β}}\end{array}\right)\\ t_2=\frac{1}{\left|A\right|}\left(\begin{array}{cc}{V}_{1\mathrm{\α}}& V_{\mathrm{\α}}\\ V_{1\mathrm{\β}}& V_{\mathrm{\β}}\end{array}\right)\end{array}\right.---\left(10\right)$

这里，矩阵式|A|由以下的式11表示。

【式11】

|A|＝V_1α·V_2β-V_2α·V_1β    (11)

通过以上的运算，便能够求出t1、t2。另外，由t0＝1-t1-t2还能够求出t0。由此决定由3个矢量V0、V1、V2表示的开关状态的持续时间的比率。上述的示例中假设了扇区1的情况，但扇区2～6的情况下，也通过同样的处理来决定对开关状态进行规定的矢量、以及决定它们的开关状态的持续时间的比率。

接着，将表示与通过矢量占空比计算部3033计算出的各输出矢量对应的开关状态的持续时间比率的信息，输入至载波占空比较部3034。载波占空比较部3034，则将从载波信号发生部305输入的载波信号按每一个周期标准化为0～1之间的值，在此基础上，比较与被输入的各开关状态的持续时间比率之间的大小，并将其结果输出给开关时间决定部3035。

另一方面，零交叉定时检测部102，对输入交流电压的电压值成为0的定时进行检测，将所检测出的信息作为定时信息通知给空间矢量调制部303。开关时间决定部3035，基于被输入的比较结果与定时信息，决定各开关状态的持续时间。

以下，以选择了扇区1的情况为例，说明由开关时间决定部3035执行的开关状态的持续时间的决定处理。

图8是表示通过载波信号与各占空比之间的比较而生成开关信号的原理的图。开关时间决定部3035，通过对取0至1之间的值的t0、t1、t2与控制周期TC、振幅1的载波(最小值0、最大值1的三角波)进行比较，从而决定设定为各开关状态的定时。开关时间决定部3035，如图8所示，首先，在输出时间比率t1变得比标准化后的载波信号更大的区间，决定各开关元件的接通·断开，使之成为与矢量V1对应的开关模式(switchingpattern)。即，在该区间内，由于选择了开关矢量V1(1，0，0)，因此接通向U相进行的导通。接着，在输出时间比率t1+t2(＝1-t0)变得比标准化后的载波信号更小的区间，决定各开关元件的接通·断开，使之成为与矢量V0对应的开关模式。即，在该区间内，由于选择开关矢量V0(0，0，0)，因此断开对所有相的导通。针对最后剩下的时间区域，决定各开关元件的接通·断开，使之成为与矢量V2对应的开关模式。即，在不是V1也不是V0的区间，由于选择开关矢量V2(1，1，0)，因此接通对U相以及V相的导通。

在上述的示例中，按照V1、V0、V2的顺序决定了设定定时，但设定定时的决定并不限于该顺序。其中，为了顺利地决定设定定时，对于与载波信号进行比较的矢量的顺序，可从时间区域不重叠的矢量起按顺序决定。或者，也可以从适当的矢量起开始上述的比较，在接下来的矢量中，从除去已经决定的时间区域之外的时间区域中选择符合条件的时间区域。不管哪种情况下，只要能够实现时间比率t0∶t1∶t2即可。另外，关于扇区2～6，也能够通过同样的处理，来决定由各开关矢量表示的接通状态的设定定时。

另外，在本实施方式中，虽然通过比较采用了三角波的载波信号与输出时间比率，从而决定各开关状态的设定定时，但这只是一例。各开关状态的设定定时，只要如所计算出的各开关矢量的占空比那样来决定导通状态，则可以由任意方法来决定。

最后，开关时间决定部3035，与从零交叉定时检测部102输入的定时信息同步地，来输出在最终的各开关元件的接通·断开时间内、即在对由图8表示的各相的输出时间比率乘以载波信号的控制周期TC倍数所得的时间的期间持续的脉冲信号。按每相输出的脉冲信号被输入至开关信号输出部304。

对开关信号输出部304输入的脉冲信号具有连续的宽度。开关信号输出部304，在输入交流电压成为零的时刻对开关信号进行更新，并在输入高频电压的半周期进行量化(同步化)。由此变换为用于将被输入的高频电力的一半周期分配给各相的信号，并作为对各开关元件输入的控制信号进行输出。

这样，空间矢量调制部303，通过输出伴随着与基准正弦波发生部301的频率f1相等的频率的输出时间宽度变化的脉冲信号，从而在脉冲信号导通的时间内通过开关元件的输入高频的半波脉冲的密度，以频率f1发生变化。

另外，在上述说明中，设输出交流电压为50Hz的正弦波，但也可以是正弦波以外的波形。通过将基准正弦波发生部301的输出设为与上述的正弦波不同的任意波形，从而能够得到该波形的输出交流电压。这样，将通过脉冲密度的变化而调制成任意波形的方式，称作脉冲密度(PDM/Pulse Density Modulation)调制。

如图3A所示的正负判定部302，对被输入的高频交流电压的当前的极性进行判定，对开关信号输出部304输入该极性信息。开关信号输出部304，基于从空间矢量调制部303输出的脉冲信号、以及从正负判定部302输出的极性信息，对开关部101的各开关元件输出用于切换接通、断开的控制信号。

图9是表示针对输入交流电压的极性以及应对各相输出的输出电压的极性的组合，开关信号输出部304将输出何种控制信号的对应表。在图9中，输入电压极性表示从正负判定部302接收的极性信息，输出电压极性表示从基准正弦波发生部301输出的三相交流电压的极性。开关信号输出部304，在例如输入电压极性为正的情况下，在uv相之间施加正极性的电压的情况下，将开关元件U和Y同时接通，在输入电压极性为负的情况下，在uv相之间施加正极性的电压的情况下，将开关元件V和X同时接通。开关信号输出部304，根据该对应表通过切换开关元件U、V、W、X、Y、Z的接通、断开，从而在将输入交流电压的1/2波长的电压作为1个脉冲的情况下，对各相分配脉冲，使得每单位时间的脉冲密度变化成为三相正弦波。另外，开关控制部103，为了在输出侧防止短路，因此进行排他控制，使得开关元件U与X、V与Y、W与Z的每一对不会同时接通。

图9所示的对应表，例如作为表格被记录在未图示的存储器等中，开关控制部103通过参照该表格便能实现上述的控制。或者，也可以预先设计开关控制部103的电路构成以执行上述对应表中表示的动作。

通过开关控制部103进行的以上控制，从而开关部101输出将输入交流电压的1/2波长的电压作为1个脉冲的脉冲串。被输出的脉冲串，被输入至按每个相配置的滤波器104中。

各滤波器104，从由开关部101发送的输出脉冲串中除去高频成分，并输出50Hz的低频交流电压作为最终输出。滤波器104，是由电感器和电容器构成的低通滤波器，通常，在将输入交流电压的频率设为f0，将输出设为N相的情况下，如果将滤波器的截止频率设定为f0/(10×N)，则可有效去掉高次谐波噪声。例如，在f0为100kHz，并对三相进行输出的情况下，只要将截止频率设定为约33.3kHz即可。

图10是表示输入高频交流电压、开关部101的输出、和某一相的滤波器104的输出波形之间的关系的图。图10(a)表示频率f0的输入高频交流电压的时间变化(随时间推移发生的变化)。图10(b)表示开关部101的输出的时间变化的示例。在输入交流电压的零交叉定时，由于与Δ-∑变换部的输出同步地控制开关的ON/OFF，因此密度呈正弦波状变化的脉冲串被输出。图10(c)表示滤波器104的输出的时间变化的示例。由于开关部101的输出的密度变化是频率50Hz的正弦波状，因此从滤波器104输出频率50Hz的交流电压。如图10所示，不必将输入高频交流电压变换为直流电压，便能够直接变换成50Hz的低频交流电压。由此能够实现高效的电力变换。

如以上所述，根据本实施方式的交流变换电路，通过进行基于空间矢量调制的脉冲密度调制，便能够将频率相对高的交流电力变换成频率相对低的交流电力来进行输出。在本实施方式的空间矢量调制中，基于由3个参照正弦波规定的矢量的相位来决定扇区，并采用构成所决定的扇区的3个开关矢量来控制各开关元件的导通状态。这样，由于因开关转变而引起的矢量转变角度始终被保持在30度以内，因此与采用了例如Δ-∑调制的脉冲密度调制的情况相比，能够抑制逆电流的发生、输出电压的停滞(钳位)等，能够防止变换效率的低下。

另外，根据将矢量转变角度始终保持在30度以下的观点，在对图6所示的扇区进行切换的前后，也可以进行必切换为零矢量V0的状态的控制。通过这样的控制，能够防止例如从矢量V1突然转变至矢量V3。

(实施方式2)

接着说明第2实施方式的交流变换电路。

图11是表示本实施方式中的交流变换电路的示意结构的方框图。本实施方式的交流变换电路与实施方式1的交流变换电路的不同点在于：在开关部602的前段具备进行整流作用的转换器部601，将输入交流电压暂时变换为直流电压。以下，以与实施方式1之间的不同点为中心进行说明，针对重复事项省略说明。

本实施方式的交流变换电路具备：将交流电压变换为直流电压的转换器部601；对被输入的直流电压进行变换以对各相进行输出的开关部602；检测输入交流电压的值成为0的定时的零交叉定时检测部102；对各开关元件的动作进行控制的开关控制部603；和将开关部101的输出电压的高频成分除去的滤波器104。与实施方式1同样地，在滤波器104的后段连接负载，对负载供给频率f1的交流电压。频率f0被设定为例如100kHz以上，频率f1被设定为例如与电力系统的频率相同的50Hz。设输入交流电压以及输出交流电压均为正弦波电压。

转换器部601由二极管桥构成，对被输入的频率f0且单相的交流电压进行整流，变换为将该交流电压的1/2波长的电压作为一个脉冲的频率2f0的正极性的脉冲串。开关部602，具备：基于从开关控制部603输入的控制信号执行动作的开关元件U、V、W、X、Y、Z，对是否向与u、v、w的各相连接的后段的滤波器104输出被输入的脉冲串进行切换。在此，各开关元件，由作为通常的半导体开关元件的MOSFET、IGBT构成。作为对各开关元件的控制信号，开关控制部603的输出被输入至各开关元件的栅极。

接着，对开关控制部603的构成以及动作具体进行说明。图12是表示开关控制部603的具体构成的图。开关控制部603具备：基准正弦波发生部301、空间矢量调制部303、和开关信号输出部701。零交叉定时检测部102，对输入交流电压的电压值成为0的定时进行检测，将检测出的信息作为定时信息通知给空间矢量调制部303。

基准正弦波发生部301，发生与被输入的高频交流电力相比足够小的电力的、相位逐个偏离120度的50Hz的三相正弦波，并按每相输入至空间矢量调制部303。空间矢量调制部303，将被输入的各相正弦波的值作为指令值进行与实施方式1同样的空间矢量调制。然后，针对各相基于上述定时信息，与输入交流电压的电压大小成为0的定时同步地将脉冲发送给开关信号输出部701。此时，脉冲输出的接通时间变化，成为与来自基准正弦波发生部301的正弦波相同周期的50Hz的正弦波。开关信号输出部701，基于来自空间矢量调制部303的输入，对开关部602的各开关元件输出用于切换接通、断开的控制信号。

图13是表示，对于本实施方式中的各相输出电压极性，开关信号输出部701输出何种控制信号的对应表。开关信号输出部701，在例如对uv相施加正极性的电压的情况下，将开关元件U和Y同时接通，在uv相之间施加负极性的电压的情况下，将开关元件V和X同时接通。进而，优选在输出侧为了防止短路而进行排他控制，使得开关元件U和X、V和Y、W和Z的每一对中不会同时接通。按照以上方式，开关控制部603，通过对从转换器部601输出的脉冲串进行空间矢量调制，从而进行PDM调制。

各滤波器104，从由开关部602发送的输出脉冲串中除去高频成分，并输出50Hz的低频交流电压作为最终输出。图14(A)～(D)，分别是表示输入交流电压波形(频率f0)、转换器部601的输出波形(整流波形、脉冲宽度T＝1/(2f0))、开关部602的输出波形、以及某一相的滤波器104的输出波形(频率50Hz)的图。如图14(A)所示，输入高频交流通过转换器部601被变换成正的半波列，如图14(C)所示，通过开关部602被变换为经PDM调制后的半波列。经PDM调制后的半波列，如图14(D)所示，最终通过滤波器104的低通滤波处理被变化成低频交流。

如以上所述，根据本实施方式，由于在输入高频交流电压为零时进行开关，因此能够高效地变换为50Hz的低频交流电压。另外，在本实施方式中，零交叉定时检测部102对输入高频交流电压为零的定时进行检测，但也可以构成为对转换器部601的输出电压为零的定时进行检测。

另外，也可以如图15所示，在转换器部601与开关部602之间放入用于降低开关动作时的无用振荡的钳位缓冲电路50。图16是钳位缓冲电路50的具体构成图的示例，具有将从正电压向负电压的方向作为正向而连接的二极管、和将与该二极管串联连接的电容器进而与电阻并联连接的滤波器。这样，能够抑制在开关动作时发生的大的电压变化所伴随的振荡，能够降低开关动作时发生的损失。

(实施方式3)

接着，对第3实施方式的交流变换电路进行说明。本实施方式与上述的第1以及第2实施方式，在开关控制部的构成以及动作上不同，在其他构成要素方面相同。在此，将第2实施方式作为基本构成，以不同部分的动作为中心进行说明，省略关于重复事项的说明。

图17是表示本实施方式中的交流变换电路的开关控制部的示意结构的图。本实施方式中的开关控制部进一步具备：最小接通时间设定部1001、最小断开时间设定部1002、最大接通时间设定部1003、和最大断开时间设定部1004。

最小接通时间设定部1001，将各开关元件连续成为接通状态的最小时间，作为开关时间信息发送给开关信号输出部1005。在此，由于各开关元件的接通、断开动作是在输入高频交流电压为零的时间点进行的，因此该最小的时间被设定为输入高频交流电压的周期(1/f0)的2分之1的整数倍。另外，该最小时间既可以预先设定，也可以由用户视本交流变换电路的输出状态而进行调整。同样地，最小断开时间设定部1002，将各开关元件连续成为断开状态的最小时间作为开关时间信息发送给开关信号输出部1005，最大接通时间设定部1003将各开关元件连续成为接通状态的最大时间作为开关时间信息发送给开关信号输出部1005，最大断开时间设定部1004将开关元件连续成为断开状态的最大时间作为开关时间信息发送给开关信号输出部1005。

开关信号输出部1005，基于被设定的各开关元件的接通时间、断开时间的最小值以及最大值、以及空间矢量调制部303的输出，输出用于控制各开关元件的接通、断开的控制信号。

图18是表示将对转换器部601输入的高频交流的频率作为f0Hz、将输出低频交流的频率作为foutHz，将最小接通时间与最小断开时间作为1/f0秒(输入高频交流的一个周期)的情况下的各波形的关系的图。图18(a)～(d)，分别表示输入高频交流电压(频率f0)、转换器部601的输出(整流波形、脉冲宽度T＝1/(2f0))、开关部602的输出、以及某一相的滤波器104的输出波形(频率：fout)。另外，在本例中设f0＝33×fout。如图18(c)所示，通过设定最小接通时间以及最小断开时间，从而将输入高频交流的一个周期、即转换器部601的2个输出半波的时间作为最小时间单位来控制接通、断开。即，开关信号输出部1005，并不完全依据来自空间矢量调制部303的输出脉冲，而是在暂时将开关元件接通或者断开时，在预先设定的最小时间的期间内维持其开关状态。其中，对各开关元件进行控制，使得最终的输出变得极其接近反映了来自空间矢量调制部303的输出脉冲的密度变化的正弦波。通过这样的控制，与将转换器部601的一个输出半波的时间作为最小时间单位进行开关动作的情况相比，能够减少开关次数。因此，能够减少用于开关动作驱动的电力、伴随开关动作而产生的电力损失，能够高效地得到输出低频交流。另外，在此，以最小接通时间和最小断开时间为相同值的情况为例进行了说明，但各个值也可以不同。

在此，由于开关次数越少，则上述的电力损失变得越少，因此越使最小接通时间以及最小断开时间变长，越则能够减少损失。但是，使最小接通时间以及最小断开时间变长，结果会与由空间矢量调制部303进行的PDM调制的量化数变少产生同样的影响。即，开关部602的输出半波的密度变化的流畅性降低，会成为最终的输出低频交流的波形失真的原因。

因而，在本实施方式中，为了防止最终的输出低频交流的波形失真的发生，进一步设定最大接通时间以及最大断开时间，将接通时间以及断开时间的持续时间限制在预先设定的时间内。通过这样的构成，从而最终的输出低频交流不会产生波形失真，能够减少开关动作所伴随的损失。另外，在本实施方式中，虽然设置了最小接通时间设定部1001、最小断开时间设定部1002、最大接通时间设定部1003、最大断开时间设定部1004，但也可以不必全部设置，而是仅设置其中一部分。

另外，以上实施方式中，也可以进行在任一时刻都使输入高频交流的半周期始终被对一相输出的控制。图19是分别示出在进行了这样的控制的情况下的输入高频交流电压(频率f0)、转换器部601的输出(整流波形、脉冲宽度T＝1/(2f0))、开关部602的各相输出、以及各相滤波器104的输出波形的图。如图19所示，在任一时刻，输入高频交流的半周期都始终仅对一相输出。另外，实施控制，从而对于uv相、vw相、wu相的任一相，输入交流电压的每一周期的输出半波数都相同。

一般而言，输入高频交流的频率越高，越容易受传送路径中的阻抗的变动的影响。因此，对于来自基于预先决定的输出阻抗而设计的高频交流电源的输入而言，输出阻抗随时间推移而发生变动是效率低下的原因。因而，如果控制为使得在各时刻始终仅对一相输出电力，则由于输出侧的负载随时间推移产生变动的现象消失，因此传送路径中的输出阻抗保持固定，可实现抑制了效率低下的电力变换。

在以上的各实施方式中，交流变换电路的各构成要素，作为被模块化的单独的功能部而表现，但也可通过使处理器执行对这些功能部的处理进行规定的程序，实现交流变换电路的动作。这样的程序，能被记录在例如CD-ROM、DVD-ROM、闪存等记录介质中，或者通过因特网、内部网等电气通信线路而流通。

【产业上的可利用性】

根据本发明公开的技术，能够缓解在将相对高的交流电力变换成相对低的任意频率的交流电力时的变换效率的低下。因此，例如，能够使从无线电力传送系统向系统电源的回流、三相电机的直接控制中的电力变换效率提高。

【符号说明】

10开关部

30开关控制部

40转换器部

50钳位缓冲电路

101  开关部

102  零交叉定时检测部

103  开关控制部

104  低通滤波器部(滤波器)

301  基准正弦波发生部

302  正负判定部

303  空间矢量调制部

304  开关信号输出部

3030-1  开关矢量决定部

3030-2  开关状态决定部

3031  坐标变换部

3032  矢量扇区选择部

3033  矢量占空比计算部

3034  载波占空比较部

3035  开关时间决定部

305  载波信号发生部

601  转换器部

602  开关部

603  开关控制部

701  开关信号输出部

1001  最小接通时间设定部

1002  最小断开时间设定部

1003  最大接通时间设定部

1004  最大断开时间设定部

1403  开关控制部

1501  参照用正弦波

1502  三角波

Claims (11)

1.一种交流变换电路，将频率f0的单相的输入交流电压变换成比上述频率f0低的频率f1的三相输出交流电压，上述交流变换电路具备：

开关部，其基于控制信号对上述输入交流电压进行变换，并将变换后的电压输出给基于上述控制信号选择出的相；

滤波器部，其通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换成上述输出交流电压；和

开关控制部，其与上述输入交流电压成为0的定时同步地，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每个相进行脉冲密度调制，并基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况、以及上述输入交流电压的极性，生成上述控制信号，将上述控制信号发送给上述开关部，

上述开关部，具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类的开关元件；和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类的开关元件，

上述开关控制部，输出对上述开关部进行控制的上述控制信号，以实现：

在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，

在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，

在上述输入交流电压的极性为正、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，

在上述输入交流电压的极性为负、且上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，

并且使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应的两者不会同时接通，

上述开关控制部基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

2.一种交流变换电路，将频率f0的单相的输入交流电压变换为比上述频率f0低的频率f1的三相的输出交流电压，上述交流变换电路具备：

转换器部，其将上述输入交流电压变换成直流电压；

开关部，其基于控制信号对上述直流电压进行变换，并将变换后的电压输出给基于上述控制信号而选择出的相；

滤波器部，其通过将上述变换后的电压的高频成分除去，从而将上述变换后的电压变换成上述输出交流电压；和

开关控制部，其与上述输入交流电压变成0的定时同步地，基于与各相的输出交流电压对应的频率f1的参照信号，按每相进行脉冲密度调制，基于上述脉冲密度调制下的脉冲的生成状况生成上述控制信号，并发送给上述开关部，

上述开关部具有：在上述输入交流电压的极性为正的情况下，将正电压施加给对应的相的第1种类的开关元件；和在上述输入交流电压的极性为负的情况下，将正电压施加给对应的相的第2种类的开关元件，

上述开关控制部，输出对上述开关部进行控制的上述控制信号，以实现：

在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为正的情况下，将上述第1种类的开关元件接通，

在上述脉冲密度调制中的上述参照信号的极性为负的情况下，将上述第2种类的开关元件接通，

并且使上述第1种类的开关元件以及上述第2开关元件中与同一相对应的两者不会同时接通，

上述开关控制部，基于空间矢量调制进行上述脉冲密度调制。

3.根据权利要求2所述的交流变换电路，其特征在于，

在上述转换器部与上述开关部之间，具有用于降低开关时的无用振荡的缓冲电路。

4.根据权利要求3所述的交流变换电路，其特征在于，

上述缓冲电路包含：二极管、电容器和电阻。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的交流变换电路，其特征在于，

上述开关控制部，具有：

参照信号发生部，其与上述输入交流电压成为0的定时同步地，生成与各相的输出交流电压对应的频率f1的3个种类的参照信号；

载波信号发生部，其生成频率比上述参照信号的频率更高的载波信号；和

空间矢量调制部，其基于通过上述参照信号发生部而生成的上述3个种类的参照信号、以及通过上述载波信号发生部而生成的上述载波信号，进行空间矢量调制，

上述空间矢量调制部，基于上述3个种类的参照信号，决定上述开关部中的各开关元件的导通状态，并采用上述载波信号来决定各开关元件的导通状态的持续时间。

6.根据权利要求5所述的交流变换电路，其特征在于，

上述空间矢量调制部，将上述3个种类的参照信号通过空间矢量调制变换成脉冲，在上述输入交流电压的值变成0的定时，将上述脉冲输出给与各相对应的开关元件。

7.根据权利要求6所述的交流变换电路，其特征在于，

上述开关控制部，具有：

正负判定部，其对上述输入交流电压的极性进行判定；和

开关信号输出部，其基于从上述空间矢量调制部输出的上述脉冲、以及上述正负判定部的判定结果，生成上述控制信号，并发送给上述开关部。

8.根据权利要求1～7中任一项所述的交流变换电路，其特征在于，

上述开关控制部，以预先设定的最小接通时间以及最小断开时间以上的时间间隔对各开关元件的接通状态以及断开状态进行切换，

上述最小接通时间以及上述最小断开时间被设定为n1/2f0，其中n1为2以上的整数。

9.根据权利要求1～8中任一项所述的交流变换电路，其特征在于，

上述开关控制部，以预先设定的最大接通时间以及最大断开时间以下的时间间隔，对各开关元件的接通状态以及断开状态进行切换，

上述最大接通时间以及上述最大断开时间被设定为n2/2f0，n2是2以上的整数。

10.根据权利要求1～9中任一项所述的交流变换电路，其特征在于，

上述开关控制部对上述开关部进行控制，使得上述输入交流电压的半周期的电压始终仅对特定的一相输出。

11.根据权利要求1～10中任一项所述的交流变换电路，其特征在于，

所述交流变换电路还具备零交叉定时检测部，该零交叉定时检测部检测上述输入交流电压的值成为0的定时，并通知给上述开关控制部。

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