JPWO2013076937A1 - 交流変換回路 - Google Patents

Abstract

交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する。交流変換回路は、複数のスイッチング素子を有するスイッチング部１０１と、各スイッチング素子の導通状態を制御するスイッチング制御部１０３とを備えている。スイッチング制御部１０３は、空間ベクトル変調に基づいてパルス密度変調されたパルスをスイッチング部１０１に入力することにより、三相の出力交流電圧への変換が行われる。

Description

本願は、相対的に高い周波数の交流電圧を、相対的に低い周波数の交流電圧に変換するための技術に関する。

近年、非接触で電力を伝送するシステムとして、共振磁界結合を用いた電力伝送方式が提案されている。特許文献１は、２つの共振器の間の電磁界結合現象を用いて、空間を介してエネルギを伝送する新しい無線エネルギ伝送装置を開示している。この無線エネルギ伝送装置では、共振器の周辺の空間に生じる共振周波数の振動エネルギのしみ出し（エバネッセント・テール）を介して２つの共振器を結合することにより、振動エネルギを無線（非接触）で伝送する。

この無線電力伝送システムにおける共振器の出力電力は、共振周波数に等しい周波数の交流電力であり、共振周波数は、通常、１００ｋＨｚ以上に設定される。この高周波交流電力を一般の家庭用電力として使用する場合には、系統電源で使用される５０／６０Ｈｚの低周波数の交流電力に変換する必要がある。また、直接モータ等の回転制御を行う場合は、必要な出力周波数に変換する必要がある。

一方、一定周波数の交流電力を任意の周波数の交流電力に変換する技術として、インバータ技術がある。特許文献２は、一般的なインバータ技術を開示している。その変換方法は、入力される交流電力を一旦、直流電力に変換し、その後に複数のスイッチング素子を用いて負荷に対する電流の方向を切り変えることによって交流電力を得るものである。この時、出力周波数は、当該スイッチング素子の切り替え周波数によって決定される。

米国特許出願公開第２００８／０２７８２６４号明細書 特開平１１−３４６４７８号公報 特開平４−７９７７０号公報 米国特許第６３１３６０２号明細書

従来の交流変換回路では、高周波交流電力が一旦直流電力に変換されるため、電力の損失が生じる。また、直流電圧が印加されている状態でスイッチのオン、オフ動作が行われるため、スイッチング損失が発生する。さらに、整流のためのコンデンサが必要となり、コストの増加や耐久性の低下の問題が生じる。

本開示は、無線電力伝送システム等から入力される相対的に高い周波数の交流電力を、相対的に低い周波数の交流電力に変換する際の変換効率の低下を抑制できる交流変換回路を提供する。

上記課題を解決するために、本開示のある実施形態による交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、制御信号に基づいて前記入力交流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況、および前記入力交流電圧の極性に基づいて前記制御信号を生成し、前記制御信号を前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部とを備えている。前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有している。前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力する。前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う。

本開示の他の実施形態による交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、前記入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、制御信号に基づいて前記直流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況に基づいて前記制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部とを備えている。前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有している。前記スイッチング制御部は、前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力する。前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う。

上述の一般的かつ特定の態様は、システム、方法、およびコンピュータプログラムを用いて実装され、または、システム、方法およびコンピュータプログラムの組み合わせを用いて実現され得る。

本開示のある実施形態によれば、入力される高周波交流電力の入力電圧がゼロの時にスイッチング動作が行われるため、従来よりも高効率の電力変換が可能となる。

例示的な実施形態における交流変換回路の概略構成の一例を示す図である。 例示的な実施形態における交流変換回路の動作の一例を示すフローチャートである。 例示的な実施形態における交流変換回路の概略構成の他の例を示す図である。 例示的な実施形態における交流変換回路の動作の他の例を示すフローチャートである。 第１の実施形態による交流変換回路の構成を示す図である。 第１の実施形態におけるスイッチング素子の構成例を示す図である。 第１の実施形態におけるスイッチング制御部の構成を示す図である。 リファレンス正弦波発生部から出力される三相正弦波の例を示す図である。 第１の実施形態における空間ベクトル変調部の構成を示す図である。 空間ベクトル変調の原理を説明するための図である。 三相座標系と二相座標系との関係を示す図である。 ８個のスイッチングベクトルと６個のセクタを示す図である。 セクタ１における指令ベクトルＶｓの例を示す図である。 キャリア信号と各スイッチングベクトルの持続時間との比較によるスイッチング状態の決定方法の例を示す図である。 第１の実施形態における入出力極性とオンにするスイッチとの関係を示す図である。 第1の実施形態における各電圧の波形を示す図である。（ａ）は入力交流電圧の波形を示す図であり、（ｂ）はスイッチング部の出力波形を示す図であり、（ｃ）はフィルタの出力波形を示す図である。 第２の実施形態による交流変換回路の構成を示す図である。 第２の実施形態におけるスイッチング制御部の構成を示す図である。 第２の実施形態における入出力極性とオンにするスイッチとの関係を示す図である。 第２の実施形態における各電圧の波形を示す図である。（ａ）は入力交流電圧の波形を示す図であり、（ｂ）はコンバータ部の出力波形を示す図であり、（ｃ）はスイッチング部の出力波形を示す図であり、（ｄ）はフィルタの出力波形を示す図である。 クランプスナバ回路を設けた構成図である。 クランプスナバ回路の構成例を示す図である。 第３の実施形態におけるスイッチング制御部の構成を示す図である。 第３の実施形態における各電圧の波形を示す図である。（ａ）は入力交流電圧の波形を示す図であり、（ｂ）はコンバータ部の出力波形を示す図であり、（ｃ）はスイッチング部の出力波形を示す図であり、（ｄ）はフィルタの出力波形を示す図である。 常に一相にのみ電力を出力する実施形態における入出力波形を示す図である。（ａ）は入力交流電圧の波形を示す図であり、（ｂ）はコンバータ部の出力波形を示す図であり、（ｃ）はスイッチング部の出力波形を示す図であり、（ｄ）は各相のフィルタの出力波形を示す図である。 従来の交流変換回路の構成を示す図である。 従来の交流変換回路のスイッチング制御部の構成を示す図である。 従来の交流変換回路のスイッチング制御部によるスイッチングタイミングを示す図である。

本開示の例示的な実施形態の概要は以下のとおりである。

本開示の一態様に係る交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、制御信号に基づいて前記入力交流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況、および前記入力交流電圧の極性に基づいて前記制御信号を生成し、前記制御信号を前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部とを備えている。前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有している。前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力する。前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う。

本開示の他の態様に係る交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、前記入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、制御信号に基づいて前記直流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況に基づいて前記制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部とを備えている。前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有している。前記スイッチング制御部は、前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力する。前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う。

ある実施形態において、前記交流変換回路は、前記コンバータ部と前記スイッチング部の間にスイッチング時の不要発振を低減するためのスナバ回路を有している。

ある実施形態において、前記スナバ回路は、ダイオードとコンデンサと抵抗とを含む。

ある実施形態において、前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の３種類の参照信号を生成する参照信号発生部と、前記参照信号の周波数よりも高い周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号発生部と、前記参照信号発生部によって生成された前記３種類の参照信号、および前記キャリア信号発生部によって生成された前記キャリア信号に基づいて、空間ベクトル変調を行う空間ベクトル変調部とを有している。前記空間ベクトル変調部は、前記３種類の参照信号に基づいて、前記スイッチング部における各スイッチング素子の導通状態を決定し、前記キャリア信号を用いて、各スイッチング素子の導通状態の持続時間を決定する。

ある実施形態において、前記空間ベクトル変調部は、前記３種類の参照信号を空間ベクトル変調によってパルスに変換し、前記入力交流電圧の値が０になるタイミングで前記パルスを各相に対応するスイッチング素子に出力する。

ある実施形態において、前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の極性を判定する正負判定部と、前記空間ベクトル変調部から出力された前記パルス、および前記正負判定部の判定結果に基づき、前記制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出するスイッチング信号出力部とを有している。

ある実施形態において、前記スイッチング制御部は、予め設定された最小オン時間および最小オフ時間以上の時間間隔で各スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を切り換え、前記最小オン時間および前記最小オフ時間は、ｎ１／２ｆ０（ｎ１は２以上の整数）に設定されている。

ある実施形態において、前記スイッチング制御部は、予め設定された最大オン時間および最大オフ時間以下の時間間隔で各スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を切り換え、前記最大オン時間および前記最大オフ時間は、ｎ２／２ｆ０（ｎ２は２以上の整数）に設定されている。

ある実施形態において、前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の半周期分の電圧が常に特定の一相だけに出力されるように前記スイッチング部を制御する。

ある実施形態において、前記交流変換回路は、前記入力交流電圧の値が０になるタイミングを検出し、前記スイッチング制御部に通知する零交差タイミング検出部をさらに備えている。

以下、本開示の具体的な実施形態を説明する前に、まず、従来技術について本発明者らが見出した課題および本開示における技術の概要を説明する。

図２０は、無線電力伝送システム等の高周波単相交流を、従来のインバータ技術を用いて、より低周波の三相交流に変換する受電側交流変換回路の構成図である。この交流変換回路は、入力された高周波交流電力を直流電力に変換する整流部１４０１と、複数のスイッチング素子によって整流部１４０１の出力電圧を各相に出力するインバータ部１４０２と、相ごとに配置されたローパスフィルタ部１０４（以下、「フィルタ」）とを備えている。交流変換回路は、さらに、インバータ部１４０２に含まれる複数のスイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御部１４０３を備えている。

以下、図２０に示す交流変換回路の動作を説明する。まず、入力される高周波交流電力は、整流部１４０１において直流電力に変換される。次に、インバータ部１４０２において、各相の負荷に流れる電流の方向が交互に切り替わるようにスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚのオン、オフが切り換えられる。ここで、スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚには、一般にＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴ等の半導体スイッチが用いられる。各スイッチング素子のオン、オフのタイミング制御には、パルス幅変調（ＰＷＭ：Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）が用いられる。

図２１Ａ、図２１Ｂは、スイッチング制御部１４０３の構成および動作を説明するための図である。図２１Ａに示すように、スイッチング制御部１４０３は、出力される低周波電力の周波数と同じ周波数に設定された参照用正弦波１５０１、および当該周波数よりも高い周波数に予め設定された三角波１５０２の入力を受けるＰＷＭ制御部１５０３を有している。ＰＷＭ制御部１５０３は、参照用正弦波１５０１および三角波１５０２に基づいて生成されるパルスを、予め定められたスイッチング素子のゲートへ入力する。

ここで、例として、ｕｖ相間に電力を出力する場合のスイッチング制御部１４０３の動作を説明する。図２１Ｂは、ＰＷＭ制御部１５０３によるスイッチングタイミングの例を示す図である。まず、ＰＷＭ制御部１５０３は、参照用正弦波１５０１および三角波１５０２のそれぞれの入力値を比較する。「参照用正弦波≧０」かつ「参照用正弦波≧三角波」の場合には、スイッチング素子Ｕおよびスイッチング素子Ｙをオンにし、「参照用正弦波≧０」かつ「参照用正弦波＜三角波」の場合には、スイッチング素子Ｕおよびスイッチング素子Ｙをオフにする。また、「参照用正弦波＜０」かつ「参照用正弦波≧三角波」の場合には、スイッチング素子Ｖおよびスイッチング素子Ｘをオフにし、「参照用正弦波＜０」かつ「参照用正弦波＜三角波」の場合には、スイッチング素子Ｖおよびスイッチング素子Ｘをオンにする。このような動作により、ＰＷＭ制御部１５０３から出力されるパルスの幅は、参照用正弦波の値の大きさに応じて変化する。

インバータ部１４０２に入力された直流電力は、上記のスイッチング動作により、図２１Ｂに示すパルスと同一の幅をもつパルス列に変換され、出力される。出力されたパルス列は、ローパスフィルタ部１０４を通ることにより、最終的な出力として所望の周波数の正弦波に変換される。なお、ここでは正弦波出力を得る構成を例に説明を行ったが、参照用正弦波を任意の周波数および波形にすることにより、入力される高周波交流電力を任意の周波数および波形をもつ交流電力に変換できる。

しかしながら、以上のように構成された交流変換回路では、整流部１４０１において、高周波交流電力が一旦直流電力に変換されるため、電力の損失が生じる。また、インバータ部１４０２においても、直流電圧が印加されている状態でスイッチのオン、オフ動作が行われるため、スイッチング損失が発生する。さらに、整流のためのコンデンサが必要となり、コストの増加や耐久性の低下の問題が生じる。

本発明者らは、上記の課題を新たに見出し、無線電力伝送システム等から入力される相対的に高い周波数の交流電力を、相対的に低い周波数の交流電力に変換する際の変換効率の低下を抑制できる交流変換回路を完成させた。以下、本開示における実施形態の概要を説明する。

図１Ａは、本開示の１つの実施形態による交流変換回路の構成例を示す図である。図示される交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の交流電圧（以下、「入力交流電圧」と呼ぶことがある。）を、周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の交流電圧（以下、「出力交流電圧」と呼ぶことがある。）に変換するように構成されている。この交流変換回路は、制御信号に基づいて入力交流電圧を変換し、変換後の電圧を各相（ｕｖ相間、ｖｗ相間、ｗｕ相間）に出力するスイッチング部１０と、スイッチング部１０の出力から高周波成分を除去して出力交流電圧を出力するフィルタ部１０４とを備えている。交流変換回路はまた、上記制御信号を生成し、スイッチング部１０に入力することによってスイッチング部１０を制御するスイッチング制御部３０を備えている。

スイッチング制御部３０は、入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行う。そして、パルス密度変調によるパルスの生成状況、および入力交流電圧の極性に基づいて制御信号を生成し、スイッチング部１０に送出する。この制御信号によってどの相に変換後の電圧を出力するかが選択される。以上の動作が、入力交流電圧が０になるごとに、即ち入力交流電圧の半周期ごとに行われる。ここで、「パルスの生成状況」とは、例えば各相についてのパルスの生成有無や、生成されたパルスの極性等を意味する。

スイッチング部１０は、典型的には複数のスイッチング素子を有し、制御信号によって選択された特定のスイッチング素子のオン、オフを切り換えることにより、入力された電圧を三相に分配する。ここで、「オン」とは、導通状態を表し、「オフ」とは、非導通状態を表す。このような構成により、入力交流電圧の極性および出力交流電圧の極性に応じて動的に所望の三相交流を生成することが可能となる。なお、「入力交流電圧が０」とは、完全に０になる場合に限らず、実質的に０と見なせる範囲を含むものとする。本明細書において、入力交流電圧の振幅に対する値が、１０％未満の範囲内に含まれている場合は、実質的に０であるものとする。

図１Ｂは、図１Ａに示す交流変換回路の動作の流れを示すフローチャートである。まずステップＳ１０１において、入力交流電圧が０になるタイミングが検知される。ステップＳ１０１は、例えば不図示の検出器によって実行される。入力交流電圧が０になるタイミングが検知された場合、ステップＳ１０２に進み、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調が行われる。続いて、ステップＳ１０３において、パルス密度変調によるパルスの生成状況、および入力交流電圧の極性に基づいて制御信号が生成される。ステップＳ１０２およびＳ１０３は、スイッチング制御部３０によって実行される。その後、ステップＳ１０４において、スイッチング部１０は、制御信号に基づき、入力交流電圧を変換し、変換された電圧を選択された相に出力する。最後に、ステップＳ１０５において、フィルタ部１０４は、変換後の電圧を出力交流電圧に変換する。以上の動作が入力交流電圧の半周期ごとに繰り返されることにより、入力交流電圧が相対的に低い周波数の出力交流電圧へ変換される。

この例では、制御信号は、入力交流電圧が０になるタイミングに同期してスイッチング部１０に送られるため、スイッチング部１０の内部で行われるスイッチング動作は、電圧が０の状態で実行される。このため、当該スイッチング動作に起因する電力損失を低減することが可能となる。さらに、入力交流電圧を直流電圧に変換することなく出力交流電圧に変換するため、高効率な変換が可能となる。なお、スイッチング部１０、スイッチング制御部３０等の詳細な構成および動作については後述の実施形態１において説明する。

交流変換回路は、上記の構成に限らず、他の構成を有していてもよい。図１Ｃは、本開示による交流変換回路の他の構成例を示す図である。この交流変換回路も、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換するように構成されている。この交流変換回路は、図１Ａに示す構成要素に加え、さらに入力交流電圧を一旦直流電圧に変換してからスイッチング部１０に入力するコンバータ部４０を備えている。

この例におけるスイッチング制御部３０も、入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行う。そして、パルス密度変調によるパルスの生成状況に基づいて制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出する。この例では、コンバータ部４０が入力交流電圧を一旦直流電圧に変換するため、スイッチング部１０に入力される電圧は常に正極性である。そのため、スイッチング制御部３０は、パルスの生成状況のみに基づいてスイッチング部１０を制御する。

図１Ｄは、図１Ｃに示す交流変換回路の動作の流れを示すフローチャートである。本構成では、ステップＳ２００においてコンバータ部４０によって入力交流電圧が直流電圧に変換される。一方、ステップＳ２０１において、入力交流電圧が０になるタイミングが検知される。入力交流電圧が０になるタイミングが検知された場合、ステップＳ２０２に進み、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調が行われる。続いて、ステップＳ２０３において、パルス密度変調によるパルスの生成状況に基づいて制御信号が生成される。ステップＳ２００およびＳ２０３が完了した後、ステップＳ２０４において、スイッチング部１０は、制御信号に基づき、コンバータ部４０から出力された直流電圧を変換し、変換された電圧を選択された相に出力する。最後に、ステップＳ２０５において、フィルタ部１０４は、変換後の電圧を出力交流電圧に変換する。なお、ステップＳ２００と、ステップＳ２０１からＳ２０３とは、並列に実行され得る。以上の動作が入力交流電圧の半周期ごとに繰り返されることにより、入力交流電圧が相対的に低い周波数の出力交流電圧へ変換される。

図１Ｃに示す構成においても、入力交流電圧が０になるタイミングに同期して制御信号がスイッチング部１０に送られるため、スイッチング部１０の内部で行われるスイッチング動作は、電圧が０の状態で実行される。このため、当該スイッチング動作に起因する電力損失を低減することが可能となる。なお、この例におけるスイッチング部１０、スイッチング制御部３０等の詳細な構成および動作については後述の実施形態２において説明する。

以上の説明では、交流変換回路の各構成要素は、ブロック化された個別の機能部として表されているが、これらの機能部の処理を規定するプログラムをプロセッサに実行させることによって交流変換回路の動作が実現されていてもよい。そのようなプログラムの処理手順は、例えば図１Ｂ、１Ｄに示すとおりである。

以下、本開示のより具体的な実施形態を説明する。以下の説明において、同一または対応する構成要素には同一の参照符号を付している。

（実施形態１）
まず、第１の実施形態による交流変換回路を説明する。図１Ｅは、本実施形態の交流変換回路の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、相対的に低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換するように構成されている。交流変換回路は、複数のスイッチング素子によって入力交流電圧を各相に出力するスイッチング部１０１と、入力交流電圧の値が０になるタイミング（零交差タイミング）を検出する零交差タイミング検出部１０２と、各スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御部１０３と、スイッチング部１０１の出力電圧の高周波成分を除去するフィルタ１０４とを備えている。フィルタ１０４の後段には負荷が接続され、負荷に周波数ｆ１の交流電圧が供給される。周波数ｆ０は、例えば１００ｋＨｚ以上に設定され、周波数ｆ１は、例えば電力系統の周波数と同じ５０Ｈｚに設定され得る。入力交流電圧および出力交流電圧は、ともに正弦波電圧であるものとする。入力交流電圧は、例えば共振磁界結合を利用した無線電力伝送システムの受電部から出力される高周波（ＲＦ）電圧であり得る。

スイッチング部１０１には、周波数ｆ０かつ単相の交流電圧が入力される。スイッチング部１０１は、スイッチング制御部１０３から入力される制御信号に基づいて動作するスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを備えている。これらのスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚにより、スイッチング部１０１は、ｕｖ相、ｖｗ相、ｗｕ相の各相に接続された後段のフィルタ１０４へ、入力交流電圧を出力するか否かを切り替える。以下、ｕｖ相、ｖｗ相、ｗｕ相を、簡単のため、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相と呼ぶことがある。

スイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗは、入力高周波交流の極性が正のときに対応する相に正電圧を印加するものであり、本明細書において「第１の種類のスイッチ」と呼ぶことがある。スイッチング素子Ｘ、Ｙ、Ｚは、入力高周波交流の極性が負のときに対応する相に正電圧を印加するスイッチであり、本明細書において「第２の種類のスイッチ」と呼ぶことがある。

図２は、各スイッチング素子の構成例を示す図である。各スイッチング素子は、例えば、図２（ａ）に示すように、通常の半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴが、ダイオードと直列または並列に接続された構成や、ダイオードブリッジ内に接続された構成を有する。あるいは、図２（ｂ）に示すように、逆阻止ＩＧＢＴ等の双方向スイッチング素子で構成されていてもよい。各スイッチング素子のゲートには、スイッチング制御部１０３から制御信号が入力される。

次に、スイッチング制御部１０３の構成および動作を具体的に説明する。図３Ａは、スイッチング制御部１０３の具体的な構成を示す図である。スイッチング制御部１０３は、各相の出力交流電圧と同一の周波数ｆ１の三相正弦波（参照信号）を発生するリファレンス正弦波発生部３０１（参照信号発生部）と、入力交流電圧の極性（正負）を判定する正負判定部３０２と、空間ベクトル変調によって各相に対応するパルス列を生成する空間ベクトル変調部３０３と、各スイッチング素子のゲートに入力する制御信号を出力するスイッチング信号出力部３０４と、空間ベクトル変調においてスイッチング時間を決定するための基準となる信号（キャリア信号）を発生するキャリア信号発生部３０５とを備える。

本実施形態では、空間ベクトル変調と呼ばれる変調方式を利用してパルス密度変調が行われる。空間ベクトル変調は、例えば特許文献３および特許文献４に開示されている。特許文献３および特許文献４の開示内容全体を本願明細書に援用する。

空間ベクトル変調部３０３には、零交差タイミング検出部１０２から、入力交流電圧の電圧値が０になるタイミングを示すタイミング情報が入力され、キャリア信号発生部３０５から、キャリア信号が入力される。また、正負判定部３０２は、入力高周波交流ラインからの入力を受けるように配置されている。ここで、キャリア信号発生部３０５から出力されるキャリア信号は、例えば周波数ｆｃの三角波である。キャリア信号の周波数ｆｃは、リファレンス正弦波発生部３０１から出力される参照信号の周波数ｆ１よりも高く、かつ入力高周波電力の周波数ｆ０よりも低く設定され得る。周波数ｆｃは、ｆ１≪ｆｃ≪ｆ０を満たすように設定され得る。

リファレンス正弦波発生部３０１は、入力された高周波交流電力に比べて十分に小さい電力の、位相が１２０度（２π／３）ずつずれた周波数ｆ１（＝５０Ｈｚ）の三相正弦波を発生し、各相に対応する空間ベクトル変調部３０３に入力する。ここで、リファレンス正弦波発生部３０１の出力は、ゼロを中心に正負の値をとる正弦波であるものとする。

図３Ｂは、リファレンス正弦波発生部３０１から出力される三相正弦波の例を表す図である。三相正弦波の電圧Ｖｕ、Ｖｗ、Ｖｖは、それぞれｕ相、ｖ相、ｗ相に出力すべき電圧の周波数および位相に対応しているため、それらの振幅は互いに等しく、位相は２π/３ずつずれている。正弦波Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗは、それぞれ以下の式１〜式３で表され得る。

ここで、振幅をＡ１、角周波数をω１（＝２πｆ１）とし、ｕ相に対応する正弦波電圧Ｖｕの位相が０になる時刻を時間座標の原点としている。時間座標の原点は任意の時刻に定めてよい。

空間ベクトル変調部３０３は、入力される三相正弦波の電圧値Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを指令値として、空間ベクトル変調を行う。そして、キャリア信号発生部３０５から入力されるキャリア信号と、零交差タイミング検出部１０２から入力されるタイミング情報に基づき、入力交流電圧の電圧レベルが０になるタイミングに同期してパルスをスイッチング信号出力部３０４に出力する。

図３Ｃは、空間ベクトル変調部３０３の構成を示す図である。空間ベクトル変調部３０３は、リファレンス正弦波発生部３０１からの入力に基づいて導通させるべきスイッチング素子の組み合わせを規定する３つのベクトル（スイッチングベクトル）の組を決定するスイッチングベクトル決定部３０３０−１と、決定したベクトルの組の時間配分（デューティ比）および各ベクトルで表される導通状態のタイミングを決定するスイッチング状態決定部３０３０−２とを有している。スイッチングベクトル決定部３０３０−１は、リファレンス正弦波発生部３０１から入力される三相交流電圧の値を成分とする３次元ベクトルを２次元ベクトルに変換する座標変換部３０３１と、変換後の２次元ベクトルが属するセクタを選択することによって３つのスイッチングベクトルを決定するベクトルセクタ選択部３０３２とを有している。スイッチング状態決定部３０３０−２は、３つのスイッチングベクトルのデューティを算出するベクトルデューティ算出部３０３３と、デューティとキャリア信号とを比較するキャリアデューティ比較部３０３４と、比較結果に基づいて各スイッチングベクトルによるスイッチング時間を決定するスイッチング時間決定部３０３５とを有している。

以下、スイッチング制御部３０３による空間ベクトル変調に基づくパルス密度変調処理を説明する。

まず、三相二相静止座標変換を説明する。図４は、三相二相静止座標変換の概念図である。リファレンス正弦波発生部３０１からの入力値（三相平衡電圧瞬時値）Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗを、図４（ａ）に示すように、平面上にそれぞれ２π／３異なる３つの軸Ｕ、Ｖ、Ｗ上の瞬時ベクトルＶｕ、Ｖｖ、Ｖｗであると考える。すると、リファレンス正弦波発生部３０１から入力される三相交流電圧、すなわち各相に出力すべき電圧は、以下の式４で表される合成瞬時ベクトルＶｓで表すことができる。

この合成瞬時ベクトルＶｓは、一定の角周波数ｆ１で回転する一定の大きさのベクトルである。

次に、この合成瞬時ベクトルを、図４（ｂ）に示すように、Ｕ軸に一致するα軸と、それに直交するβ軸で表現することを考える。このときのＶｓのα成分をＶα、β成分をＶβとする。

次に、三相二相静止座標変換の変換式を求める。図５は、三相座標系と二相座標系との関係を示す図である。図５は、Ｕ軸、Ｖ軸、Ｗ軸上のベクトルを、α軸、β軸に射影したとき、どのような大きさになるかを示している。図５より、Ｖα、Ｖβは、以下の式５で表すことができる。

これを、行列を用いて書き換えると、以下の式６が得られる。ここで、変換後の電圧の大きさを変えない相対変換とするため、変換行列に定数２／３を乗じている。

座標変換部３０３１は、リファレンス正弦波発生部３０１からの入力値（Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗ）を指令値として、上記の式６に基づき、各相の指令値を三相二相静止座標変換する。この変換により、リファレンス正弦波発生部３０１から入力された三相正弦波の電圧値を、大きさ一定の回転ベクトルとして扱うことができる。

次に、この回転ベクトルを利用して、各相の導通状態を決定する方法を説明する。図１Ｅに示すスイッチング部１０１は、６つのスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを有しているが、そのうち、ｕ相に対応するＵとＸ、ｖ相に対応するＶとＹ、ｗ相に対応するＷとＺの各ペアは、一方がオンのときは他方がオフになるように制御される。この制限のため、全てのスイッチング素子の導通状態の組み合わせは、図１Ｅにおいて上側に描かれている３つのスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗのオン・オフの組み合わせによって決定される。その組み合わせは、２³＝８通り存在する。

ここで、各相のオン・オフの状態で表現されるベクトル空間（Ｕ，Ｖ，Ｗ）を定義する。オンの場合を１、オフの場合を０とする。例えば、Ｕ相がオン（電力が供給されている状態）、Ｖ相、Ｗ相がオフ（電力が供給されていない状態）の場合は、（Ｕ，Ｖ，Ｗ）=（１，０，０）と記述される。

図６は、図４と同様、平面上に角度が互いに１２０度異なる３つの軸Ｕ、Ｖ、Ｗで表される座標上に、選択可能なスイッチング状態を示す８個のベクトルをプロットした図である。これらの８個のベクトルは、図６に示すように、Ｖ０（０，０，０）、Ｖ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ３（０，１，０）、Ｖ４（０，１，１）、Ｖ５（０，０，１）、Ｖ６（１，０，１）、Ｖ７（１，１，１）と表される。ここで、Ｖ０およびＶ７は、零（ゼロ）ベクトルであり、Ｖ１、Ｖ３、Ｖ５は、それぞれＵ、Ｖ、Ｗ軸上のベクトルである。本明細書では、ベクトルＶ０〜Ｖ７を、「スイッチングベクトル」と呼ぶ。

ベクトルＶ０〜Ｖ７によって囲まれる領域を、角度が６０度ずつ異なる６個のセクタに分けることを考える。図６および表１に示すように、ベクトルＶ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ０（０，０，０）で囲まれたセクタをセクタ１と定義し、そこから反時計回りにセクタ番号を振るものとする。

ベクトルセクタ選択部３０３２は、座標変換部３０３１によって変換された図４に示すような指令値ベクトルＶｓ（Vα，Vβ）がどのセクタに属するかを選択し、選択したセクタの周辺領域を形成する３つベクトルを設定すべきスイッチング状態を示すベクトルとして、その結果をベクトルデューティ算出部３０３３に出力する。なお、指令値ベクトルＶｓ（Ｖα，Ｖβ）がどのセクタに属するかは、表１に示すように、ベクトルＶｓの位相θに基づいて決定される。ベクトルＶｓの位相θは、Ｖβ／Ｖαのアークタンジェント（逆正接）を計算することによって求められる。

ベクトルデューティ算出部３０３３は、ベクトルセクタ選択部３０３２から入力された選択結果に基づいて、各ベクトルで表されるスイッチング状態の出力時間比率（デューティ比）を算出する。以下、各出力時間比率の決定方法を、入力されたセクタが１の場合を例として説明する。

図７は、セクタ番号が１の場合の指令値ベクトルＶｓと、その周辺領域を形成するベクトルを示す図である。セクタ番号が１の場合、選択すべきベクトルは、Ｖ１（１，０，０）、Ｖ２（１，１，０）、Ｖ０（０，０，０）となる。なお、図７にはベクトルＶ７（１，１，１）も示されているが、このベクトルは全ての相に電力を出力することを意味しているため、本実施形態では採用しない。このとき、指令値ベクトルＶｓ（Ｖα，Ｖβ）を、ベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ２の線型結合で表すことを考える。Ｖ０＝（Ｖ０α，Ｖ０β）＝（０，０）、Ｖ１＝（Ｖ１α，Ｖ１β）＝（１，０，０）、Ｖ２＝（Ｖ２α、Ｖ２β）＝（１，１，０）とし、キャリア信号発生部３０５から出力されるキャリア信号の一周期を１としたときのベクトルＶ１の出力時間比率（デューティ）をｔ１、ベクトルＶ２の出力時間比率をｔ２とする。すると、ベクトルＶ０の出力時間比率ｔ０は、１−（ｔ１＋ｔ２）となる。すなわち、ｔ０は、ｔ１およびｔ２を求めれば算出できる。

このとき、各ベクトルの出力時間比率と指令値ベクトルＶｓの要素との関係は、以下の式７で表すことができる。

式７より、ｔ１、ｔ２に関する式だけを抜き出すと、以下の式８が得られる。

ここで、行列Ａを、以下の式９のように定義する。

すると、ｔ１、ｔ２は、クラメルの公式より、以下の式１０で表される。

ここで、行列式｜Ａ｜は、以下の式１１で表される。

以上の演算により、ｔ１、ｔ２を求めることができる。また、ｔ０＝１−ｔ１−ｔ２より、ｔ０も求めることができる。これにより、３つのベクトルＶ０、Ｖ１、Ｖ２によって表されるスイッチング状態の持続時間の比率が決定される。上記の例は、セクタ１の場合を想定したが、セクタ２〜６の場合も、同様の処理により、スイッチング状態を規定するベクトルの決定およびそれらのスイッチング状態の持続時間の比率が決定される。

次に、ベクトルデューティ算出部３０３３によって算出された各出力ベクトルに対応するスイッチング状態の持続時間比率を示す情報が、キャリアデューティ比較部３０３４に入力される。キャリアデューティ比較部３０３４は、キャリア信号発生部３０５から入力されたキャリア信号を１周期あたり０〜１の間の値になるように規格化した上で、入力される各スイッチング状態の持続時間比率との大小を比較し、その結果をスイッチング時間決定部３０３５に出力する。

一方、零交差タイミング検出部１０２は、入力交流電圧の電圧値が０となるタイミングを検出し、検出した情報をタイミング情報として空間ベクトル変調部３０３に通知する。スイッチング時間決定部３０３５は、入力された比較結果とタイミング情報とに基づいて、各スイッチング状態の持続時間を決定する。

以下、セクタ１が選択された場合を例に、スイッチング時間決定部３０３５によるスイッチング状態の持続時間の決定処理を説明する。

図８は、キャリア信号と各デューティ比との比較によるスイッチング信号の生成原理を示す図である。スイッチング時間決定部３０３５は、０から１までの間の値をとるｔ０、ｔ１、ｔ２を、制御周期Ｔｃ、振幅１のキャリア（最小値０、最大値１の三角波）と比較することにより、各スイッチング状態に設定するタイミングを決定する。スイッチング時間決定部３０３５は、図８に示すように、まず出力時間比率ｔ１が、規格化されたキャリア信号より大きくなる区間において、ベクトルＶ１に対応するスイッチングパターンになるように各スイッチング素子のオン・オフを決定する。すなわち、この区間においては、スイッチングベクトルＶ１（１，０，０）が選択されるため、ｕ相への導通がオンになる。次に、出力時間比率ｔ１＋ｔ２（＝１−ｔ０）が、規格化されたキャリア信号より小さくなる区間において、ベクトルＶ０に対応するスイッチングパターンになるように各スイッチング素子のオン・オフを決定する。すなわち、この区間においては、スイッチングベクトルＶ０（０，０，０）が選択されるため、すべての相への導通がオフになる。最後に残った時間領域については、ベクトルＶ２に対応するスイッチングパターンになるように各スイッチング素子のオン・オフを決定する。すなわち、Ｖ１でもＶ０でもない区間は、スイッチングベクトルＶ２（１，１，０）が選択されるため、ｕ相およびｖ相への導通がオンになる。

上記の例では、Ｖ１、Ｖ０、Ｖ２の順で設定タイミングを決定したが、設定タイミングの決定は、この順番に限られない。ただし、設定タイミングを円滑に決定するためには、キャリア信号と比較するベクトルの順番は、時間領域の重ならないベクトルから順番に決定され得る。あるいは、適当なベクトルから上記の比較を開始して、次のベクトルでは、既に決定された時間領域を除いた時間領域から条件に該当する時間領域を選択してもよい。いずれにしても、時間比率ｔ０：ｔ１：ｔ２が実現できればよい。また、セクタ２〜６についても同様の処理により、各スイッチングベクトルで表される導通状態の設定タイミングを決定することができる。

なお、本実施形態では、三角波を用いたキャリア信号と出力時間比率との比較によって各スイッチング状態の設定タイミングを決定するが、これはあくまでも一例である。各スイッチング状態の設定タイミングは、算出した各スイッチングベクトルのデューティ比のとおりに導通状態が決定されれば、どのような方法で決定してもよい。

最後に、スイッチング時間決定部３０３５は、零交差タイミング検出部１０２から入力されるタイミング情報に同期して、最終的な各スイッチング素子のオン・オフ時間として、図８で表される各相の出力時間比率にキャリア信号の制御周期Ｔｃ倍した時間の間持続するパルス信号を出力する。相ごとに出力されたパルス信号は、スイッチング信号出力部３０４に入力される。

スイッチング信号出力部３０４に入力されるパルス信号は連続的な幅をもつ。スイッチング信号出力部３０４は、入力交流電圧がゼロになる時点でスイッチング信号を更新し、入力高周波電圧の半周期で量子化（同期化）する。これによって入力される高周波電力の半周期分を各相に振り分けるための信号に変換し、各スイッチング素子に入力される制御信号として出力する。

このように、空間ベクトル変調部３０３は、リファレンス正弦波発生部３０１の周波数ｆ１に等しい周波数の出力時間幅変化を伴うパルス信号を出力することにより、パルス信号がオンの時間にスイッチング素子を通過する入力高周波の半波パルスの密度は周波数ｆ１で変化することになる。

なお、上記の説明では、出力交流電圧は、５０Ｈｚの正弦波であるものとしたが、正弦波以外の波形であってもよい。リファレンス正弦波発生部３０１の出力を、上記の正弦波とは異なる任意の波形にすることにより、その波形の出力交流電圧を得ることができる。このように、パルス密度の変化によって任意の波形に変調する方式を、パルス密度（ＰＤＭ／Ｐｕｌｓｅ Ｄｅｎｓｉｔｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）変調と呼ぶ。

図３Ａに示す正負判定部３０２は、入力された高周波交流電圧の現在の極性を判定し、スイッチング信号出力部３０４に当該極性情報を入力する。スイッチング信号出力部３０４は、空間ベクトル変調部３０３から出力されたパルス信号、および正負判定部３０２から出力された極性情報に基づき、スイッチング部１０１の各スイッチング素子に対し、オン、オフを切り換えるための制御信号を出力する。

図９は、入力交流電圧の極性および各相に出力すべき出力電圧の極性の組み合わせに対して、スイッチング信号出力部３０４がどのような制御信号を出力するかを示す対応表である。図９において、入力電圧極性は、正負判定部３０２から受け取った極性情報を示し、出力電圧極性は、リファレンス正弦波発生部３０１から出力される三相交流電圧の極性を示している。スイッチング信号出力部３０４は、例えば、入力電圧極性が正の場合にｕｖ相間に正の極性の電圧を印加する場合には、スイッチング素子ＵとＹとを同時にオンにし、入力電圧極性が負の場合にｕｖ相間に正の極性の電圧を印加する場合には、スイッチング素子ＶとＸとを同時にオンにする。スイッチング信号出力部３０４は、この対応表に従ってスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚのオン、オフを切り換えることにより、入力交流電圧の１／２波長分の電圧を１パルスとした場合に、各相に単位時間当たりのパルス密度変化が三相正弦波になるようにパルスを振り分ける。なお、スイッチング制御部１０３は、出力側で短絡を防ぐため、スイッチング素子ＵとＸ、ＶとＹ、ＷとＺの各ペアが同時にオンにならないように排他的に制御する。

図９に示す対応表は、例えばテーブルとして不図示のメモリ等に記録され、スイッチング制御部１０３が当該テーブルを参照することによって上記の制御が実現され得る。あるいは、上記の対応表に示す動作を行うようにスイッチング制御部１０３の回路構成が予め設計されていてもよい。

スイッチング制御部１０３による以上の制御により、スイッチング部１０１は、入力交流電圧の１／２波長分の電圧を１パルスとするパルス列を出力する。出力されたパルス列は、相ごとに配置されたフィルタ１０４に入力される。

各フィルタ１０４は、スイッチング部１０１から送られた出力パルス列から高周波成分を除去し、最終出力として、５０Ｈｚの低周波交流電圧を出力する。フィルタ１０４は、インダクタとコンデンサとで構成される低域透過フィルタであり、通常、入力交流電圧の周波数をｆ０、出力をｎ相とした場合、フィルタのカットオフ周波数をｆ０／（１０×ｎ）に設定すれば高調波ノイズを効果的に取り除くことが可能である。例えば、ｆ０が１００ｋＨｚであり、三相に出力する場合、カットオフ周波数は約３３．３ｋＨｚに設定すればよい。

図１０は、入力高周波交流電圧と、スイッチング部１０１の出力と、ある一相のフィルタ１０４の出力波形との関係を示す図である。図１０（ａ）は、周波数ｆ０の入力高周波交流電圧の時間変化を表している。図１０（ｂ）は、スイッチング部１０１の出力の時間変化の例を表している。入力交流電圧の零交差タイミングで、Δ−Σ変換部の出力に同期してスイッチのＯＮ／ＯＦＦが制御されるため、正弦波的に密度が変化するパルス列が出力される。図１０（ｃ）は、フィルタ１０４の出力の時間変化の例を表している。スイッチング部１０１の出力の密度変化が周波数５０Ｈｚの正弦波状であるため、フィルタ１０４からは、周波数５０Ｈｚの交流電圧が出力される。図１０に示すように、入力高周波交流電圧を直流電圧に変換することなく、直接に５０Ｈｚの低周波交流電圧に変換することができる。これにより、高効率な電力変換が可能となる。

以上のように、本実施形態の交流変換回路によれば、空間ベクトル変調に基づくパルス密度変調により、相対的に高い周波数の交流電力を、相対的に低い周波数の交流電力に変換して出力することができる。本実施形態における空間ベクトル変調では、３つの参照正弦波によって規定されるベクトルの位相に基づいてセクタを決定し、決定したセクタを構成する３つのスイッチングベクトルを用いて各スイッチング素子の導通状態が制御される。これにより、スイッチング遷移によるベクトル遷移角度が常に３０度以内に保たれるため、例えばΔ−Σ変調によるパルス密度変調を用いた場合に比べ、逆電流の発生や出力電圧の張り付き（クランプ）等を抑制することができ、変換効率の低下を防ぐことができる。

なお、ベクトル遷移角度を常に３０度以下に保つという観点から、図６に示すセクタを切り換える前後で、ゼロベクトルＶ０の状態に必ず切り替えるという制御を行ってもよい。このような制御により、例えば、ベクトルＶ１からベクトルＶ３にいきなり遷移するということを防ぐことができる。

（実施形態２）
次に、第２の実施形態による交流変換回路を説明する。

図１１は、本実施形態における交流変換回路の概略構成を示すブロック図である。本実施形態の交流変換回路は、スイッチング部６０２の前段に整流作用を行うコンバータ部６０１を備え、入力交流電圧を一旦直流電圧に変換する点が実施形態１の交流変換回路とは異なっている。以下、実施形態１と異なる点を中心に説明し、重複する事項についての説明は省略する。

本実施形態の交流変換回路は、交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部６０１と、入力された直流電圧を変換して各相に出力するスイッチング部６０２と、入力交流電圧の値が０になるタイミングを検出する零交差タイミング検出部１０２と、各スイッチング素子の動作を制御するスイッチング制御部６０３と、スイッチング部１０１の出力電圧の高周波成分を除去するフィルタ１０４とを備えている。実施形態１と同様、フィルタ１０４の後段には負荷が接続され、負荷に周波数ｆ１の交流電圧が供給される。周波数ｆ０は、例えば１００ｋＨｚ以上に設定され、周波数ｆ１は、例えば電力系統の周波数と同じ５０Ｈｚに設定される。入力交流電圧および出力交流電圧は、ともに正弦波電圧であるものとする。

コンバータ部６０１は、ダイオードブリッジで構成され、入力された周波数ｆ０かつ単相の交流電圧を整流し、当該交流電圧の１／２波長分の電圧を1パルスとする周波数２ｆ０の正極性のパルス列に変換する。スイッチング部６０２は、スイッチング制御部６０３から入力される制御信号に基づいて動作するスイッチング素子Ｕ、Ｖ、Ｗ、Ｘ、Ｙ、Ｚを備えており、ｕ、ｖ、ｗの各相に接続された後段のフィルタ１０４へ、入力されるパルス列を出力するか否かを切り替える。ここで、各スイッチング素子は、通常の半導体スイッチング素子であるＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴで構成される。各スイッチング素子への制御信号として、スイッチング制御部６０３の出力が各スイッチング素子のゲートに入力される。

次に、スイッチング制御部６０３の構成および動作を具体的に説明する。図１２は、スイッチング制御部６０３の具体的な構成を示す図である。スイッチング制御部６０３は、リファレンス正弦波発生部３０１と、空間ベクトル変調部３０３と、スイッチング信号出力部７０１とを備える。零交差タイミング検出部１０２は、入力交流電圧の電圧値が０となるタイミングを検出し、検出した情報をタイミング情報として空間ベクトル変調部３０３に通知する。

リファレンス正弦波発生部３０１は、入力された高周波交流電力に比べて十分に小さい電力の、位相が１２０度ずつずれた５０Ｈｚの三相正弦波を発生し、相ごとに空間ベクトル変調部３０３に入力する。空間ベクトル変調部３０３は、入力された各相の正弦波の値を指令値として実施形態１と同様の空間ベクトル変調を行う。そして、各相について上記タイミング情報に基づき入力交流電圧の電圧レベルが０となるタイミングに同期してパルスをスイッチング信号出力部７０１に送出する。この時、パルス出力のオン時間変化は、リファレンス正弦波発生部３０１からの正弦波と同周期である５０Ｈｚの正弦波となる。スイッチング信号出力部７０１は、空間ベクトル変調部３０３からの入力に基づき、スイッチング部６０２の各スイッチング素子に対し、オン、オフを切り換えるための制御信号を出力する。

図１３は、本実施形態における各相の出力電圧極性に対して、スイッチング信号出力部７０１がどのような制御信号を出力するかを示す対応表である。スイッチング信号出力部７０１は、例えば、ｕｖ相に正の極性の電圧を印加する場合には、スイッチング素子ＵとＹとを同時にオンにし、ｕｖ相間に負の極性の電圧を印加する場合には、スイッチング素子ＶとＸとを同時にオンにする。さらに、好ましくは、出力側で短絡を防ぐためにスイッチング素子ＵとＸ、ＶとＹ、ＷとＺの各ペアの中で同時にオンにならないように排他的に制御される。以上のように、スイッチング制御部６０３は、コンバータ部６０１から出力されたパルス列に対して空間ベクトル変調を行うことによってＰＤＭ変調を行う。

各フィルタ１０４は、スイッチング部６０２から送られた出力パルス列から高周波成分を除去し、最終出力として、５０Ｈｚの低周波交流電圧を出力する。図１４（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ、入力交流電圧波形（周波数ｆ０）、コンバータ部６０１の出力波形（整流波形、パルス幅Ｔ＝１／（２ｆ０））、スイッチング部６０２の出力波形、およびある一相のフィルタ１０４の出力波形（周波数５０Ｈｚ）を示す図である。図１４（ａ）に示すように、入力高周波交流は、コンバータ部６０１によって正の半波列に変換され、図１４（ｃ）に示すように、スイッチング部６０２によってＰＤＭ変調された半波列に変換される。ＰＤＭ変調された半波列は、図１４（ｄ）に示すように、最終的にフィルタ１０４によるローパスフィルタリングによって低周波交流へと変換される。

以上のように、本実施形態によれば、入力高周波交流電圧がゼロのときにスイッチングが行われるため、効率よく５０Ｈｚの低周波交流電圧に変換することが可能となる。なお、本実施形態では、零交差タイミング検出部１０２は、入力高周波交流電圧がゼロのタイミングを検出するが、コンバータ部６０１の出力電圧がゼロのタイミングを検出するように構成してもよい。

また、コンバータ部６０１とスイッチング部６０２の間に図１５に示すように、スイッチング時の不要発振を低減するためのクランプスナバ回路５０を入れても良い。図１６は、クランプスナバ回路５０の具体的な構成図の例であり、正電圧から負電圧方向を順方向として接続されるダイオードと、このダイオードに直列に接続されるコンデンサと抵抗が並列に接続されたフィルタとを有する。これにより、スイッチング時に発生する大きな電圧変化に伴う発振を抑え、スイッチング時に発生する損失を低減することができる。

（実施形態３）
次に、第３の実施形態による交流変換回路を説明する。本実施形態は、スイッチング制御部の構成および動作が上記の第１および第２の実施形態におけるものとは異なっており、他の構成要素については同一である。ここでは第２の実施形態を基本構成として異なる部分の動作を中心に説明し、重複する事項についての説明は省略する。

図１７は、本実施形態における交流変換回路のスイッチング制御部の概略構成を示す図である。本実施形態におけるスイッチング制御部は、最小オン時間設定部１００１、最小オフ時間設定部１００２、最大オン時間設定部１００３、最大オフ時間設定部１００４をさらに備えている。

最小オン時間設定部１００１は、各スイッチング素子が連続してオン状態になる最小の時間を、スイッチング時間情報としてスイッチング信号出力部１００５に送出する。ここで、各スイッチング素子のオン、オフ動作は入力高周波交流電圧のゼロ点において行われるため、当該最小の時間は、入力高周波交流電圧の周期（１／ｆ０）の２分の１の整数倍に設定される。なお、当該最小の時間は予め設定されているものとしてもよいし、ユーザが本交流変換回路の出力状態を見て調整するものとしてもよい。同様に、最小オフ時間設定部１００２は各スイッチング素子が連続してオフ状態になる最小の時間を、最大オン時間設定部１００３は各スイッチング素子が連続してオン状態になる最大の時間を、最大オフ時間設定部１００４はスイッチング素子が連続してオフ状態になる最大の時間を、スイッチング時間情報としてスイッチング信号出力部１００５に送出する。

スイッチング信号出力部１００５は、設定された各スイッチング素子のオン時間、オフ時間の最小値および最大値と、空間ベクトル変調部３０３の出力とに基づき、各スイッチング素子のオン、オフを制御するための制御信号を出力する。

図１８は、コンバータ部６０１に入力される高周波交流の周波数をｆ０Hz、出力低周波交流の周波数をｆｏｕｔHzとし、最小オン時間と最小オフ時間を１／ｆ０秒（入力高周波交流の一周期分）とした場合の各波形の関係を示す図である。図１８（ａ）〜（ｄ）は、それぞれ、入力高周波交流電圧（周波数ｆ０）、コンバータ部６０１の出力（整流波形、パルス幅Ｔ＝１／（２ｆ０））、スイッチング部６０２の出力、およびある一相のフィルタ１０４の出力波形（周波数：ｆｏｕｔ）を示している。なお、本例ではｆ０＝３３×ｆｏｕｔとする。図１８（ｃ）に示すように、最小オン時間および最小オフ時間を設定することにより、入力高周波交流の一周期分、すなわちコンバータ部６０１の出力半波２つ分の時間を最小時間単位としてオン、オフが制御される。すなわち、スイッチング信号出力部１００５は、空間ベクトル変調部３０３からの出力パルスに完全に従うわけではなく、一旦スイッチング素子をオンまたはオフにしたときは、予め設定された最小時間の間はそのスイッチング状態を維持する。ただし、最終的な出力が空間ベクトル変調部３０３からの出力パルスの密度変化を反映した正弦波に極力近くなるように、各スイッチング素子を制御する。このような制御により、コンバータ部６０１の出力半波１つ分の時間を最小時間単位としてスイッチングする場合に比べて、スイッチング回数を減らすことができる。このため、スイッチング駆動のための電力やスイッチングに伴う電力の損失を減らすことができ、効率良く出力低周波交流を得ることができる。なお、ここでは、最小オン時間と最小オフ時間が同じ値の場合を例に説明したが、それぞれの値が異なっていてもよい。

ここで、上記の電力損失は、スイッチング回数が少ないほど小さくなるため、最小オン時間および最小オフ時間を長くするほど損失を小さくすることができる。しかし、最小オン時間および最小オフ時間を長くすることは、結果的に空間ベクトル変調部３０３で行われるＰＤＭ変調の量子化数が少なくなることと同様の影響を及ぼすこととなる。すなわち、スイッチング部６０２の出力半波の密度変化の滑らかさが低減し、最終の出力低周波交流の波形歪みの原因となり得る。

そこで、本実施形態では、最終の出力低周波交流の波形歪みの発生を防ぐため、さらに最大オン時間および最大オフ時間が設定され、オン時間およびオフ時間の持続時間が予め設定された時間内に制限される。このような構成により、最終の出力低周波交流に波形歪みを生じることなく、スイッチングに伴う損失を減らすことができる。なお、本実施形態では、最小オン時間設定部１００１、最小オフ時間設定部１００２、最大オン時間設定部１００３、最大オフ時間設定部１００４が設けられるが、これらの全てではなく、一部のみが設けられていてもよい。

なお、以上の実施形態において、いずれの時刻においても、入力高周波交流の半周気分が常に一相だけに出力される制御を行ってもよい。図１９は、そのような制御を行った場合における入力高周波交流電圧（周波数ｆ０）、コンバータ部６０１の出力（整流波形、パルス幅Ｔ＝１／（２ｆ０））、スイッチング部６０２の各相の出力、および各相のフィルタ１０４の出力波形をそれぞれ示す図である。図１９に示すように、いずれの時刻においても、入力高周波交流の半周期分が常に一相だけに出力される。また、ｕｖ相、ｖｗ相、ｗｕ相のいずれについても、入力交流電圧の一周期あたりの出力半波の数が同数になるように制御される。

一般に、入力高周波交流の周波数が高いほど、伝送路におけるインピーダンスの変動の影響を受けやすい。したがって、予め決められた出力インピーダンスに基づいて設計された高周波交流電源からの入力に対して出力インピーダンスが時間的に変動することは効率低下の原因となる。そこで、各時刻において常に一相だけに電力が出力されるように制御すれば、出力側の負荷が時間的に変動することが無くなるため、伝送路における出力インピーダンスが一定に保たれ、効率の低下を抑えた電力変換が可能となる。

以上の各実施形態では、交流変換回路の各構成要素は、ブロック化された個別の機能部として表されているが、これらの機能部の処理を規定するプログラムをプロセッサに実行させることによって交流変換回路の動作が実現されていてもよい。そのようなプログラムは、例えばＣＤ−ＲＯＭ、ＤＶＤ−ＲＯＭ、フラッシュメモリなどの記録媒体に記録され、あるいは、インターネットやイントラネット等の電気通信回線を通じて流通され得る。

本開示における技術によれば、相対的に高い交流電力を、相対的に低い任意の周波数の交流電力に変換する際の変換効率の低下を低減させることができる。そのため、例えば、無線電力伝送システムから系統電源への逆潮や三相モータの直接制御における電力変換効率を向上させることができる。

１０ スイッチング部
３０ スイッチング制御部
４０ コンバータ部
５０ クランプスナバ回路
１０１ スイッチング部
１０２ 零交差タイミング検出部
１０３ スイッチング制御部
１０４ ローパスフィルタ部（フィルタ）
３０１ リファレンス正弦波発生部
３０２ 正負判定部
３０３ 空間ベクトル変調部
３０４ スイッチング信号出力部
３０３０−１ スイッチングベクトル決定部
３０３０−２ スイッチング状態決定部
３０３１ 座標変換部
３０３２ ベクトルセクタ選択部
３０３３ ベクトルデューティ算出部
３０３４ キャリアデューティ比較部
３０３５ スイッチング時間決定部
３０５ キャリア信号発生部
６０１ コンバータ部
６０２ スイッチング部
６０３ スイッチング制御部
７０１ スイッチング信号出力部
１００１ 最小オン時間設定部
１００２ 最小オフ時間設定部
１００３ 最大オン時間設定部
１００４ 最大オフ時間設定部
１４０３ スイッチング制御部
１５０１ 参照用正弦波
１５０２ 三角波

Claims (11)

1. 周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、
   制御信号に基づいて前記入力交流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、
   前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、
   前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況、および前記入力交流電圧の極性に基づいて前記制御信号を生成し、前記制御信号を前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有し、
   前記スイッチング制御部は、
   前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記入力交流電圧の極性が正、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記入力交流電圧の極性が負、かつ前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力し、
   前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う、
   交流変換回路。
2. 周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、前記周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する交流変換回路であって、
   前記入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータ部と、
   制御信号に基づいて前記直流電圧を変換し、変換後の電圧を、前記制御信号に基づいて選択された相に出力するスイッチング部と、
   前記変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、前記変換後の電圧を前記出力交流電圧に変換するフィルタ部と、
   前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行い、前記パルス密度変調によるパルスの生成状況に基づいて前記制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出するスイッチング制御部と、
   を備え、
   前記スイッチング部は、前記入力交流電圧の極性が正の場合に正電圧を対応する相に印加する第１の種類のスイッチング素子と、前記入力交流電圧の極性が負の場合に正電圧を対応する相に印加する第２の種類のスイッチング素子とを有し、
   前記スイッチング制御部は、
   前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が正の場合には、前記第１の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記パルス密度変調における前記参照信号の極性が負の場合には、前記第２の種類のスイッチング素子をオンにし、
   前記第１の種類のスイッチング素子および前記第２のスイッチング素子のうち、同一の相に対応するものの両方を同時にオンにしないように、前記スイッチング部を制御する前記制御信号を出力し、
   前記スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいて前記パルス密度変調を行う、
   交流変換回路。
3. 前記コンバータ部と前記スイッチング部の間にスイッチング時の不要発振を低減するためのスナバ回路を有している、請求項２に記載の交流変換回路。
4. 前記スナバ回路は、ダイオードとコンデンサと抵抗とを含む請求項３に記載の交流変換回路。
5. 前記スイッチング制御部は、
   前記入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の３種類の参照信号を生成する参照信号発生部と、
   前記参照信号の周波数よりも高い周波数のキャリア信号を生成するキャリア信号発生部と、
   前記参照信号発生部によって生成された前記３種類の参照信号、および前記キャリア信号発生部によって生成された前記キャリア信号に基づいて、空間ベクトル変調を行う空間ベクトル変調部と、
   を有し、
   前記空間ベクトル変調部は、前記３種類の参照信号に基づいて、前記スイッチング部における各スイッチング素子の導通状態を決定し、前記キャリア信号を用いて、各スイッチング素子の導通状態の持続時間を決定する、
   請求項１から４のいずれかに記載の交流変換回路。
6. 前記空間ベクトル変調部は、前記３種類の参照信号を空間ベクトル変調によってパルスに変換し、前記入力交流電圧の値が０になるタイミングで前記パルスを各相に対応するスイッチング素子に出力する、
   請求項５に記載の交流変換回路。
7. 前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の極性を判定する正負判定部と、
   前記空間ベクトル変調部から出力された前記パルス、および前記正負判定部の判定結果に基づき、前記制御信号を生成し、前記スイッチング部に送出するスイッチング信号出力部と、
   を有している、請求項６に記載の交流変換回路。
8. 前記スイッチング制御部は、予め設定された最小オン時間および最小オフ時間以上の時間間隔で各スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を切り換え、
   前記最小オン時間および前記最小オフ時間は、ｎ１／２ｆ０（ｎ１は２以上の整数）に設定されている、
   請求項１から７のいずれかに記載の交流変換回路。
9. 前記スイッチング制御部は、予め設定された最大オン時間および最大オフ時間以下の時間間隔で各スイッチング素子のオン状態およびオフ状態を切り換え、
   前記最大オン時間および前記最大オフ時間は、ｎ２／２ｆ０（ｎ２は２以上の整数）に設定されている、
   請求項１から８のいずれかに記載の交流変換回路。
10. 前記スイッチング制御部は、前記入力交流電圧の半周期分の電圧が常に特定の一相だけに出力されるように前記スイッチング部を制御する、請求項１から９のいずれかに記載の交流変換回路。
11. 前記入力交流電圧の値が０になるタイミングを検出し、前記スイッチング制御部に通知する零交差タイミング検出部をさらに備えている、請求項１から１０のいずれかに記載の交流変換回路。

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