WO2019188876A1 - 電力変換システム、電圧変換回路の制御方法 - Google Patents

電力変換システム、電圧変換回路の制御方法 Download PDF

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祐治 工藤
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    • H02P2201/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the converter used
    • H02P2201/01—AC-AC converter stage controlled to provide a defined AC voltage
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
    • H02P6/28—Arrangements for controlling current

Definitions

  • the present disclosure relates generally to a power conversion system and a voltage conversion circuit control method, and more particularly to a power conversion system that performs AC / AC conversion and a voltage conversion circuit control method.
  • the AC conversion circuit described in Patent Document 1 converts a single-phase input AC voltage having a frequency f0 into a three-phase output AC voltage having a frequency f1 lower than the frequency f0.
  • the AC conversion circuit includes a switching unit (voltage conversion unit), a filter unit, and a switching control unit.
  • the switching unit converts the input AC voltage based on the control signal, and outputs the converted voltage to the phase selected based on the control signal.
  • the filter unit converts the converted voltage into an output AC voltage by removing a high-frequency component of the converted voltage.
  • the switching control unit performs pulse density modulation for each phase based on the reference signal of the frequency f1 corresponding to the output AC voltage of each phase in synchronization with the timing when the input AC voltage becomes 0.
  • a switching control part produces
  • the switching control unit performs pulse density modulation based on space vector modulation.
  • the present disclosure has been made in view of the above-described reasons, and an object thereof is to provide a power conversion system and a voltage conversion circuit control method capable of improving the accuracy of output control of a voltage conversion unit.
  • the power conversion system converts an input AC voltage having a first frequency into an output AC voltage having a second frequency lower than the first frequency.
  • the power conversion system includes a voltage conversion unit, a PDM control unit, and a feedback control unit.
  • the voltage conversion unit converts the input AC voltage into the output AC voltage based on a control signal and outputs the output AC voltage to a load.
  • the PDM control unit generates a modulation signal obtained by pulse density modulating the output voltage command value of the output AC voltage, and performs the control based on the modulation signal, the polarity of the input AC voltage, and the polarity of the output voltage command value.
  • a signal is generated and output to the voltage converter.
  • the feedback control unit generates the output voltage command value based on the output current value of the voltage conversion unit and the state of the load, and outputs the output voltage command value to the PDM control unit.
  • the voltage conversion circuit control method converts an input AC voltage having a first frequency into an output AC voltage having a second frequency lower than the first frequency based on a control signal and outputs the converted AC voltage to a load.
  • This is a method for controlling the voltage conversion circuit.
  • the voltage conversion circuit control method includes a PDM control step and a feedback control step.
  • a modulation signal obtained by pulse density modulating the output voltage command value of the output AC voltage is generated, and the control is performed based on the modulation signal, the polarity of the input AC voltage, and the polarity of the output voltage command value.
  • Generate a signal the output voltage command value based on the output current value supplied to the load and the state of the load is generated.
  • FIG. 1 is a block diagram of a power conversion system according to an embodiment of the present disclosure.
  • FIG. 2 is a block diagram of a PDM control unit in the above power conversion system.
  • FIG. 3 is a waveform diagram of an output voltage command value, an absolute value, and a sign in the above power conversion system.
  • FIG. 4 is a block diagram of the ⁇ modulation unit in the above power conversion system.
  • FIG. 5 is a block diagram of a feedback control unit in the above power conversion system.
  • FIG. 6 shows the result of an operation simulation in the above power conversion system.
  • FIG. 7 is a flowchart of a method for controlling the voltage conversion circuit according to an embodiment of the present disclosure.
  • Outline A block diagram of a power conversion system 1 according to this embodiment is shown in FIG.
  • the power conversion system 1 of the present embodiment is configured to perform AC / AC conversion for converting an input AC voltage Vi to an output AC voltage Vo.
  • the input AC voltage Vi is input from the non-contact power supply device 6 by non-contact power supply.
  • the power conversion system 1 is connected to a synchronous motor 50 as a load 5, and outputs the output AC voltage Vo to the synchronous motor 50, thereby rotating the synchronous motor 50.
  • the power conversion system 1 is configured to convert an input AC voltage Vi having a first frequency f1 into an output AC voltage Vo having a second frequency f2 lower than the first frequency f1.
  • the power conversion system 1 includes a voltage conversion unit 2, a PDM control unit 3 (PDM: Pulse Density Modulation), and a feedback control unit 4.
  • PDM Pulse Density Modulation
  • the voltage converter 2 converts the input AC voltage Vi into the output AC voltage Vo based on the control signals S1a to S6b, and outputs the output AC voltage Vo to the load 5.
  • the PDM control unit 3 generates a PDM signal (modulation signal) obtained by pulse density modulating the output voltage command value of the output AC voltage Vo, and based on the PDM signal, the polarity of the input AC voltage Vi, and the polarity of the output voltage command value Control signals S1a to S6b are generated and output to the voltage converter 2.
  • the feedback control unit 4 generates an output voltage command value based on the output current value of the voltage conversion unit 2 and the state of the load 5 and outputs the output voltage command value to the PDM control unit 3.
  • the voltage conversion unit 2 is feedback-controlled based on the output voltage command value generated based on the output current value of the voltage conversion unit 2 and the state of the load 5. Therefore, in the power conversion system 1 of this embodiment, there exists an advantage that the precision of the output control of the voltage converter 2 improves.
  • Non-contact power supply device 6 is configured to output an input AC voltage Vi to the power conversion system 1.
  • the non-contact power feeding device 6 includes an inverter circuit 61, a switch control unit 62, and a power feeding coil L1.
  • the inverter circuit 61 is a DC / AC inverter that is connected to a DC power source E1 and converts a DC voltage into an AC voltage and outputs the AC voltage.
  • the inverter circuit 61 has four switching elements Q11 to Q14.
  • Each of the switching elements Q11 to Q14 is, for example, a semiconductor switch such as a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor-Field-Effect-Transistor) or an IGBT (Insulated-Gate-Bipolar-Transistor).
  • the switching elements Q11 to Q14 are made of, for example, gallium nitride (GaN). Switching elements Q11 to Q14 are connected by a full bridge.
  • Switching element Q11 is electrically connected in series with switching element Q12 between the output ends of DC power supply E1.
  • the switching element Q13 is electrically connected in series with the switching element Q14 between a pair of output terminals of the DC power supply E1.
  • the series circuit of the switching element Q11 and the switching element Q12 and the series circuit of the switching element Q13 and the switching element Q14 are electrically connected in parallel between the pair of output terminals of the DC power supply E1.
  • the drain of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q13 are electrically connected to the positive electrodes of the pair of output terminals of the DC power supply E1.
  • the source of the switching element Q12 and the source of the switching element Q14 are electrically connected to the negative electrodes of the pair of output terminals of the DC power supply E1.
  • the feeding coil L1 is electrically connected between the connection point of the source of the switching element Q11 and the drain of the switching element Q12 and the connection point of the source of the switching element Q13 and the drain of the switching element Q14.
  • the switch control unit 62 outputs control signals S11 to S14 for controlling the switching elements Q11 to Q14.
  • the switch control unit 62 individually turns on / off the switching elements Q11 to Q14 by outputting the control signals S11 to S14 to the gates of the switching elements Q11 to Q14 directly or via a drive circuit.
  • the switch control unit 62 controls the switching elements Q11 to Q14 so that the combination of the switching elements Q11 and Q14 and the combination of the switching elements Q12 and Q13 are alternately turned on.
  • the frequency at which the switching elements Q11 to Q14 are turned on / off is 1 MHz.
  • the DC voltage output from the DC power supply E1 is converted into an AC voltage and applied to the feeding coil L1.
  • the frequency of the AC voltage applied to the feeding coil L1 is the same as the driving frequency of the switching elements Q11 to Q14, and is 1 MHz as an example.
  • the power conversion system 1 includes a voltage conversion unit 2, a PDM control unit 3, and a feedback control unit 4.
  • the voltage converter 2 converts the input AC voltage Vi of the first frequency f1 based on the control signals S1a to S6b to the output AC voltage of the second frequency f2 that is lower than the first frequency f1.
  • This is a voltage conversion circuit (AC / AC converter) that converts it into Vo and outputs it to the load 5.
  • the voltage conversion unit 2 is connected to the power receiving coil L2, and the AC voltage generated by the power receiving coil L2 is input as the input AC voltage Vi.
  • the receiving coil L2 is magnetically coupled to the feeding coil L1.
  • the power receiving coil L2 When an AC voltage is applied to the feeding coil L1 by turning on / off the switching elements Q11 to Q14, the power receiving coil L2 generates an AC voltage (input AC voltage Vi).
  • the AC voltage (input AC voltage Vi) generated by the power receiving coil L2 is applied to the voltage converter 2.
  • the frequency (first frequency f1) of the input AC voltage Vi is the same as the frequency of the AC voltage applied to the feeding coil L1, and is 1 MHz as an example. Note that the frequency of the input AC voltage Vi is not limited to 1 MHz, and may be other frequencies.
  • the voltage converter 2 converts the input AC voltage Vi having the first frequency f1 into the output AC voltage Vo having the second frequency f2 lower than the first frequency f1 and outputs the output AC voltage Vo to the load 5.
  • the frequency (second frequency f2) of the output AC voltage Vo is 100 Hz as an example.
  • the frequency of the output AC voltage Vo is not limited to 100 Hz, and may be other frequencies.
  • the number of digits of the first frequency f1 is preferably three or more digits greater than the number of digits of the second frequency f2. More specifically, the first frequency f1 is preferably 1000 times or more of the second frequency f2.
  • the first frequency f1 when the second frequency f2 is 100 Hz, it is preferable to set the first frequency f1 to a value larger than 1000 times the second frequency f2, that is, 100 kHz or more.
  • the voltage conversion unit 2 is connected to the synchronous motor 50 as the load 5.
  • the load 5 is the synchronous motor 50.
  • the load 5 is a permanent magnet synchronous motor using a permanent magnet for the rotor. Therefore, the voltage conversion unit 2 outputs the three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) output AC voltage Vo in order to rotationally drive the synchronous motor 50. That is, in the present embodiment, the voltage conversion unit 2 converts the single-phase input AC voltage Vi into the three-phase output AC voltage Vo and outputs it. In other words, the input AC voltage Vi is single-phase, and the output AC voltage Vo is three-phase.
  • the output AC voltage Vo corresponding to the U-phase is output as the U-phase output AC voltage Vu, V-phase.
  • AC voltage Vo be V-phase output AC voltage Vv
  • output AC voltage Vo corresponding to W-phase be W-phase output AC voltage Vw.
  • the voltage converter 2 of the present embodiment is a matrix converter having a plurality (six in this case) of bidirectional switches (switching elements Q1 to Q6).
  • Switching elements Q1 to Q6 are bidirectional switches capable of conducting and interrupting current in both directions.
  • the switching elements Q1 to Q6 are semiconductor switches such as MOSFETs and IGBTs, and are made of gallium nitride (GaN), for example.
  • Switching elements Q1 to Q6 are bridge-connected.
  • the switching element Q1 is electrically connected in series with the switching element Q2 between both ends of the power receiving coil L2 (between one end T1 and the other end T2).
  • the switching element Q3 is electrically connected in series with the switching element Q4 between both ends of the power receiving coil L2 (between one end T1 and the other end T2).
  • the switch element Q5 is electrically connected in series with the switching element Q6 between both ends of the power receiving coil L2 (between one end T1 and the other end T2).
  • a series circuit of the switching element Q1 and the switching element Q2 a series circuit of the switching element Q3 and the switching element Q4, and a series circuit of the switching element Q5 and the switching element Q6 are electrically connected.
  • the switching elements Q1, Q3, Q5 are connected to one end T1 of the power receiving coil L2, and the switching elements Q2, Q4, Q6 are connected to the other end T2 of the power receiving coil L2.
  • the pair of switching elements Q1 and Q2 corresponds to the U phase among the three phases.
  • a connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2 is electrically connected to the synchronous motor 50.
  • a pair of switching elements Q3 and Q4 corresponds to the V phase of the three phases.
  • a connection point between the switching element Q3 and the switching element Q4 is electrically connected to the synchronous motor 50.
  • a pair of switching elements Q5 and Q6 corresponds to the W phase among the three phases.
  • a connection point between the switching element Q5 and the switching element Q6 is electrically connected to the synchronous motor 50.
  • the three-phase output AC current Io is supplied from the voltage conversion unit 2 to the synchronous motor 50.
  • the potential at the connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2 with respect to the potential at the neutral point of the three-phase alternating current is the U-phase output alternating voltage Vu.
  • the output AC current Io flowing between the connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2 and the synchronous motor 50 is defined as a U-phase output AC current Iu.
  • V-phase output AC voltage Vv the potential at the connection point between the switching element Q3 and the switching element Q4 with respect to the potential at the neutral point of the three-phase AC is defined as a V-phase output AC voltage Vv.
  • the output AC current Io flowing between the connection point between the switching element Q3 and the switching element Q4 and the synchronous motor 50 is defined as a V-phase output AC current Iv.
  • the potential at the connection point of the switching element Q5 and the switching element Q6 with respect to the potential at the neutral point of the three-phase alternating current is defined as the W-phase output alternating voltage Vw.
  • the output AC current Io flowing between the connection point of the switching element Q5 and the switching element Q6 and the synchronous motor 50 is defined as a W-phase output AC current Iw.
  • the PDM control unit 3 outputs control signals S1a, S1b to S6a, S6b for controlling the switching elements Q1 to Q6. Specifically, the PDM control unit 3 controls on / off of the switching element Q1 by outputting control signals S1a and S1b to the two gates of the switching element Q1. Similarly, the PDM control unit 3 controls the on / off of the switching elements Q2 to Q6 by outputting control signals S2a, S2b to S6a, and S6b to the switching elements Q2 to Q6, respectively.
  • the PDM control unit 3 outputs the control signals S1a, S1b to S6a, S6b to the two gates of the switching elements Q1 to Q6 directly or via the drive circuit, thereby individually switching the switching elements Q1 to Q6. On / off.
  • the PDM control unit 3 performs pulse density modulation (PDM) based on the output voltage command values of three phases (U phase, V phase, W phase) in synchronization with the timing when the input AC voltage Vi becomes zero. In other words, the PDM control unit 3 generates a PDM signal (modulation signal) in synchronization with the timing when the input AC voltage Vi becomes zero. Then, the PDM control unit 3 generates control signals S1a to S6b corresponding to the three phases based on the polarities of the three-phase output voltage command values and the input AC voltage Vi, and outputs them to the voltage conversion unit 2. Is configured to do.
  • PDM pulse density modulation
  • the output voltage command values corresponding to the U-phase correspond to the U-phase output voltage command values vu, V-phase.
  • the output voltage command value is defined as a V-phase output voltage command value vv
  • the output voltage command value corresponding to the W phase is defined as a W-phase output voltage command value vw.
  • Pulse density modulation control is a control method for forming a waveform with a constant width pulse density and its positive / negative, and using a constant width pulse as the minimum unit of output, adjusting the density of this pulse for output To control.
  • the half wave of the input AC voltage Vi is cut out as an object of control by the output voltage command value in synchronization with the zero cross of the input AC voltage Vi.
  • an output waveform (pulse density modulation waveform) is formed by reflecting the sign (polarity) of the input AC voltage Vi and the sign (polarity) of the output voltage command value in the extracted pulse.
  • the output voltage command value is a target value for the output AC voltage Vo. That is, the waveform of the output voltage command value is a sine wave whose frequency is the second frequency f2.
  • the generation of the output voltage command value will be described in the section “(2.2.3) Feedback control unit”.
  • the PDM control unit 3 is constituted by, for example, a microcomputer having a processor and a memory. That is, the PDM control unit 3 is realized by a computer system having a processor and a memory.
  • the PDM control unit 3 functions as an acquisition unit 31, a ⁇ modulation unit 32, and a signal output unit 33 when the processor executes appropriate programs (see FIG. 2).
  • the program may be recorded in advance in a memory, or may be provided by being recorded through a telecommunication line such as the Internet or a non-transitory recording medium such as a memory card.
  • the acquisition unit 31 acquires the absolute value and sign of each of the three-phase output voltage command values.
  • FIG. 3 shows a waveform diagram of the output voltage command value, the absolute value of the output voltage command value, and the sign of the output voltage command value.
  • the waveform of the output voltage command value is a sine wave. Therefore, the waveform of the absolute value of the output voltage command value is a waveform obtained by full-wave rectifying the output voltage command value.
  • the sign of the output voltage command value indicates the polarity (positive / negative) of the output voltage command value.
  • the acquisition unit 31 outputs the absolute value of each of the three-phase output voltage command values to the ⁇ modulation unit 32. In addition, the acquisition unit 31 outputs the sign of each of the three-phase output voltage command values to the signal output unit 33.
  • the ⁇ modulator 32 generates a PDM signal corresponding to each of the three-phase output voltage command values.
  • the ⁇ modulator 32 includes an adder 321, an integrator 322, a comparator 323, a D flip-flop 324, and a DA converter 325 (see FIG. 4).
  • the adder 321 receives the absolute value of each of the three-phase output voltage command values and the feedback value of the output of the ⁇ modulator 32 (D flip-flop 324).
  • the feedback value is an output value of the DA converter 325.
  • the DA converter 325 converts the output value (0/1 digital value) of the ⁇ modulator 32 (D flip-flop 324) into an analog value and outputs the analog value to the adder 321.
  • the adding unit 321 outputs a value (difference value) obtained by subtracting the feedback value from the absolute value of the output voltage command value to the integrating unit 322.
  • the integrating unit 322 integrates the output value of the adding unit 321.
  • the comparator 323 compares the output value of the integration unit 322 with the threshold value Vth. The output of the comparator 323 is “1” when the output value of the integrating unit 322 is larger than the threshold value Vth, and is “0” when the output value of the integrating unit 322 is smaller than the threshold value Vth.
  • the D flip-flop 324 receives the detection signal of the zero cross detection unit 326.
  • the zero cross detection unit 326 detects the timing (zero cross) when the input AC voltage Vi becomes zero, and outputs the detection result (detection signal) to the D flip-flop 324.
  • the D flip-flop 324 holds the output value of the comparator 323 in synchronization with the zero cross of the input AC voltage Vi.
  • the output (PDM signal) of the D flip-flop 324 is output to the signal output unit 33.
  • the signal output unit 33 corresponds to each of the three phases (U phase, V phase, W phase), the PDM signal output from the ⁇ modulation unit 32, the sign (polarity) of the output voltage command value, and the input AC voltage Vi Based on the sign (polarity), control signals S1a to S6b are output.
  • the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q1, Q2 in synchronization with the PDM signal corresponding to the U phase. At this time, the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q1, Q2 based on the polarity of the U-phase output voltage command value vu and the polarity of the input AC voltage Vi.
  • the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q3 and Q4 in synchronization with the PDM signal corresponding to the V phase. At this time, the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q3 and Q4 based on the polarity of the V-phase output voltage command value vv and the polarity of the input AC voltage Vi.
  • the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q5 and Q6 in synchronization with the PDM signal corresponding to the W phase. At this time, the signal output unit 33 turns on / off the switching elements Q5 and Q6 based on the polarity of the W-phase output voltage command value vw and the polarity of the input AC voltage Vi.
  • the signal output unit 33 turns on the switching element Q1 and turns off the switching element Q2. To do.
  • the signal output unit 33 turns off the switching element Q1 and turns on the switching element Q2.
  • the signal output unit 33 turns off the switching element Q1 and turns on the switching element Q2.
  • Switching elements Q1 to Q6 are switched at the timing when the input AC voltage Vi becomes zero by PDM control (switched on / off). Therefore, switching loss occurring in switching elements Q1 to Q6 can be reduced. Thereby, in the power conversion system 1 of this embodiment, the improvement of power conversion efficiency can be aimed at. Further, in the PDM control, the ratio (utilization rate) of the output voltage to the input voltage is higher than that in PWM control (PWM: Pulse: Width Modulation). That is, in PDM control, the voltage applied to the synchronous motor 50 can be made higher than in PWM control.
  • PWM Pulse: Width Modulation
  • the feedback control unit 4 generates an output voltage command value based on the output current value of the voltage conversion unit 2 and the state of the load 5 (synchronous motor 50), and sends it to the PDM control unit 3. Output.
  • the output current value of the voltage conversion unit 2 is the current value of each of the three-phase output alternating currents Io.
  • the current value of the U-phase output AC current Iu is set as the U-phase output current value iu
  • the current value of the V-phase output AC current Iv is set as the V-phase output current value iv
  • the current value of the W-phase output AC current Iw is set as W.
  • the phase output current value is iw.
  • the state of the load 5 (synchronous motor 50) is the rotational position ⁇ and the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50.
  • the feedback control unit 4 generates an output voltage command value by performing feedback control of the output current value of the voltage conversion unit 2, the rotational position ⁇ and the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50. Specifically, the feedback control unit 4 generates an output voltage command value by vector control.
  • the feedback control unit 4 is constituted by, for example, a microcomputer having a processor and a memory. That is, the feedback control unit 4 is realized by a computer system having a processor and a memory. And the feedback control part 4 is a signal processing part 41, the 1st coordinate transformation part 42, the 2nd coordinate transformation part 43, addition part 44,46,48, and PI control part, when a processor runs a suitable program. It functions as 45, 47, 49 (see FIG. 5).
  • the program may be recorded in advance in a memory, or may be provided by being recorded through a telecommunication line such as the Internet or a non-transitory recording medium such as a memory card.
  • the signal processing unit 41 calculates the rotational position ⁇ and the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50 based on the output signal of the position sensor 51 provided in the synchronous motor 50.
  • the synchronous motor 50 is provided with an encoder as the position sensor 51.
  • the signal output unit 33 performs mechanical angle offset correction on the count value of the encoder, and calculates an electrical angle that is a value reflecting the number of pole pairs of the synchronous motor 50 as the rotational position ⁇ .
  • the signal processing unit 41 calculates a change (difference) in the rotational position ⁇ during a certain time as the rotational speed ⁇ .
  • the signal processing unit 41 outputs the calculated rotational position ⁇ to the first coordinate conversion unit 42 and the second coordinate conversion unit 43.
  • the signal processing unit 41 outputs the calculated rotation speed ⁇ to the adding unit 44.
  • the first coordinate conversion unit 42 calculates a d-axis current value id and a q-axis current value iq from the three-phase output current values iu, iv, iw and the rotational position ⁇ by a coordinate conversion calculation process.
  • the three-phase output current values iu, iv, iw are detected by the current detector 71.
  • the current detection unit 71 includes, for example, a current transformer, a Hall element, and the like.
  • the current detection unit 71 detects the U-phase output AC current Iu, the V-phase output AC current Iv, and the W-phase output AC current Iw, and detects the U-phase output current value iu, the V-phase output current value iv, and W
  • the phase output current value iw is output to the first coordinate converter 42.
  • the first coordinate conversion unit 42 has an AD converter, converts the three-phase output current values iu, iv, and iw into digital values and uses them for arithmetic processing.
  • the first coordinate conversion unit 42 converts the d-axis current value id and the q-axis current value iq by a coordinate conversion process for converting the three-phase fixed coordinates (u, v, w) to the two-phase rotation coordinates (d, q). Calculate (see [Equation 1]).
  • the first coordinate conversion unit 42 outputs the calculated d-axis current value id to the addition unit 48, and outputs the calculated q-axis current value iq to the addition unit 46.
  • the rotation speed ⁇ calculated by the signal processing unit 41 and the rotation speed command value ⁇ 0 from the external device are input to the addition unit 44.
  • the rotational speed command value ⁇ 0 is a target value of the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50.
  • the adding unit 44 outputs a value (difference value) obtained by subtracting the measured rotational speed ⁇ from the rotational speed command value ⁇ 0 to the PI control unit 45.
  • the PI control unit 45 is configured to perform a proportional operation and an integral operation, and generate a q-axis current command value iq0 from the output value of the addition unit 44.
  • the PI control unit 45 outputs the generated q-axis current command value iq0 to the addition unit 46.
  • the addition unit 46 receives the q-axis current command value iq0 generated by the PI control unit 45 and the q-axis current value iq calculated by the first coordinate conversion unit 42.
  • the adding unit 46 outputs a value (difference value) obtained by subtracting the q-axis current value iq, which is a measured value, from the q-axis current command value iq0 to the PI control unit 47.
  • the PI control unit 47 is configured to perform a proportional operation and an integration operation and generate a q-axis voltage command value vq0 from the output value of the addition unit 46.
  • the PI control unit 47 outputs the generated q-axis voltage command value vq0 to the second coordinate conversion unit 43.
  • the d-axis current value id calculated by the first coordinate conversion unit 42 and the d-axis current command value id0 from the external device are input to the adding unit 48.
  • the d-axis current command value id0 is a target value for the d-axis current of the synchronous motor 50.
  • the d-axis current command value id0 is set to 0 as an example.
  • the adding unit 48 outputs a value (difference value) obtained by subtracting the d-axis current value id, which is a measured value, from the d-axis current command value id0 to the PI control unit 49.
  • the PI control unit 49 is configured to perform a proportional operation and an integration operation, and generate the d-axis voltage command value vd0 from the output value of the addition unit 48.
  • the PI control unit 49 outputs the generated d-axis voltage command value vd0 to the second coordinate conversion unit 43.
  • the transfer function G (s) in the PI control units 45, 47 and 49 is obtained by [Equation 2].
  • the proportional gain is Kp and the integration time constant is Ti.
  • the proportional gain Kp and the integration time constant Ti are set so that the feedback speed (major loop) of the rotational speed ⁇ and the feedback loop (minor) of the output current values iu, iv, and iw are improved so that the rotational speed followability of the synchronous motor 50 is improved. Loop).
  • the second coordinate converter 43 receives the rotational position ⁇ , the d-axis voltage command value vd0, and the q-axis voltage command value vq0.
  • the second coordinate conversion unit 43 performs a three-phase (U-phase, V-phase, W-phase) output voltage command from the rotational position ⁇ , the d-axis voltage command value vd0, and the q-axis voltage command value vq0 by a coordinate conversion calculation process.
  • the values vu, vv, vw are calculated.
  • the second coordinate conversion unit 43 performs a three-phase output voltage command value vu by a coordinate conversion process that converts two-phase rotational coordinates (d, q) into three-phase fixed coordinates (u, v, w).
  • Vv, vw are calculated.
  • the calculation formulas for the three-phase output voltage command values vu, vv, and vw are equivalent to the formula obtained by inversely converting the above [Equation 1], and detailed description thereof is omitted here.
  • the feedback control unit 4 performs feedback control on the output current values iu, iv, and iw of the voltage conversion unit 2, the rotational position ⁇ and the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50, and thereby outputs an output.
  • Voltage command values vu, vv, vw are generated.
  • FIG. 6 shows a graph of an operation simulation result of the power conversion system 1 according to the present embodiment.
  • the three-phase output AC voltages Vu, Vv, and Vw change in phase with the three-phase output voltage command values vu, vv, and vw, respectively.
  • the synchronous motor 50 that is the load 5 has an inductance component
  • the three-phase output AC currents Iu, Iv, and Iw are respectively converted into the three-phase output AC voltages Vu, Vv, and Vw.
  • the phase is delayed.
  • the rotational speed ⁇ of the synchronous motor 50 converges to a predetermined rotational speed command value ⁇ 0.
  • the PDM control unit 3 performs PDM control on the voltage conversion unit 2. Thereby, since switching is performed at the timing when the input AC voltage Vi becomes zero, the switching loss can be reduced. In addition, since the PDM control has a higher utilization factor of the output voltage with respect to the input voltage than the PWM control, the voltage applied to the synchronous motor 50 can be increased.
  • the input AC voltage Vi is input from the non-contact power supply device 6. Accordingly, the frequency of the input AC voltage Vi (first frequency f1) is sufficiently higher than the frequency of the output AC voltage Vo (second frequency f2).
  • the resolution of the output power is increased. Thereby, the control accuracy of the synchronous motor 50 is further improved.
  • the voltage converter 2 is composed of a matrix converter having switching elements Q1 to Q6 as a plurality of bidirectional switches. As a result, the voltage conversion unit 2 can directly perform AC / AC conversion, so that the electrolytic capacitor can be omitted. Therefore, the lifetime reduction of the power conversion system 1 due to the electrolytic capacitor is suppressed. In other words, the life of the power conversion system 1 can be increased.
  • the same function as that of the power conversion system 1 can be realized by a control method of the voltage conversion unit 2 (hereinafter also referred to as the voltage conversion circuit 2).
  • the control method according to the present embodiment converts the input AC voltage Vi having the first frequency f1 into the output AC voltage Vo having the second frequency f2 lower than the first frequency f1 based on the control signals S1a to S6b, and the load 5
  • the control method of the voltage conversion circuit 2 includes a PDM control step St1 and a feedback control step St2.
  • a PDM signal (modulation signal) obtained by pulse density modulation of the output voltage command value of the output AC voltage Vo is generated, and based on the PDM signal, the output polarity of the input AC voltage Vi, and the polarity of the output voltage command value
  • the control signals S1a to S6b are generated. That is, in the PDM control step St1, the voltage conversion circuit 2 is PDM controlled by outputting the control signals S1a to S6b to the voltage conversion circuit 2.
  • an output voltage command value based on the output current value supplied to the load 5 and the state of the load 5 is generated. That is, in the feedback control step St2, an output voltage command value based on the output current value of the voltage conversion circuit 2 and the state of the load 5 (in this embodiment, the rotational speed ⁇ and the rotational position ⁇ of the synchronous motor 50) is generated. Perform feedback control.
  • the accuracy of output control of the voltage conversion circuit 2 is improved.
  • the control method of the voltage conversion circuit 2 improves the control accuracy of the synchronous motor 50 that is the load 5 to which the output power of the voltage conversion circuit 2 is supplied.
  • the control method of the voltage conversion circuit 2 can be realized by a computer system executing a program.
  • the PDM control unit 3, the feedback control unit 4, and the like include a computer system.
  • the computer system mainly includes a processor and a memory as hardware. Functions of the PDM control unit 3, the feedback control unit 4, and the like are realized by the processor executing the program recorded in the memory of the computer system.
  • the program may be recorded in advance in a memory of a computer system, may be provided through a telecommunication line, or recorded in a non-transitory recording medium such as a memory card, an optical disk, or a hard disk drive that can be read by the computer system. May be provided.
  • a processor of a computer system includes one or more electronic circuits including a semiconductor integrated circuit (IC) or a large scale integrated circuit (LSI).
  • IC semiconductor integrated circuit
  • LSI large scale integrated circuit
  • the plurality of electronic circuits may be integrated on one chip, or may be distributed on the plurality of chips.
  • the plurality of chips may be integrated into one device, or may be distributed and provided in a plurality of devices.
  • the PDM control unit 3 and the feedback control unit 4 may be configured by separate chips or may be integrated into one chip.
  • the voltage conversion unit 2 is configured by a matrix converter having the switching elements Q1 to Q6 as a plurality of bidirectional switches, but is not limited thereto.
  • the voltage conversion part 2 may be comprised with the indirect type
  • the synchronous motor 50 that is the load 5 is a rotary drive type motor, but may be a linear drive (direct drive) type motor.
  • the input AC voltage Vi is input from the non-contact power supply device 6 to the voltage conversion unit 2 by non-contact power supply.
  • An input AC voltage Vi may be input to the voltage conversion unit 2 by contact power supply from a power supply device different from the non-contact power supply device 6.
  • the load 5 is not limited to the synchronous motor 50, and may be, for example, an electromagnetic cooker.
  • the voltage conversion unit 2 outputs the output AC voltage Vo to the inductor of the electromagnetic cooker.
  • the feedback control unit 4 generates an output voltage command value with the temperature of the electromagnetic cooker, specifically, the temperature of the cooking utensil placed on the electromagnetic cooker, as the state of the load 5.
  • the output AC voltage Vo is not limited to three phases but may be a single phase.
  • the power conversion system (1) uses the input AC voltage (Vi) of the first frequency (f1) as the output AC of the second frequency (f2) lower than the first frequency (f1). Convert to voltage (Vo).
  • the power conversion system (1) includes a voltage conversion unit (2), a PDM control unit (3), and a feedback control unit (4).
  • the voltage converter (2) converts the input AC voltage (Vi) into the output AC voltage (Vo) based on the control signals (S1a to S6b) and outputs the output AC voltage (Vo) to the load (5).
  • the PDM control unit (3) generates a modulation signal (PDM signal) obtained by pulse density modulation of the output voltage command value of the output AC voltage (Vo), and generates the modulation signal, the polarity of the input AC voltage (Vi), and the output voltage command. Based on the polarity of the value, control signals (S1a to S6b) are generated and output to the voltage converter (2).
  • the feedback control unit (4) generates an output voltage command value based on the output current value of the voltage conversion unit (2) and the state of the load (5), and outputs it to the PDM control unit (3).
  • the feedback control unit (4) generates the output voltage command value by performing feedback control of the output current value of the voltage conversion unit (2) and the state of the load (5).
  • the accuracy of the output control of the voltage conversion unit (2) is improved.
  • the PDM control unit (3) in the first aspect, generates the modulation signal (PDM signal) in synchronization with the timing when the input AC voltage (Vi) becomes zero. .
  • the voltage conversion unit (2) can be operated in synchronization with the timing when the input AC voltage (Vi) becomes zero, and power loss can be suppressed.
  • the feedback control unit (4) generates an output voltage command value by vector control.
  • the accuracy of the output voltage command value is improved.
  • the input AC voltage (Vi) is a single phase.
  • the output AC voltage (Vo) is three-phase.
  • a three-phase output AC voltage (Vo) can be supplied to the load (5).
  • the load (5) is a synchronous motor (50).
  • the control accuracy of the synchronous motor (50) can be improved.
  • the input AC voltage (Vi) is input by non-contact power feeding.
  • the frequency of the input AC voltage (Vi) becomes relatively high, and the accuracy of the pulse density modulation by the PDM control unit (3) is improved.
  • the voltage converter (2) is a matrix converter having a plurality of bidirectional switches (switching elements Q1 to Q6). .
  • the number of digits of the first frequency (f1) is three digits or more larger than the number of digits of the second frequency (f2). .
  • the resolution of the output AC voltage (Vo) can be increased.
  • the input AC voltage (Vi) of the first frequency (f1) is lower than the first frequency (f1) based on the control signals (S1a to S6b).
  • This is a method of controlling the voltage conversion circuit (2) that converts the output AC voltage (Vo) of the second frequency (f2) and outputs it to the load (5).
  • the method for controlling the voltage conversion circuit (2) includes a PDM control step (St1) and a feedback control step (St2).
  • a modulation signal (PDM signal) obtained by pulse density modulation of the output voltage command value of the output AC voltage (Vo) is generated, the modulation signal, the polarity of the input AC voltage (Vi), and the output voltage command A control signal (S1a to S6b) is generated based on the polarity of the value.
  • PDM signal pulse density modulation of the output voltage command value of the output AC voltage (Vo)
  • the modulation signal, the polarity of the input AC voltage (Vi) the output voltage command A control signal (S1a to S6b) is generated based on the polarity of the value.
  • the feedback control step (St2) an output voltage command value based on the output current value supplied to the load (5) and the state of the load (5) is generated.
  • an output voltage command value is generated by feedback controlling the output current value of the voltage conversion circuit (2) and the state of the load (5).

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Abstract

電圧変換部の出力制御の精度の向上を図ることができる電力変換システム、及び電圧変換回路の制御方法を提供する。電力変換システム（１）は、第１周波数（ｆ１）の入力交流電圧（Ｖｉ）を、第１周波数（ｆ１）よりも低い第２周波数（ｆ２）の出力交流電圧（Ｖｏ）に変換する。電力変換システム（１）は、電圧変換部（２）と、ＰＤＭ制御部（３）と、フィードバック制御部（４）と、を備える。電圧変換部（２）は、制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）に基づいて入力交流電圧（Ｖｉ）を出力交流電圧（Ｖｏ）に変換して負荷（５）に出力する。ＰＤＭ制御部（３）は、出力交流電圧（Ｖｏ）の出力電圧指令値をパルス密度変調し、制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）を生成して電圧変換部（２）に出力する。フィードバック制御部（４）は、電圧変換部（２）の出力電流値及び負荷（５）の状態に基づいた出力電圧指令値を生成し、ＰＤＭ制御部（３）に出力する。

Description

電力変換システム、電圧変換回路の制御方法
　本開示は、一般に電力変換システム、及び電圧変換回路の制御方法に関し、より詳細には、ＡＣ／ＡＣ変換を行う電力変換システム、及び電圧変換回路の制御方法に関する。
　従来、ＡＣ／ＡＣ変換を行う交流変換回路（電力変換システム）がある（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１に記載の交流変換回路は、周波数ｆ０の単相の入力交流電圧を、周波数ｆ０よりも低い周波数ｆ１の三相の出力交流電圧に変換する。交流変換回路は、スイッチング部（電圧変換部）と、フィルタ部と、スイッチング制御部と、を備えている。スイッチング部は、制御信号に基づいて入力交流電圧を変換し、変換後の電圧を、制御信号に基づいて選択された相に出力する。フィルタ部は、変換後の電圧の高周波成分を除去することにより、変換後の電圧を出力交流電圧に変換する。スイッチング制御部は、入力交流電圧が０になるタイミングに同期して、各相の出力交流電圧に対応した周波数ｆ１の参照信号に基づいて相ごとにパルス密度変調を行う。スイッチング制御部は、パルス密度変調によるパルスの生成状況、および入力交流電圧の極性に基づいて制御信号を生成し、制御信号をスイッチング部に送出する。また、スイッチング制御部は、空間ベクトル変調に基づいてパルス密度変調を行う。
　電力変換システムでは、電圧変換部の出力制御の精度の向上が望まれている。
特許第５９９６５３１号公報
　本開示は、上記事由に鑑みてなされており、その目的は、電圧変換部の出力制御の精度の向上を図ることができる電力変換システム、及び電圧変換回路の制御方法を提供することにある。
　本開示の一態様に係る電力変換システムは、第１周波数の入力交流電圧を、前記第１周波数よりも低い第２周波数の出力交流電圧に変換する。前記電力変換システムは、電圧変換部と、ＰＤＭ制御部と、フィードバック制御部と、を備える。前記電圧変換部は、制御信号に基づいて前記入力交流電圧を前記出力交流電圧に変換して負荷に出力する。前記ＰＤＭ制御部は、前記出力交流電圧の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号を生成し、前記変調信号、前記入力交流電圧の極性、及び前記出力電圧指令値の極性に基づいて前記制御信号を生成して前記電圧変換部に出力する。前記フィードバック制御部は、前記電圧変換部の出力電流値及び前記負荷の状態に基づいた前記出力電圧指令値を生成し、前記ＰＤＭ制御部に出力する。
　本開示の一態様に係る電圧変換回路の制御方法は、制御信号に基づいて第１周波数の入力交流電圧を、前記第１周波数よりも低い第２周波数の出力交流電圧に変換して負荷に出力する電圧変換回路を制御する方法である。前記電圧変換回路の制御方法は、ＰＤＭ制御ステップと、フィードバック制御ステップと、を有する。前記ＰＤＭ制御ステップでは、前記出力交流電圧の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号を生成し、前記変調信号、前記入力交流電圧の極性、及び前記出力電圧指令値の極性に基づいて前記制御信号を生成する。前記フィードバック制御ステップでは、前記負荷に供給される出力電流値及び前記負荷の状態に基づいた前記出力電圧指令値を生成する。
図１は、本開示の一実施形態に係る電力変換システムのブロック図である。 図２は、同上の電力変換システムにおけるＰＤＭ制御部のブロック図である。 図３は、同上の電力変換システムにおける出力電圧指令値、絶対値、符号の波形図である。 図４は、同上の電力変換システムにおけるΔΣ変調部のブロック図である。 図５は、同上の電力変換システムにおけるフィードバック制御部のブロック図である。 図６は、同上の電力変換システムにおける動作シミュレーションの結果である。 図７は、本開示の一実施形態に係る電圧変換回路の制御方法のフローチャートである。
　以下に説明する各実施形態及び変形例は、本開示の一例に過ぎず、本開示は、実施形態及び変形例に限定されない。この実施形態及び変形例以外であっても、本開示の技術的思想を逸脱しない範囲であれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。
　（１）概要
　本実施形態に係る電力変換システム１のブロック図を図１に示す。本実施形態の電力変換システム１は、入力交流電圧Ｖｉを出力交流電圧Ｖｏに変換するＡＣ／ＡＣ変換を行うように構成されている。本実施形態の電力変換システム１は、非接触給電装置６から非接触給電により入力交流電圧Ｖｉが入力される。また、電力変換システム１は、負荷５として同期モータ５０が接続されており、同期モータ５０に出力交流電圧Ｖｏを出力することにより、同期モータ５０を回転駆動させる。
　本実施形態に係る電力変換システム１は、第１周波数ｆ１の入力交流電圧Ｖｉを、第１周波数ｆ１よりも低い第２周波数ｆ２の出力交流電圧Ｖｏに変換するように構成されている。電力変換システム１は、電圧変換部２と、ＰＤＭ制御部３（PDM: Pulse Density Modulation）と、フィードバック制御部４と、を備えている。電圧変換部２は、制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂに基づいて入力交流電圧Ｖｉを出力交流電圧Ｖｏに変換して負荷５に出力する。ＰＤＭ制御部３は、出力交流電圧Ｖｏの出力電圧指令値をパルス密度変調したＰＤＭ信号（変調信号）を生成し、ＰＤＭ信号、入力交流電圧Ｖｉの極性、及び出力電圧指令値の極性に基づいて制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂを生成して電圧変換部２に出力する。フィードバック制御部４は、電圧変換部２の出力電流値及び負荷５の状態に基づいた出力電圧指令値を生成し、ＰＤＭ制御部３に出力する。
　本実施形態の電力変換システム１では、電圧変換部２の出力電流値及び負荷５の状態に基づいて生成された出力電圧指令値に基づいて、電圧変換部２をフィードバック制御している。したがって、本実施形態の電力変換システム１では、電圧変換部２の出力制御の精度が向上する、という利点がある。
　（２）全体構成
　以下に、電力変換システム１、及び非接触給電装置６の詳細な構成について説明する。
　（２．１）非接触給電装置
　非接触給電装置６は、電力変換システム１に入力交流電圧Ｖｉを出力するように構成されている。非接触給電装置６は、インバータ回路６１と、スイッチ制御部６２と、給電コイルＬ１と、を備えている。
　インバータ回路６１は、直流電源Ｅ１に接続されており、直流電圧を交流電圧に変換して出力するＤＣ／ＡＣインバータである。インバータ回路６１は、４つのスイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を有している。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の各々は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等の半導体スイッチである。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）で構成されている。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４は、フルブリッジ接続されている。スイッチング素子Ｑ１１は、直流電源Ｅ１の出力端間において、スイッチング素子Ｑ１２と電気的に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ１３は、直流電源Ｅ１の一対の出力端間において、スイッチング素子Ｑ１４と電気的に直列接続されている。言い換えれば、直流電源Ｅ１の一対の出力端間には、スイッチング素子Ｑ１１及びスイッチング素子Ｑ１２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ１３及びスイッチング素子Ｑ１４の直列回路と、が電気的に並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１１のドレイン、及びスイッチング素子Ｑ１３のドレインは、直流電源Ｅ１の一対の出力端の正極に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ１２のソース、及びスイッチング素子Ｑ１４のソースは、直流電源Ｅ１の一対の出力端の負極に電気的に接続されている。
　給電コイルＬ１は、スイッチング素子Ｑ１１のソース及びスイッチング素子Ｑ１２のドレインの接続点と、スイッチング素子Ｑ１３のソース及びスイッチング素子Ｑ１４のドレインの接続点との間に、電気的に接続されている。
　スイッチ制御部６２は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を制御するための制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を出力する。スイッチ制御部６２は、制御信号Ｓ１１～Ｓ１４を、直接的に、又は駆動回路を介して、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４のゲートに出力することにより、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を個別にオン／オフする。
　スイッチ制御部６２は、スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組み合わせと、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組み合わせとが交互にオンするように、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４を制御する。本実施形態では、一例として、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４がオン／オフする周波数は、１ＭＨｚである。
　スイッチング素子Ｑ１１，Ｑ１４の組み合わせと、スイッチング素子Ｑ１２，Ｑ１３の組み合わせとが交互にオンすることにより、直流電源Ｅ１が出力する直流電圧が交流電圧に変換されて給電コイルＬ１に印加される。給電コイルＬ１に印加される交流電圧の周波数は、スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４の駆動周波数と同じであって、一例として１ＭＨｚである。
　（２．２）電力変換システム
　電力変換システム１は、電圧変換部２と、ＰＤＭ制御部３と、フィードバック制御部４と、を備えている。
　（２．２．１）電圧変換部
　電圧変換部２は、制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂに基づいて第１周波数ｆ１の入力交流電圧Ｖｉを、第１周波数ｆ１よりも低い第２周波数ｆ２の出力交流電圧Ｖｏに変換して負荷５に出力する電圧変換回路（ＡＣ／ＡＣコンバータ）である。電圧変換部２は、受電コイルＬ２に接続されており、受電コイルＬ２が発生した交流電圧が入力交流電圧Ｖｉとして入力される。
　受電コイルＬ２は、給電コイルＬ１と磁気的に結合されている。スイッチング素子Ｑ１１～Ｑ１４がオン／オフすることによって給電コイルＬ１に交流電圧が印加されると、受電コイルＬ２は、交流電圧（入力交流電圧Ｖｉ）を発生する。受電コイルＬ２が発生した交流電圧（入力交流電圧Ｖｉ）は、電圧変換部２に印加される。入力交流電圧Ｖｉの周波数（第１周波数ｆ１）は、給電コイルＬ１に印加される交流電圧の周波数と同じであって、一例として１ＭＨｚである。なお、入力交流電圧Ｖｉの周波数は、１ＭＨｚに限らず、他の周波数であってもよい。
　電圧変換部２は、第１周波数ｆ１の入力交流電圧Ｖｉを、第１周波数ｆ１よりも低い第２周波数ｆ２の出力交流電圧Ｖｏに変換して負荷５に出力する。出力交流電圧Ｖｏの周波数（第２周波数ｆ２）は、一例として１００Ｈｚである。なお、出力交流電圧Ｖｏの周波数は、１００Ｈｚに限らず、他の周波数であってもよい。ここで、第１周波数ｆ１の周波数を、第２周波数ｆ２に対して十分高くすることが好ましい。具体的には、第１周波数ｆ１の桁数は、第２周波数ｆ２の桁数よりも３桁以上大きいことが好ましい。より具体的には、第１周波数ｆ１は、第２周波数ｆ２の１０００倍以上であることが好ましい。例えば、第２周波数ｆ２が１００Ｈｚである場合、第１周波数ｆ１を第２周波数ｆ２の１０００倍より大きい値、つまり１００ｋＨｚ以上にすることが好ましい。入力交流電圧Ｖｉの周波数（第１周波数ｆ１）と出力交流電圧Ｖｏの周波数（第２周波数ｆ２）との周波数比を大きくすることにより、ＰＤＭ制御を用いた際、分解能が高く滑らかな三相交流出力を得ることができる。
　本実施形態では、電圧変換部２は、負荷５として同期モータ５０が接続されている。言い換えれば、本実施形態では、負荷５は同期モータ５０である。具体的には、負荷５は、回転子に永久磁石を用いた永久磁石同期電動機である。したがって、電圧変換部２は、同期モータ５０を回転駆動するために、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力交流電圧Ｖｏを出力する。つまり、本実施形態では、電圧変換部２は、単相の入力交流電圧Ｖｉを、三相の出力交流電圧Ｖｏに変換して出力する。言い換えれば、入力交流電圧Ｖｉは、単相であり、出力交流電圧Ｖｏは、三相である。本実施形態では、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力交流電圧Ｖｏを区別する場合、Ｕ相に対応する出力交流電圧ＶｏをＵ相出力交流電圧Ｖｕ、Ｖ相に対応する出力交流電圧ＶｏをＶ相出力交流電圧Ｖｖ、Ｗ相に対応する出力交流電圧ＶｏをＷ相出力交流電圧Ｖｗとする。
　本実施形態の電圧変換部２は、複数（ここでは６つ）の双方向スイッチ（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６）を有するマトリクスコンバータである。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、双方向において電流の導通及び遮断が可能な双方向スイッチである。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、例えばＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ等の半導体スイッチであり、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）で構成されている。スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、ブリッジ接続されている。スイッチング素子Ｑ１は、受電コイルＬ２の両端間（一端Ｔ１と他端Ｔ２との間）においてスイッチング素子Ｑ２と電気的に直列接続されている。スイッチング素子Ｑ３は、受電コイルＬ２の両端間（一端Ｔ１と他端Ｔ２との間）においてスイッチング素子Ｑ４と電気的に直列接続されている。スイッチ素子Ｑ５は、受電コイルＬ２の両端間（一端Ｔ１と他端Ｔ２との間）においてスイッチング素子Ｑ６と電気的に直列接続されている。言い換えれば、受電コイルＬ２の両端間には、スイッチング素子Ｑ１及びスイッチング素子Ｑ２の直列回路と、スイッチング素子Ｑ３及びスイッチング素子Ｑ４の直列回路と、スイッチング素子Ｑ５及びスイッチング素子Ｑ６の直列回路と、が電気的に並列接続されている。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ３，Ｑ５は、受電コイルＬ２の一端Ｔ１に接続され、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ４，Ｑ６は、受電コイルＬ２の他端Ｔ２に接続されている。本実施形態では、受電コイルＬ２の一端Ｔ１と他端Ｔ２との間に発生する入力交流電圧Ｖｉにおいて、他端Ｔ２の電位を基準とした一端Ｔ１の電位が正の値である場合、入力交流電圧Ｖｉの極性が「正」であるとする。反対に、入力交流電圧Ｖｉにおいて、他端Ｔ２の電位を基準とした一端Ｔ１の電位が負の値である場合、入力交流電圧Ｖｉの極性が「負」であるとする。
　スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のペアが、三相のうちＵ相に対応している。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点が、同期モータ５０に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のペアが、三相のうちＶ相に対応している。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点が、同期モータ５０に電気的に接続されている。スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６のペアが、三相のうちＷ相に対応している。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点が、同期モータ５０に電気的に接続されている。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６がオン／オフすることにより、電圧変換部２から同期モータ５０に三相の出力交流電流Ｉｏが供給される。本実施形態では、三相交流の中性点の電位に対する、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点の電位をＵ相出力交流電圧Ｖｕとする。また、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点と、同期モータ５０との間に流れる出力交流電流ＩｏをＵ相出力交流電流Ｉｕとする。スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点から、同期モータ５０に向かってＵ相出力交流電流Ｉｕが流れる場合、Ｕ相出力交流電流Ｉｕの極性が「正」であるとする。
　また、三相交流の中性点の電位に対する、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点の電位をＶ相出力交流電圧Ｖｖとする。また、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点と、同期モータ５０との間に流れる出力交流電流ＩｏをＶ相出力交流電流Ｉｖとする。スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点から、同期モータ５０に向かってＶ相出力交流電流Ｉｖが流れる場合、Ｖ相出力交流電流Ｉｖの極性が「正」であるとする。
　また、三相交流の中性点の電位に対する、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点の電位をＷ相出力交流電圧Ｖｗとする。また、スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点と、同期モータ５０との間に流れる出力交流電流ＩｏをＷ相出力交流電流Ｉｗとする。スイッチング素子Ｑ５とスイッチング素子Ｑ６との接続点から、同期モータ５０に向かってＷ相出力交流電流Ｉｗが流れる場合、Ｗ相出力交流電流Ｉｗの極性が「正」であるとする。
　（２．２．２）ＰＤＭ制御部
　ＰＤＭ制御部３は、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を制御するための制御信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ６ａ，Ｓ６ｂを出力する。具体的には、ＰＤＭ制御部３は、スイッチング素子Ｑ１の２つのゲートに対して制御信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂを出力することにより、スイッチング素子Ｑ１のオン／オフを制御する。同様に、ＰＤＭ制御部３は、スイッチング素子Ｑ２～Ｑ６に対してそれぞれ制御信号Ｓ２ａ，Ｓ２ｂ～Ｓ６ａ，Ｓ６ｂを出力することにより、スイッチング素子Ｑ２～Ｑ６のオン／オフを制御する。ＰＤＭ制御部３は、制御信号Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ～Ｓ６ａ，Ｓ６ｂを、直接的に、又は駆動回路を介して、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６の２つのゲートに出力することにより、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を個別にオン／オフする。
　ＰＤＭ制御部３は、入力交流電圧Ｖｉがゼロになるタイミングに同期して、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧指令値それぞれに基づいてパルス密度変調（ＰＤＭ）を行う。言い換えれば、ＰＤＭ制御部３は、入力交流電圧Ｖｉがゼロになるタイミングに同期してＰＤＭ信号（変調信号）を生成する。そして、ＰＤＭ制御部３は、三相の出力電圧指令値それぞれの極性、及び入力交流電圧Ｖｉの極性に基づいて、三相に対応した制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂを生成して電圧変換部２に出力するように構成されている。本実施形態では、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧指令値を区別する場合、Ｕ相に対応する出力電圧指令値をＵ相出力電圧指令値ｖｕ、Ｖ相に対応する出力電圧指令値をＶ相出力電圧指令値ｖｖ、Ｗ相に対応する出力電圧指令値をＷ相出力電圧指令値ｖｗとする。
　パルス密度変調制御（ＰＤＭ制御）とは、一定幅のパルスの密度及びその正負で波形を形成する制御方法であり、一定幅のパルスを出力の最小単位とし、このパルスの密度を調整して出力を制御する。本実施形態では、入力交流電圧Ｖｉのゼロクロスに同期して入力交流電圧Ｖｉの半波を出力電圧指令値による制御の対象として切り出す。そして、切り出したパルスに入力交流電圧Ｖｉの符号（極性）、及び出力電圧指令値の符号（極性）を反映させて出力波形（パルス密度変調波形）を形成する。出力電圧指令値とは、出力交流電圧Ｖｏの目標値である。つまり、出力電圧指令値の波形は、周波数が第２周波数ｆ２の正弦波となる。出力電圧指令値の生成については、「（２．２．３）フィードバック制御部」の欄で説明する。
　本実施形態では、ＰＤＭ制御部３は、例えば、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータで構成されている。つまり、ＰＤＭ制御部３は、プロセッサ及びメモリを有するコンピュータシステムで実現されている。そして、ＰＤＭ制御部３は、プロセッサが適宜のプログラムを実行することにより、取得部３１、ΔΣ変調部３２、及び信号出力部３３として機能する（図２参照）。プログラムは、メモリに予め記録されていてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて、又はメモリカード等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。
　取得部３１は、三相の出力電圧指令値それぞれの絶対値、及び符号を取得する。図３に、出力電圧指令値、出力電圧指令値の絶対値、及び出力電圧指令値の符号の波形図を示す。図３に示すように、出力電圧指令値の波形は、正弦波である。したがって、出力電圧指令値の絶対値の波形は、出力電圧指令値を全波整流した波形となる。また、出力電圧指令値の符号は、出力電圧指令値の極性（正負）を示している。
　取得部３１は、三相の出力電圧指令値それぞれの絶対値を、ΔΣ変調部３２に出力する。また、取得部３１は、三相の出力電圧指令値それぞれの符号を、信号出力部３３に出力する。
　ΔΣ変調部３２は、三相の出力電圧指令値それぞれに対応したＰＤＭ信号を生成する。本実施形態では、ΔΣ変調部３２は、加算部３２１、積分部３２２、コンパレータ３２３、Ｄフリップフロップ３２４、及びＤ－Ａコンバータ３２５を有している（図４参照）。加算部３２１は、三相の出力電圧指令値それぞれの絶対値と、ΔΣ変調部３２（Ｄフリップフロップ３２４）の出力のフィードバック値と、が入力される。フィードバック値は、Ｄ－Ａコンバータ３２５の出力値である。Ｄ－Ａコンバータ３２５は、ΔΣ変調部３２（Ｄフリップフロップ３２４）の出力値（０／１のデジタル値）を、アナログ値に変換して加算部３２１に出力する。加算部３２１は、出力電圧指令値の絶対値から、フィードバック値を減算した値（差分値）を積分部３２２に出力する。積分部３２２は、加算部３２１の出力値を積分する。コンパレータ３２３は、積分部３２２の出力値と、閾値Ｖｔｈとを比較する。コンパレータ３２３の出力は、積分部３２２の出力値が閾値Ｖｔｈよりも大きい場合「１」となり、積分部３２２の出力値が閾値Ｖｔｈよりも小さい場合「０」となる。Ｄフリップフロップ３２４は、ゼロクロス検出部３２６の検出信号が入力される。ゼロクロス検出部３２６は、入力交流電圧Ｖｉがゼロになるタイミング（ゼロクロス）を検出し、検出結果（検出信号）をＤフリップフロップ３２４に出力する。Ｄフリップフロップ３２４は、入力交流電圧Ｖｉのゼロクロスに同期して、コンパレータ３２３の出力値を保持する。Ｄフリップフロップ３２４の出力（ＰＤＭ信号）は、信号出力部３３に出力される。
　信号出力部３３は、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）それぞれに対応する、ΔΣ変調部３２から出力されるＰＤＭ信号、出力電圧指令値の符号（極性）、及び入力交流電圧Ｖｉの符号（極性）に基づいて、制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂを出力する。
　具体的には、信号出力部３３は、Ｕ相に対応したＰＤＭ信号に同期して、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフする。このとき、信号出力部３３は、Ｕ相出力電圧指令値ｖｕの極性、及び入力交流電圧Ｖｉの極性に基づいてスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をオン／オフする。
　また、信号出力部３３は、Ｖ相に対応したＰＤＭ信号に同期して、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフする。このとき、信号出力部３３は、Ｖ相出力電圧指令値ｖｖの極性、及び入力交流電圧Ｖｉの極性に基づいてスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４をオン／オフする。
　また、信号出力部３３は、Ｗ相に対応したＰＤＭ信号に同期して、スイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオン／オフする。このとき、信号出力部３３は、Ｗ相出力電圧指令値ｖｗの極性、及び入力交流電圧Ｖｉの極性に基づいてスイッチング素子Ｑ５，Ｑ６をオン／オフする。
　例えば、信号出力部３３は、入力交流電圧Ｖｉの極性が「正」であり、Ｕ相出力電圧指令値ｖｕの極性が「正」である場合、スイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオフする。信号出力部３３は、入力交流電圧Ｖｉの極性が「正」であり、Ｕ相出力電圧指令値ｖｕの極性が「負」である場合、スイッチング素子Ｑ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２をオンする。信号出力部３３は、入力交流電圧Ｖｉの極性が「負」であり、Ｕ相出力電圧指令値ｖｕの極性が「正」である場合、スイッチング素子Ｑ１をオフし、スイッチング素子Ｑ２をオンする。信号出力部３３は、入力交流電圧Ｖｉの極性が「負」であり、Ｕ相出力電圧指令値ｖｕの極性が「負」である場合、スイッチング素子Ｑ１をオンし、スイッチング素子Ｑ２をオフする。ここでは、Ｕ相についてのみ説明したが、Ｖ相、及びＷ相についても同様である。
　スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６は、ＰＤＭ制御により、入力交流電圧Ｖｉがゼロになるタイミングでスイッチングする（オン／オフが切り替わる）。したがって、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６で発生するスイッチング損失を低減することができる。これにより、本実施形態の電力変換システム１では、電力変換効率の向上を図ることができる。また、ＰＤＭ制御は、ＰＷＭ制御（PWM:Pulse Width Modulation）に比べて、入力電圧に対する出力電圧の割合（利用率）が高くなる。つまり、ＰＤＭ制御では、ＰＷＭ制御に比べて、同期モータ５０に印加する電圧を高くすることができる。
　（２．２．３）フィードバック制御部
　フィードバック制御部４は、電圧変換部２の出力電流値及び負荷５（同期モータ５０）の状態に基づいた出力電圧指令値を生成し、ＰＤＭ制御部３に出力する。本実施形態では、電圧変換部２の出力電流値とは、三相の出力交流電流Ｉｏそれぞれの電流値である。ここでは、Ｕ相出力交流電流Ｉｕの電流値をＵ相出力電流値ｉｕとし、Ｖ相出力交流電流Ｉｖの電流値をＶ相出力電流値ｉｖとし、Ｗ相出力交流電流Ｉｗの電流値をＷ相出力電流値ｉｗとする。また、本実施形態では、負荷５（同期モータ５０）の状態とは、同期モータ５０の回転位置θ、及び回転速度ωである。フィードバック制御部４は、電圧変換部２の出力電流値、及び同期モータ５０の回転位置θ、回転速度ωをフィードバック制御することにより、出力電圧指令値を生成する。具体的には、フィードバック制御部４は、ベクトル制御により出力電圧指令値を生成する。
　本実施形態では、フィードバック制御部４は、例えば、プロセッサ及びメモリを有するマイクロコンピュータで構成されている。つまり、フィードバック制御部４は、プロセッサ及びメモリを有するコンピュータシステムで実現されている。そして、フィードバック制御部４は、プロセッサが適宜のプログラムを実行することにより、信号処理部４１、第１座標変換部４２、第２座標変換部４３、加算部４４，４６，４８、及びＰＩ制御部４５，４７，４９として機能する（図５参照）。プログラムは、メモリに予め記録されていてもよいし、インターネット等の電気通信回線を通じて、又はメモリカード等の非一時的な記録媒体に記録されて提供されてもよい。
　信号処理部４１は、同期モータ５０に設けられた位置センサ５１の出力信号に基づいて、同期モータ５０の回転位置θ及び回転速度ωを算出する。同期モータ５０には、位置センサ５１としてエンコーダが設けられている。本実施形態では、信号出力部３３は、エンコーダのカウント値に機械角オフセット補正を行い、同期モータ５０の極対数を反映させた値である電気角を回転位置θとして算出する。また、信号処理部４１は、一定時間における回転位置θの変化（差分）を回転速度ωとして算出する。信号処理部４１は、算出した回転位置θを第１座標変換部４２、及び第２座標変換部４３に出力する。また、信号処理部４１は、算出した回転速度ωを加算部４４に出力する。
　第１座標変換部４２は、座標変換の演算処理により、三相の出力電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及び回転位置θから、ｄ軸電流値ｉｄ、及びｑ軸電流値ｉｑを算出する。三相の出力電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗは、電流検出部７１によって検出される。電流検出部７１は、例えばカレントトランス、ホール素子など有している。電流検出部７１は、Ｕ相出力交流電流Ｉｕ、Ｖ相出力交流電流Ｉｖ、Ｗ相出力交流電流Ｉｗそれぞれを検出し、検出結果であるＵ相出力電流値ｉｕ、Ｖ相出力電流値ｉｖ、Ｗ相出力電流値ｉｗを第１座標変換部４２に出力する。第１座標変換部４２は、Ａ－Ｄコンバータを有しており、三相の出力電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗをデジタル値に変換して演算処理に用いる。
　第１座標変換部４２は、三相固定座標（ｕ，ｖ，ｗ）を二相回転座標（ｄ，ｑ）に変換する座標変換処理により、ｄ軸電流値ｉｄ、及びｑ軸電流値ｉｑを算出する（［数１］参照）。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　第１座標変換部４２は、算出したｄ軸電流値ｉｄを加算部４８に出力し、算出したｑ軸電流値ｉｑを加算部４６に出力する。
　加算部４４には、信号処理部４１が算出した回転速度ωと、外部装置からの回転速度指令値ω０と、が入力される。回転速度指令値ω０は、同期モータ５０の回転速度ωの目標値である。加算部４４は、回転速度指令値ω０から、測定値である回転速度ωを減算した値（差分値）をＰＩ制御部４５に出力する。ＰＩ制御部４５は、比例（Proportional）動作、及び積分（Integral）動作を行い、加算部４４の出力値からｑ軸電流指令値ｉｑ０を生成するように構成されている。ＰＩ制御部４５は、生成したｑ軸電流指令値ｉｑ０を加算部４６に出力する。加算部４６には、ＰＩ制御部４５が生成したｑ軸電流指令値ｉｑ０と、第１座標変換部４２が算出したｑ軸電流値ｉｑが入力される。加算部４６は、ｑ軸電流指令値ｉｑ０から、測定値であるｑ軸電流値ｉｑを減算した値（差分値）をＰＩ制御部４７に出力する。ＰＩ制御部４７は、比例動作、及び積分動作を行い、加算部４６の出力値からｑ軸電圧指令値ｖｑ０を生成するように構成されている。ＰＩ制御部４７は、生成したｑ軸電圧指令値ｖｑ０を第２座標変換部４３に出力する。
　また、加算部４８には、第１座標変換部４２が算出したｄ軸電流値ｉｄと、外部装置からのｄ軸電流指令値ｉｄ０と、が入力される。ｄ軸電流指令値ｉｄ０は、同期モータ５０のｄ軸電流の目標値である。本実施形態では、一例としてｄ軸電流指令値ｉｄ０が０とする。加算部４８は、ｄ軸電流指令値ｉｄ０から、測定値であるｄ軸電流値ｉｄを減算した値（差分値）をＰＩ制御部４９に出力する。ＰＩ制御部４９は、比例動作、及び積分動作を行い、加算部４８の出力値からｄ軸電圧指令値ｖｄ０を生成するように構成されている。ＰＩ制御部４９は、生成したｄ軸電圧指令値ｖｄ０を第２座標変換部４３に出力する。
　ＰＩ制御部４５，４７，４９における伝達関数Ｇ（ｓ）は、［数２］で求まる。比例ゲインをＫｐ、積分時定数をＴｉとする。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　比例ゲインＫｐ、及び積分時定数Ｔｉは、同期モータ５０の回転速度追従性が向上するように、回転速度ωのフィードバックループ（メジャーループ）、及び出力電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗのフィードバックループ（マイナーループ）で適宜設定される。
　第２座標変換部４３は、回転位置θ、ｄ軸電圧指令値ｖｄ０、及びｑ軸電圧指令値ｖｑ０が入力される。第２座標変換部４３は、座標変換の演算処理により、回転位置θ、ｄ軸電圧指令値ｖｄ０及びｑ軸電圧指令値ｖｑ０から、三相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）の出力電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを算出する。具体的には、第２座標変換部４３は、二相回転座標（ｄ，ｑ）を三相固定座標（ｕ，ｖ，ｗ）に変換する座標変換処理により、三相の出力電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを算出する。三相の出力電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗの算出式は、上述した［数１］を逆変換した式に相当し、ここでは詳細な説明を省略する。
　（３）利点
　次に、本実施形態に係る電力変換システム１の利点について説明する。
　本実施形態の電力変換システム１では、フィードバック制御部４は、電圧変換部２の出力電流値ｉｕ，ｉｖ，ｉｗ、及び同期モータ５０の回転位置θ、回転速度ωをフィードバック制御することにより、出力電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗを生成している。これにより、本実施形態の電力変換システム１では、電圧変換部２の出力制御の精度が向上する。結果的に、電力変換システム１では、電圧変換部２の出力電力が供給される負荷５である同期モータ５０の制御精度が向上する。
　図６に、本実施形態に係る電力変換システム１の動作シミュレーションの結果のグラフを示す。図６に示すように、三相の出力交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗは、それぞれ三相の出力電圧指令値ｖｕ，ｖｖ，ｖｗと同位相で変化している。また、本実施形態では、負荷５である同期モータ５０はインダクタンス成分を有しているため、三相の出力交流電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗは、それぞれ三相の出力交流電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに対して位相が遅れている。また、同期モータ５０の回転速度ωは、所定の回転速度指令値ω０に収束している。
　また、本実施形態の電力変換システム１では、ＰＤＭ制御部３は、電圧変換部２をＰＤＭ制御している。これにより、入力交流電圧Ｖｉがゼロになるタイミングでスイッチングするので、スイッチング損失を低減することができる。また、ＰＤＭ制御は、ＰＷＭ制御に比べて、入力電圧に対する出力電圧の利用率が高いので、同期モータ５０に印加する電圧を高くすることができる。
　また、本実施形態の電力変換システム１では、非接触給電装置６から入力交流電圧Ｖｉが入力される。したがって、入力交流電圧Ｖｉの周波数（第１周波数ｆ１）は、出力交流電圧Ｖｏの周波数（第２周波数ｆ２）に比べて十分に高い。ＰＤＭ制御では、入力交流電圧Ｖｉの半周期を１パルスとして利用するので、出力電力の分解能が高くなる。これにより、同期モータ５０の制御精度がより向上する。
　また、電圧変換部２は、複数の双方向スイッチとしてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するマトリクスコンバータで構成されている。これにより、電圧変換部２は、直接的にＡＣ／ＡＣ変換を行うことができるので、電解コンデンサの省略が可能となる。したがって、電解コンデンサによる電力変換システム１の寿命の低下が抑制される。言い換えれば、電力変換システム１の高寿命化を図ることができる。
　（４）電圧変換回路の制御方法
　電力変換システム１と同様の機能は、電圧変換部２（以降、電圧変換回路２ともいう）の制御方法でも実現可能である。
　次に、電圧変換部２の制御方法について説明する。本実施形態に係る制御方法は、制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂに基づいて第１周波数ｆ１の入力交流電圧Ｖｉを、第１周波数ｆ１よりも低い第２周波数ｆ２の出力交流電圧Ｖｏに変換して負荷５に出力する電圧変換回路２を制御する方法である。図７に示すように、電圧変換回路２の制御方法は、ＰＤＭ制御ステップＳｔ１、及びフィードバック制御ステップＳｔ２を有している。
　ＰＤＭ制御ステップＳｔ１では、出力交流電圧Ｖｏの出力電圧指令値をパルス密度変調したＰＤＭ信号（変調信号）を生成し、ＰＤＭ信号、入力交流電圧Ｖｉの出力極性、及び出力電圧指令値の極性に基づいて制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂを生成する。つまり、ＰＤＭ制御ステップＳｔ１では、制御信号Ｓ１ａ～Ｓ６ｂを電圧変換回路２に出力することにより、電圧変換回路２をＰＤＭ制御する。
　フィードバック制御ステップＳｔ２では、負荷５に供給される出力電流値、及び負荷５の状態に基づいた出力電圧指令値を生成する。つまり、フィードバック制御ステップＳｔ２では、電圧変換回路２の出力電流値、及び負荷５の状態（本実施形態では、同期モータ５０の回転速度ω、回転位置θ）に基づいた出力電圧指令値を生成するフィードバック制御を行う。
　本実施形態に係る電圧変換回路２の制御方法においても、電圧変換回路２の出力制御の精度が向上する。結果的に、電圧変換回路２の制御方法では、電圧変換回路２の出力電力が供給される負荷５である同期モータ５０の制御精度が向上する。
　電圧変換回路２の制御方法は、コンピュータシステムがプログラムを実行することにより実現可能である。
　電力変換システム１では、ＰＤＭ制御部３、及びフィードバック制御部４等に、コンピュータシステムを含んでいる。コンピュータシステムは、ハードウェアとしてのプロセッサ及びメモリを主構成とする。コンピュータシステムのメモリに記録されたプログラムをプロセッサが実行することによって、ＰＤＭ制御部３、フィードバック制御部４等の機能が実現される。プログラムは、コンピュータシステムのメモリに予め記録されてもよく、電気通信回線を通じて提供されてもよく、コンピュータシステムで読み取り可能なメモリカード、光学ディスク、ハードディスクドライブ等の非一時的記録媒体に記録されて提供されてもよい。コンピュータシステムのプロセッサは、半導体集積回路（ＩＣ）又は大規模集積回路（ＬＳＩ）を含む１ないし複数の電子回路で構成される。複数の電子回路は、１つのチップに集約されていてもよいし、複数のチップに分散して設けられていてもよい。複数のチップは、１つの装置に集約されていてもよいし、複数の装置に分散して設けられていてもよい。また、ＰＤＭ制御部３とフィードバック制御部４とは、別々のチップで構成されていてもよいし、１つのチップに集約されていてもよい。
　（５）変形例
　上記実施形態は、本開示の様々な実施形態の一つに過ぎず、本開示の目的を達成できれば、設計等に応じて種々の変更が可能である。以下、実施形態に係る電力変換システム１の変形例について列挙する。以下に説明する変形例は、適宜組み合わせて適用可能である。
　上述した例では、電圧変換部２は、複数の双方向スイッチとしてスイッチング素子Ｑ１～Ｑ６を有するマトリクスコンバータで構成されていたが、これに限らない。電圧変換部２は、整流回路と、複数の単方向スイッチを有するインバータ回路と、を備えるインダイレクト型のマトリクスコンバータで構成されていてもよい。
　上述した例では、負荷５である同期モータ５０は、回転駆動式のモータであったが、リニア駆動（直動駆動）式のモータであってもよい。
　また、上述した例では、非接触給電装置６から非接触給電により電圧変換部２に入力交流電圧Ｖｉが入力されているが、これに限らない。電圧変換部２には、非接触給電装置６とは異なる電源装置から接触給電により入力交流電圧Ｖｉが入力されてもよい。また、受電コイルＬ２に発生した交流電圧の周波数を変換することにより、入力交流電圧Ｖｉを生成するように構成されていてもよい。
　また、負荷５は、同期モータ５０に限らず、例えば、電磁調理器であってもよい。この場合、電圧変換部２は、出力交流電圧Ｖｏを電磁調理器のインダクタに出力する。また、フィードバック制御部４は、電磁調理器の温度、具体的には電磁調理器に載せられた調理器具の温度を、負荷５の状態として、出力電圧指令値を生成する。
　また、出力交流電圧Ｖｏは、三相に限らず、単相であってもよい。
　（６）まとめ
　第１態様に係る電力変換システム（１）は、第１周波数（ｆ１）の入力交流電圧（Ｖｉ）を、第１周波数（ｆ１）よりも低い第２周波数（ｆ２）の出力交流電圧（Ｖｏ）に変換する。電力変換システム（１）は、電圧変換部（２）と、ＰＤＭ制御部（３）と、フィードバック制御部（４）と、を備える。電圧変換部（２）は、制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）に基づいて入力交流電圧（Ｖｉ）を出力交流電圧（Ｖｏ）に変換して負荷（５）に出力する。ＰＤＭ制御部（３）は、出力交流電圧（Ｖｏ）の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号（ＰＤＭ信号）を生成し、変調信号、入力交流電圧（Ｖｉ）の極性、及び出力電圧指令値の極性に基づいて制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）を生成して電圧変換部（２）に出力する。フィードバック制御部（４）は、電圧変換部（２）の出力電流値及び負荷（５）の状態に基づいた出力電圧指令値を生成し、ＰＤＭ制御部（３）に出力する。
　この態様によれば、フィードバック制御部（４）は、電圧変換部（２）の出力電流値及び負荷（５）の状態をフィードバック制御することにより出力電圧指令値を生成している。これにより、電力変換システム（１）では、電圧変換部（２）の出力制御の精度が向上する。
　第２態様に係る電力変換システム（１）では、第１態様において、ＰＤＭ制御部（３）は、入力交流電圧（Ｖｉ）がゼロになるタイミングに同期して変調信号（ＰＤＭ信号）を生成する。
　この態様によれば、入力交流電圧（Ｖｉ）がゼロになるタイミングに同期して電圧変換部（２）を動作させることができ、電力損失を抑制することができる。
　第３態様に係る電力変換システム（１）では、第１又は第２態様において、フィードバック制御部（４）は、ベクトル制御により出力電圧指令値を生成する。
　この態様によれば、出力電圧指令値の精度が向上する。
　第４態様に係る電力変換システム（１）では、第１～第３態様のいずれかにおいて、入力交流電圧（Ｖｉ）は、単相である。出力交流電圧（Ｖｏ）は、三相である。
　この態様によれば、三相の出力交流電圧（Ｖｏ）を負荷（５）に供給することができる。
　第５態様に係る電力変換システム（１）では、第１～第４態様のいずれかにおいて、負荷（５）は、同期モータ（５０）である。
　この態様によれば、同期モータ（５０）の制御精度の向上を図ることができる。
　第６態様に係る電力変換システム（１）では、第１～第５態様のいずれかにおいて、非接触給電により入力交流電圧（Ｖｉ）が入力される。
　この態様によれば、入力交流電圧（Ｖｉ）の周波数が相対的に高くなり、ＰＤＭ制御部（３）によるパルス密度変調の精度が向上する。
　第７態様に係る電力変換システム（１）では、第１～第６態様のいずれかにおいて、電圧変換部（２）は、複数の双方向スイッチ（スイッチング素子Ｑ１～Ｑ６）を有するマトリクスコンバータである。
　この態様によれば、電圧変換部（２）に電解コンデンサの省略が可能となり、電力変換システム（１）の寿命の低下を抑制することができる。
　第８態様に係る電力変換システム（１）では、第１～第７態様のいずれかにおいて、第１周波数（ｆ１）の桁数は、第２周波数（ｆ２）の桁数よりも３桁以上大きい。
　この態様によれば、出力交流電圧（Ｖｏ）の分解能を高くすることができる。
　第９態様に係る電圧変換回路（２）の制御方法は、制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）に基づいて第１周波数（ｆ１）の入力交流電圧（Ｖｉ）を、第１周波数（ｆ１）よりも低い第２周波数（ｆ２）の出力交流電圧（Ｖｏ）に変換して負荷（５）に出力する電圧変換回路（２）を制御する方法である。電圧変換回路（２）の制御方法は、ＰＤＭ制御ステップ（Ｓｔ１）と、フィードバック制御ステップ（Ｓｔ２）と、を有する。ＰＤＭ制御ステップ（Ｓｔ１）では、出力交流電圧（Ｖｏ）の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号（ＰＤＭ信号）を生成し、変調信号、入力交流電圧（Ｖｉ）の極性、及び出力電圧指令値の極性に基づいて制御信号（Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ）を生成する。フィードバック制御ステップ（Ｓｔ２）では、負荷（５）に供給される出力電流値及び負荷（５）の状態に基づいた出力電圧指令値を生成する。
　この態様によれば、フィードバック制御ステップ（Ｓｔ２）において、電圧変換回路（２）の出力電流値及び負荷（５）の状態をフィードバック制御することにより出力電圧指令値が生成される。これにより、電圧変換回路（２）の制御方法では、電圧変換回路（２）の出力制御の精度が向上する。
１　電力変換システム
２　電圧変換部（電圧変換回路）
３　ＰＤＭ制御部
４　フィードバック制御部
５　負荷
５０　同期モータ
Ｖｉ　入力交流電圧
Ｖｏ　出力交流電圧
ｆ１　第１周波数
ｆ２　第２周波数
Ｓ１ａ～Ｓ６ｂ　制御信号
Ｑ１～Ｑ６　スイッチング素子（双方向スイッチ）
Ｓｔ１　ＰＤＭ制御ステップ
Ｓｔ２　フィードバック制御ステップ
 

Claims (9)

  1. 　第１周波数の入力交流電圧を、前記第１周波数よりも低い第２周波数の出力交流電圧に変換する電力変換システムであって、
    　制御信号に基づいて前記入力交流電圧を前記出力交流電圧に変換して負荷に出力する電圧変換部と、
    　前記出力交流電圧の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号を生成し、前記変調信号、前記入力交流電圧の極性、及び前記出力電圧指令値の極性に基づいて前記制御信号を生成して前記電圧変換部に出力するＰＤＭ制御部と、
    　前記電圧変換部の出力電流値及び前記負荷の状態に基づいた前記出力電圧指令値を生成し、前記ＰＤＭ制御部に出力するフィードバック制御部と、を備える、
    　電力変換システム。
  2. 　前記ＰＤＭ制御部は、前記入力交流電圧がゼロになるタイミングに同期して前記変調信号を生成する
    　請求項１記載の電力変換システム。
  3. 　前記フィードバック制御部は、ベクトル制御により前記出力電圧指令値を生成する、
    　請求項１又は２に記載の電力変換システム。
  4. 　前記入力交流電圧は、単相であり、
    　前記出力交流電圧は、三相である、
    　請求項１～３のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  5. 　前記負荷は、同期モータである、
    　請求項１～４のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  6. 　非接触給電により前記入力交流電圧が入力される、
    　請求項１～５のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  7. 　前記電圧変換部は、複数の双方向スイッチを有するマトリクスコンバータである、
    　請求項１～６のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  8. 　前記第１周波数の桁数は、前記第２周波数の桁数よりも３桁以上大きい、
    　請求項１～７のいずれか１項に記載の電力変換システム。
  9. 　制御信号に基づいて第１周波数の入力交流電圧を、前記第１周波数よりも低い第２周波数の出力交流電圧に変換して負荷に出力する電圧変換回路の制御方法であって、
    　前記出力交流電圧の出力電圧指令値をパルス密度変調した変調信号を生成し、前記変調信号、前記入力交流電圧の極性、及び前記出力電圧指令値の極性に基づいて前記制御信号を生成するＰＤＭ制御ステップと、
    　前記負荷に供給される出力電流値及び前記負荷の状態に基づいた前記出力電圧指令値を生成するフィードバック制御ステップと、を有する
    　電力変換回路の制御方法。
     
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