JP4139852B1 - インバータ制御装置 - Google Patents

インバータ制御装置 Download PDF

Info

Publication number
JP4139852B1
JP4139852B1 JP2007551406A JP2007551406A JP4139852B1 JP 4139852 B1 JP4139852 B1 JP 4139852B1 JP 2007551406 A JP2007551406 A JP 2007551406A JP 2007551406 A JP2007551406 A JP 2007551406A JP 4139852 B1 JP4139852 B1 JP 4139852B1
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
wave
carrier
modulation
frequency
switching
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Expired - Fee Related
Application number
JP2007551406A
Other languages
English (en)
Other versions
JPWO2008136072A1 (ja
Inventor
尚徳 山崎
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Mitsubishi Electric Corp
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corp filed Critical Mitsubishi Electric Corp
Application granted granted Critical
Publication of JP4139852B1 publication Critical patent/JP4139852B1/ja
Publication of JPWO2008136072A1 publication Critical patent/JPWO2008136072A1/ja
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53873—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with digital control
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H02M7/53871—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current
    • H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
    • H02M7/53876—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output based on synthesising a desired voltage vector via the selection of appropriate fundamental voltage vectors, and corresponding dwelling times
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/539—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency
    • H02M7/5395—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters with automatic control of output wave form or frequency by pulse-width modulation

Abstract

インバータ制御装置において、スイッチングを休止する相の切り替わりにおける休止期間のアンバランスを抑制すること。ＰＷＭ演算部５は、インバータ主回路２への電圧指令値としての変調波を生成する変調波生成部１１と、スイッチング指令の基準となる搬送波を生成する搬送波生成部１２と、変調波生成部１１が生成した変調波と、搬送波生成部１２が生成した搬送波と、を比較する比較部１３を備える。ＰＷＭ演算部５は、インバータ主回路２を構成する３相のうちのいずれか１相のスイッチングを休止する二相変調モードの動作時に、搬送波生成部１２を制御して、搬送波周波数を変調波周波数の整数倍に設定する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電動機などの三相交流機器を駆動するインバータを制御するためのインバータ制御装置に関するものである。
インバータに具備され、ブリッジ接続された半導体素子部にて構成されるインバータ主回路では、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）によるスイッチング制御に伴い、半導体素子部にてスイッチング損失が発生する。一方、この損失に起因する発熱によって半導体素子が破壊されることの無いよう、放熱フィンやファンなどの冷却器がインバータ主回路に設けられる。インバータ製品の価値を高めるための小型化を考慮すると、冷却器の小型化が必要となるが、小型化を達成するためには、スイッチング損失を低減することが求められる。
ここで、スイッチング損失低減を図る従来の制御手法としては、下記の手法が挙げられる。
（１）搬送波周波数（スイッチング周波数）の低減
（２）変調手法の改善
上記（１）の手法では、搬送波周波数を下げすぎると、変調精度が劣化し、騒音レベルが大きくなるなどの問題があるため、その低減には限界があった。
一方、上記（２）の手法の一例としては、下記特許文献１や非特許文献１による二相変調方式がある。この二相変調方式は、Ｕ，Ｖ，Ｗ相のスイッチング制御において、各相の一つをスイッチング制御せずに、残りの２相のみをスイッチング制御して所要の変調波を生成するところに特徴がある。
ここで、非特許文献１には、二相変調方式の一手法である線間電圧制御ＰＷＭ方式の動作波形が示されている（同文献の図６．３．２４参照）。この線間電圧制御ＰＷＭ方式は、三相交流機器を負荷とする場合、その線間電圧を維持できれば、相電圧の選択には自由度があることを利用するものであり、この方式によって生成される変調波には種々のものがある。
例えば、非特許文献１の図６．３．２４には、Ｕ，Ｖ，Ｗ相ごと巡回的に１／３周期ずつのスイッチング休止期間を設ける一方で、この休止期間に残りの２相をスイッチング制御することによって生成した変調波形が示されている。
この非特許文献１に示される変調波形によれば、１／３周期（１２０°）ごとにスイッチング休止期間が設けられているので、同一の搬送波条件であれば、通常の三相ＰＷＭ方式と比較して、スイッチング回数を概略２／３に低減することが可能となる。すなわち、スイッチング損失を概略２／３に低減することができ、主回路の冷却器の小型化、装置全体の小型化が可能となるという利点がある。
ここで、線間電圧制御ＰＷＭ方式によって生成される変調波形において、１２０°ごとに設けられたスイッチング休止期間の各端のタイミングでは、スイッチングを休止する相が切り替わり、各相の変調波に不連続な変曲点が発生するとともに、不要なスイッチングが増加する。一方、非特許文献１に示される変調波形は、スイッチングを休止する相の切り替わりが、搬送波の最小値か最大値で行われるようにして不要なスイッチングの増加を抑制している。
他方、二相変調にも様々な形態があり、特許文献１では、スイッチング休止期間を６０°ごとに設けた変調波の例が示されている。この６０°ごとに切り替える方式は、１２０°ごとに切り替える方式と比較して、変調波が正負対称となり、インバータ主回路を構成する上下の素子の損失バランスが良く、冷却器を設計しやすいという利点がある。
特開２００１−３５２７９０号公報 半導体電力変換回路（編集件発行者：社団法人電気学会，発売元：オーム社），ｐｐ．１３０
ここで、特許文献１に示されるようなスイッチング休止期間を６０°ごとに設けた変調波形に対し、非特許文献１に示されるような条件、すなわちスイッチングを休止する相の切り替わりが、搬送波の最小値か最大値で行われるような条件を付した変調波形を考える。もし、非特許文献１に示されるような変調波周期と搬送波周期の条件であれば、スイッチング休止期間の切替タイミングは６０°間隔となり、搬送波の頂点とスイッチング休止期間を同期させることができ、不要なスイッチングの増加は抑制される。
ところが、搬送波周期と変調波周期の関係によっては、休止期間が相間でアンバランスを発生する場合がある。例えば、搬送波周期が変調波周期より充分小さい場合には、このアンバランスは目立たず影響が少ないが、変調波の周波数を高くする場合、あるいはスイッチング損失の更なる低減のため搬送波周波数を低くする場合には、休止期間のアンバランス、ひいてはスイッチング回数の相アンバランスが目立ってくる。これにより、インバータ出力自体にアンバランスが生じ、負荷電流や出力トルクに不要な脈動が生じる等、運転特性を害する可能性が高くなるという課題があった。
本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、二相変調方式を利用するインバータ制御装置において、スイッチングを休止する相の切り替わりにおける休止期間のアンバランスを抑制することができるインバータ制御装置を提供することを目的とする。
上述した課題を解決し、目的を達成するため、本発明にかかるインバータ制御装置は、三相負荷に電力を供給するインバータ主回路と、インバータ主回路にスイッチング指令を出力するＰＷＭ演算部と、を備えたインバータ制御装置において、前記ＰＷＭ演算部は、前記三相負荷に印加する電圧指令値に関する情報に基づき、変調に最適な二相変調モード信号と搬送波同期モード選択指令とを選択する変調モード選択部と、前記二相変調モード信号に応じて、前記インバータ主回路への電圧指令値としての変調波を生成する変調波生成部と、前記搬送波同期モード選択指令に応じて、前記スイッチング指令の基準となる搬送波を生成する搬送波生成部と、前記変調波生成部が生成した変調波と、前記搬送波生成部が生成した搬送波と、を比較する比較部と、を備え、前記インバータ主回路を構成する３相のうちのいずれか１相のスイッチングを休止する二相変調モードの動作時に、前記搬送波生成部を制御して、前記搬送波の周波数（搬送波周波数）を前記変調波の周波数（変調波周波数）の整数倍に設定することを特徴とすることを特徴とする。
本発明にかかるインバータ制御装置によれば、インバータ主回路を構成する３相のうちのいずれか１相のスイッチングを休止する二相変調モードの動作時に、搬送波周波数を変調波周波数の整数倍に設定するようにしているので、スイッチングを休止する相の切り替わりにおける休止期間のアンバランスを抑制することができるという効果を奏する。
以下に、本発明にかかるインバータ制御装置の好適な実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバータ制御装置の構成を示す図であり、三相交流負荷１を制御するインバータ制御装置の一実施態様を示すものである。
図１において、実施の形態１にかかるインバータ制御装置は、インバータ主回路２と、インバータ主回路２を制御するためのスイッチングパターンを生成するＰＷＭ演算部５と、ＰＷＭ演算部５への電圧指令値を生成する電圧ベクトル生成部４と、を備えている。インバータ主回路２は、スイッチング素子とダイオードとを逆並列接続したスイッチ部（Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗ，Ｓｘ，Ｓｙ，Ｓｚ）を直列に上下２回路分接続した一対のスイッチ部が各並列に３相分接続されたブリッジ回路を構成している。このインバータ主回路２の直流端子には、例えばバッテリやコンデンサである直流電源部３が接続されるとともに、その交流端子には、例えば誘導電動機、同期電動機などの三相交流電動機や、配電系統の入力端などである三相交流負荷１が接続されている。インバータ主回路２は、ＰＷＭ演算部５が生成するスイッチング指令に従って駆動されることにより、直流電源部３から供給される直流電力を、可変振幅、可変周波数の三相交流電力に変換し、三相交流負荷１に供給する。なお、上記構成を電気車に適用するとすれば、三相交流負荷１、インバータ主回路２、および直流電源部３は電気車の駆動部を構成し、電圧ベクトル生成部４およびＰＷＭ演算部５は、電気車の制御部を構成する。
つぎに、インバータ制御装置を構成する各部の機能について説明する。図１において、インバータ制御装置は、電圧ベクトル生成部４およびＰＷＭ演算部５を備え、ＰＷＭ演算部５は、さらに、変調モード選択部１０、変調波生成部１１、搬送波生成部１２、および比較部１３を備えて構成される。電圧ベクトル生成部４は、三相交流負荷１に印加する電圧指令値を、電圧位相角指令、運転周波数指令、電圧振幅指令などの形態にしてＰＷＭ演算部５に出力する。ＰＷＭ演算部５の変調モード選択部１０は、電圧ベクトル生成部４からの電圧指令値に関する情報のうち少なくとも１つ以上を利用し、変調に最適な二相変調モード選択信号、搬送波同期モード選択指令を判別・選択し、選択したこれらの指令または信号のうち、二相変調モード選択信号を変調波生成部１１に出力するとともに、搬送波同期モード選択指令を搬送波生成部１２に出力する。搬送波生成部１２は、変調モード選択部１０から入力される搬送波同期モード選択指令、および電圧ベクトル生成部４から入力される電圧位相角指令に応じて搬送波の周波数、位相を決定し、例えば三角波である搬送波を生成して比較部１３に出力するとともに、変調波の生成に必要な搬送波頂点タイミング信号を生成して変調波生成部１１に出力する。変調波生成部１１は、電圧ベクトル生成部４からの電圧指令値、直流電源部３の出力電圧値、および搬送波生成部１２からの搬送波頂点タイミング信号に基づいて、三相分の変調波を生成し、生成した変調波を比較部１３に出力する。比較部１３は、搬送波生成部１２から入力された搬送波と、変調波生成部１１から入力された変調波とを比較し、その比較結果に応じたスイッチングパターンを決定してインバータ主回路２に出力する。なお、変調波生成部１１および搬送波生成部１２は、その細部構成として、それぞれ図２および図３に示す各構成部を有しているが、当該構成部の機能については、以下の動作説明に併せて説明する。
つぎに、インバータ制御装置の動作について、図２〜図１４の各図面を参照して説明する。まず、変調波生成部１１の動作について説明する。変調波生成部１１は、上述したように電圧ベクトル生成部４からの電圧指令値、直流電源部３の出力電圧値、および搬送波生成部１２からの搬送波頂点タイミング信号に基づいて、三相分の変調波を生成するが、この処理は、以下の算出式に基づいて行われる。
α＝|Ｖ|／（ＥＦＣ／２）＝２・|Ｖ|／ＥＦＣ …（式１）
αu'＝α・ｓｉｎ(θ) …（式２ａ）
αv'＝α・ｓｉｎ(θ−２π／３) …（式２ｂ）
αw'＝α・ｓｉｎ(θ−４π／３) …（式２ｃ）
ここで、変調モード選択部１０により、二相変調モードが選択された場合には、二相変調に応じた変調波が算出される。なお、以下の例は、上記特許文献１などにも示されている、６０°ごとにスイッチング休止期間を設ける例を示すものである。
αu＝αu'＋α２ｐｈ …（式３ａ）
αv＝αv'＋α２ｐｈ …（式３ｂ）
αw＝αw'＋α２ｐｈ …（式３ｃ）
一方、変調モード選択部１０により、二相変調モードが選択されない場合には、通常の変調波（以下「三相変調波」という）が出力される。このため、以下の選択処理が行われる。
αu＝αu' …（式４ａ）
αv＝αv' …（式４ｂ）
αw＝αw' …（式４ｃ）
ここで、上記（式１）〜（式４ｃ）における、各記号の意味は、つぎのとおりである。
α：変調率
|Ｖ|：電圧振幅指令値
θ：電圧位相角指令値
ＥＦＣ：直流電源部電圧
αu',αv',αw'：三相変調波
αu，αv，αw ：二相変調波
α２ｐｈ：変調波付加信号
上記（式１）〜（式４ｃ）の各処理は、それぞれ図２に示した各構成部にて行われる。具体的には、変調率生成部１５は（式１）の処理を行い、三相変調波生成部１６は（式２ａ）〜（式２ｃ）の処理を行い、変調波付加信号生成部１７、加算器１８および二相変調／三相変調切替部１９は（式３ａ）〜（式３ｃ）および（式４ａ）〜（式４ｃ）の各処理を行う。
また、α２ｐｈは、図６に示すような、変調波の位相角、および搬送波生成部１２から出力される搬送波の頂点タイミング信号に基づいて決定される関数である。図６において、α２ｐｈとして選択される（１）〜（６）の信号は、θが正に増加する回転方向であれば、（１）→（２）→（３）→（４）→（５）→（６）の順に選択され、θが負に減少する逆回転方向であれば、（６）→（５）→（４）→（３）→（２）→（１）の順に選択される。なお、各期間は原則として変調波位相角６０°ごとに対応するが、隣り合う期間に遷移するタイミングは、搬送波生成部１２にて生成される搬送波の頂点に同期する。
なお、直流電源部電圧値ＥＦＣは、通常、ほぼ一定値であるため、本実施の形態では、変調波生成部１１の内部で固定値として設定する形態としている。ただし、インバータ主回路２の出力電圧の制御精度を向上させる観点から、直流電源部３に電圧センサを設けて直流電源電圧の計測結果を、変調波生成部１１に入力し、上記（式１）におけるＥＦＣに用いてもよいことは無論である。
つぎに、搬送波生成部１２の動作について、図３を中心として説明する。搬送波生成部１２は、搬送波切替タイミング信号出力器４１、搬送波位相角算出器４２、および三角波発生器４３を備えている。搬送波切替タイミング信号出力器４１は、変調モード選択部１０から入力される搬送波同期モード選択指令、および電圧ベクトル生成部４から入力される電圧位相角指令に基づいて、後述する切替タイミング信号を生成して搬送波位相角算出器４２に出力する。搬送波位相角算出器４２は、搬送波同期モード選択指令、電圧位相角指令、および搬送波切替タイミング信号出力器４１からの切替タイミング信号に基づいて、搬送波の頂点となるタイミングを示す信号（搬送波頂点タイミング信号）を搬送波切替タイミング信号出力器４１にフィードバックするとともに変調波生成部１１に出力する。三角波発生器４３は、搬送波位相角算出器４２から入力される搬送波の周波数、位相角の情報に基づき、三角波の搬送波を生成して比較部１３に出力する。
なお、変調モード選択部１０から出力される搬送波同期モード選択指令とは、搬送波と変調波の関係を指定する信号であり、例えば、図７に示すようなコード表に従う。なお、これ以降の説明において、搬送波周波数をｆc、変調波周波数をｆinvと略記する。
図７において、例えば、搬送波同期モード選択指令として、コードＮｏ．５が入力された場合を考える。このとき、同期９パルス（９Ｐ）モードとなるよう、搬送波位相角算出器４２にて、次式のような演算が行われる。
θｃ＝ｋ・θ−９０［ｄｅｇ］ …（式５ａ）
ここで、ｋ＝ｆc／ｆinv＝９である。
三角波発生器４３は、（式５ａ）に基づいて算出された搬送波位相角θｃに従って、所望の搬送波を生成する。なお、図４は、算出された同期９パルスモードの三角波の一例を示す図であり、図８は、搬送波位相角θｃと実際の搬送波波形との関係を示す図である。図４において、期間１〜６として示されている区間は、変調波付加信号α２ｐｈを選択するときの図６における参照区間となる。例えば、図６において、期間２では、変調波付加信号α２ｐｈ＝＋１−αu'であり、上記（式３ａ）から、Ｕ相変調波αu＝αu'＋α２ｐｈ＝αu'＋（１−αu'）＝１となり、スイッチング信号が常時オンとなって、スイッチ休止期間となっていることが分かる。
なお、図７において、コードＮｏ．１〜６の搬送波同期モードが選択された場合には、（式５ａ）におけるｋは、同図に示したｆc／ｆinvの値を使用する。また、（式５ａ）では、θ＝０°のときにθｃ＝−９０°となる設定を示しているが、この位相差設定は、図６に示した二相変調における波形切替ポイントが、搬送波の頂点タイミングとなることを意図したものである。したがって、例えば二相変調を使用しない場合には、実際のインバータ主回路の出力電圧における高調波の分布を考慮するなどの観点から、他の位相差設定としても構わない。
一方、図７において、コードＮｏ．０の非同期モードが選択された場合には、搬送波と変調波とは、非同期であるとして、次式で算出すればよい。
θｃ＝360・ｆc・ｔ＋θinit［ｄｅｇ］ …（式５ｂ）
ここで、ｔは非同期モードが選択されてからの時間であり、θinitは初期設定位相角である。
つぎに、搬送波同期モード選択指令が変化した場合の搬送波算出演算の切替処理について、図９を参照して説明する。
ＰＷＭ変調の不連続発生を抑制するためには、搬送波を切り替えるタイミングは、基本的に、切替前後での搬送波が共に頂点となるタイミングとし、搬送波の不連続点を極力なくすことが必要である。例えば、同期９パルスモードと同期１２パルスモードでは、互いの搬送波の頂点が一致するタイミングは、電圧位相角指令θが０°、あるいは３６０°のタイミングの何れかであり、このタイミングを切替許可条件として搬送波切替タイミング信号出力器４１に予め記憶しておく。また、図７における、コードＮｏ．１〜５の各モード間の切替許可条件についても同様に予め算出しておき、搬送波切替タイミング信号出力器４１に記憶しておく。
搬送波切替タイミング信号出力器４１は、搬送波同期モード選択指令が変化したとき、電圧位相角指令θを監視しながら、θが切替許可条件となったタイミングで、切替タイミング信号を搬送波位相角算出器４２に出力する。搬送波位相角算出器４２は、搬送波同期モード選択指令が変化した時点では（式５ａ）における係数ｋの切替はせずに演算を続行し、切替タイミング信号が入力された時点で、係数ｋを搬送波同期モード選択指令に応じた値に切り替える。
一方、非同期モードと同期モードの間の切替処理は、上記とは異なる処理となる。そこで、まず、搬送波同期モード選択指令が同期モードから非同期モードへ切り替わる場合について、図１０を参照して説明する。なお、図１０は、同期２１Ｐモードから非同期モードへの切替処理を説明するための図である。
搬送波切替タイミング信号出力器４１は、搬送波位相角算出器４２が出力する搬送波頂点タイミング信号が入力された時点で、切替タイミング信号を出力し、搬送波位相角算出器４２は、（式５ａ）による演算から、（式５ｂ）による非同期モードの演算に切り替える。ただし、前述のとおり搬送波の頂点が一致するよう、ｔは切替タイミング信号が入力された時点を０とし、θｉｎｉｔは、搬送波頂点タイミング信号発生時、同期２１Ｐモードの搬送波が下限頂点時であった場合には、−９０［ｄｅｇ］、上限頂点時であった場合には、＋９０［ｄｅｇ］に設定する。
つぎに、搬送波同期モード選択指令が非同期モードから同期モードへ切り替わる場合について、図１１を参照して説明する。なお、図１１は、非同期モードから同期２１Ｐモードへの切替処理を説明するための図である。
この場合、電圧位相角指令θと搬送波位相角θｃとが同期していない状態から同期させる状態に移行させるため、電圧位相角指令θを連続信号としながら搬送波を切り替えた場合には、搬送波側に不連続点が発生する。この切替時の変調誤差発生の影響を最小限に抑えるため、搬送波切替タイミング信号出力器４１は、同期パルスモードを想定したときに搬送波の頂点となる電圧位相角条件θｐと、許可位相差Δθを記憶するとともに、以下の２つの条件が両立したタイミングで、切替タイミング信号を搬送波位相角算出器４２に出力する。
（ａ）搬送波頂点タイミング信号が入力されたタイミングで
（ｂ）電圧位相角指令θとθｐとの差異がΔθ以内
例えば、Δθを大きく設定すると、モード切替の条件が成立しやすく、速やかに切替ができる一方で、搬送波が不連続となる幅が大きくなりやすく、変調誤差、およびそれに伴うインバータ出力の電流ショックを発生しやすい。逆に、Δθを小さく設定すると、搬送波不連続による各種ショックは発生しないが、変調波周波数条件によっては、モード切替の許可条件が成立しにくくなり、切替に遅れが発生する。なお、これらはトレードオフの関係にあり、実際の運用に応じて調整、設定することが、好ましい。
このようにして生成された変調波と搬送波は、搬送波生成部１２から比較部１３に出力される。比較部１３は、変調波と搬送波との比較結果に応じたスイッチングパターンを決定し、インバータ主回路２に出力する。
具体的には、以下のとおりである。
（ａ）αu＞搬送波のとき Ｓu（Ｕ相上アーム）オン，Ｓx（Ｕ相下アーム）オフ
（ｂ）αu＜搬送波のとき Ｓu（Ｕ相上アーム）オフ，Ｓx（Ｕ相下アーム）オン
（ｃ）αv＞搬送波のとき Ｓv（Ｖ相上アーム）オン，Ｓy（Ｖ相下アーム）オフ
（ｄ）αv＜搬送波のとき Ｓv（Ｖ相上アーム）オフ，Ｓy（Ｖ相下アーム）オン
（ｅ）αw＞搬送波のとき Ｓw（Ｗ相上アーム）オン，Ｓz（Ｗ相下アーム）オフ
（ｆ）αw＜搬送波のとき Ｓw（Ｗ相上アーム）オフ，Ｓz（Ｗ相下アーム）オン
図４の下段部には、インバータ主回路のＵ相電圧出力の一例が示されている。この一連の処理で生成されたスイッチングパターンによってインバータ主回路２を駆動することにより、各アームの出力電圧におけるパルス幅が制御され、三相交流負荷１に印加される電圧の基本波成分を、電圧ベクトル生成部４が出力した電圧指令値に追従させることが可能となる。
また、実施の形態１では、変調モード選択部１０が二相変調モードを選択する場合には、変調波周波数が所定の値を超えたときに、搬送波周波数を変調波周波数の整数倍となるよう搬送波を設定するようにしている。この処理により、搬送波周期が変調波周期より充分小さくできない運転条件においても、変調の相アンバランスや不要な電力脈動を発生させず、安定した制御が可能となる。以下、その詳細について説明する。
図１２は、実施の形態１にかかる搬送波周波数の設定例を示す図である。搬送波生成部１２は、変調モード選択部１０が選択した搬送波同期モード選択指令および電圧ベクトル生成部４からの電圧指令値（運転周波数指令）が入力され、図１２のエンベロープに従う搬送周波数を設定する。図１２において、例えば、ｆｉｎｖ＝５０Ｈｚ以下のときには非同期モードとし、かつ、ｆｃ＝７５０Ｈｚに設定している。すなわち、この運転領域では、搬送波周波数と変調波周波数とが必ずしも整数倍の関係にはない。
一方、ｆｉｎｖ＝５０Ｈｚ以上の運転領域では、ｆｃをｆｉｎｖに同期させる同期モードを用い、かつ、スイッチング損失が主回路の冷却性能を超えないようｆｃを１０００Ｈｚ以下に制限すべく、ｆｉｎｖに応じてｆｃを切り替えるようにする。例えば、図１３は、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝１５（同期１５Ｐモード）のときの変調波および搬送波を示す波形図であり、図１４は、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝１２（同期１２Ｐモード）のときの変調波および搬送波を示す波形図である。図４（ｆｃ／ｆｉｎｖ＝９：同期９Ｐモード）のときと同様に、搬送波と変調波と同期が確立されて、６０°ごとの対称性が維持され、各相のスイッチング回数が均一となっている。
因みに、図５は、従来技術によって生成された二相変調の波形例を示す図であり、スイッチング休止期間を６０°ごとに設けた変調波形に対し、スイッチングを休止する相の切り替わりが搬送波の最小値か最大値で行われるような条件を付した変調波および搬送波である。同図に示す従来の変調波形では、スイッチング休止期間の相アンバランスが発生しており、負荷電流や出力トルクの脈動等による運転特性の悪化が懸念される。
一方、図４、１３、１４に示される実施の形態１の波形例では、図５に見られるような、スイッチング休止期間の相アンバランスの発生が抑制されており、負荷の不要な電流脈動やトルク脈動が抑制され、運転特性の悪化を防ぐことができる。
以上説明したように、実施の形態１にかかるインバータ制御装置によれば、変調モード選択部において、二相変調モードを選択する場合に、変調周波数が所定値を超える条件では搬送波周波数を変調波周波数の整数倍となるよう搬送波を設定することによって、搬送波周期が変調波周期より充分小さくできない運転条件においても、変調の相アンバランスや不要な電力脈動を発生させず、安定した制御が可能になるという効果を得ることができる。
実施の形態２．
実施の形態１では、変調波周波数が所定の値を超えたときに、搬送波周波数を変調波周波数の整数倍となるよう搬送波を設定することにより、変調の相アンバランスや不要な電力脈動の発生を抑制するようにしていた。一方、このような手法を用いた場合、搬送波周波数の切り替わりのタイミングで、インバータ主回路２や三相交流負荷１から発生する不快音（主として磁歪音）の切り替わりも発生し、低騒音を重視するインバータの用途では望ましくない場合がある。以下に示す実施の形態２は、このような低騒音を重視するインバータに好適な実施態様を示すものである。
図１５は、実施の形態２にかかる搬送波周波数の設定例を示す図である。図１５において、例えば、同図中の（Ａ）の領域では、二相変調モードを適宜選択しつつ、以下の条件を維持しながら搬送波周波数ｆｃの切り替えを随時行う。
＜条件１＞ ｆｃ／ｆｉｎｖ＝整数であり、かつ、３の倍数
＜条件２＞ 切替時間間隔は、変調波の１周期分以上
＜条件３＞ 切替時間間隔は、例えば０．１秒以下
＜条件４＞ 搬送波周波数ｆｃの、時間Ｔｃｏあたりの平均値(ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ)が所定値以下（Ｔｃｏ：主回路の冷却装置の時定数）
＜条件５＞ ｆｃ／ｆｉｎｖ＝３の場合には、変調波を通常変調波（三相変調波）に復帰
図１６は、搬送波周波数の切り替えを行った場合の一例を示す図であり、搬送波周波数の設定値比（ｆｃ／ｆｉｎｖ）の時間分布を示す図でもある。変調波の１周期単位で変調波・搬送波に着目した場合、＜条件１＞、および＜条件２＞に従うことで、実施の形態１と同様の効果が維持されることになり、変調の相アンバランスを抑制することができる。その一方で、＜条件３＞に従うようにすれば、主回路音の切り替えを人間の感覚よりも充分短い時間間隔で行うことが可能となり、人間の聴感として感じる切替音や、搬送波自体の騒音を低減することができる。
なお、＜条件４＞は、主回路損失が主回路の冷却装置の冷却能力を越えないよう管理するための条件である。例えば、搬送周波数ｆｃの平均値（ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ）が予め設定された所定値以下になるように、搬送周波数ｆｃの切替と、ｆｃ／ｆｉｎｖの各設定値の時間分布を管理することにより、主回路のスイッチング損失の平均値を所定値以下に低減することができる。なお、この目的のため、時間平均値であるｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅは、主回路の熱時定数Ｔｃｏあたりの時間平均値として定義することが好適である。また、搬送周波数ｆｃの切替と、ｆｃ／ｆｉｎｖの各設定値の時間分布を管理する際には、過渡的に冷却器の冷却性能を超えて主回路損失が発生する期間が冷却器の熱時定数を超えないよう留意することが好ましい。
また、＜条件５＞は、＜条件４＞によって搬送波周波数ｆｃをｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ以下とする処置を行った場合に、より小さいｆｃ／ｆｉｎｖを選択する期間が発生する場合の制約事項である。具体的には、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝３、すなわち３パルスモードの場合には、変調波を通常の三相変調のもの（上記（式２ａ）〜（式２ｃ）を参照）とする。これは、実施の形態１の図４、図６に示したように、一般的な二相変調の変調波形は６０°単位で波形切替を行うため、最低でもｆｃ／ｆｉｎｖ＞６でなければ対応しないためである。そもそも、３パルスモードはスイッチング回数が充分に小さいので、三相負荷の電流条件が同一の場合に、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝９の場合等における二相変調時より主回路損失が増大するケースは、通常ないと考えてよい。
図１７は、上記＜条件１＞〜＜条件５＞を維持しながら運転するための変調モード選択部１０ａの構成例を示す図である。図１７において、変調モード選択部１０ａは、電圧指令値の周波数、変調率の少なくとも１つに基づいて、通常変調と二相変調のどちらかを選択するかを指示する変調モード選択信号として変調波生成部１１に出力する。
搬送波テーブル２１には、前述の図１５に示した、変調波周波数ｆｉｎｖと搬送波周波数ｆｃの関係が予め設定されるとともに、二相変調における、運転周波数最低値（ｆｉｎｖ＿ｍｉｎ）、運転周波数最大値（ｆｉｎｖ＿ｍａｘ）、および搬送波周波数平均値（ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ）も併せて設定される。なお、運転周波数最低値ｆｉｎｖ＿ｍｉｎと運転周波数最大値ｆｉｎｖ＿ｍａｘは、図１５に示すような、二相変調を適用する運転領域の変調波周波数の下限値と上限値であり、搬送波周波数平均値ｆｃ＿２ｐｆ＿ａｖｅは、前述のとおりである。
ここで、変調モード選択部１０ａは、電圧ベクトル生成部４から入力される電圧指令値の周波数が、ｆｉｎｖ＿ｍｉｎとｆｉｎｖ＿ｍａｘとの間にある場合には、変調波生成部１１に対し、変調モード選択信号として二相変調モード指令を出力する。変調波生成部１１では、変調波の演算を（式２ａ）〜（式２ｃ）、および（式３ａ）〜（式３ｃ）に基づいて行う。ただし、下記にて搬送波周波数指令として３パルスモードの周波数が出力される場合には、変調モード選択信号として、通常変調モード指令を出力する。なお、このときの演算式は、（式２ａ）〜（式２ｃ）および（式４ａ）〜（式４ｃ）が用いられる。
一方、搬送波生成部１２に出力する搬送波周波数指令は、以下の手順（１）〜（３）ように、ｆｃ／ｆｉｎｖ選択部２２、採用時間比率算出部２３、搬送波周波数配分部２４を介して出力される。
（１）ｆｃ／ｆｉｎｖ選択部２２にて、二相変調搬送波平均値ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅと変調波周波数ｆｉｎｖとの比から、実際に選択出力するｆｃとｆｉｎｖの比の候補を２つ以上選択する。ｆｃ／ｆｉｎｖとしては、実施の形態１と同様、＜条件１＞のとおり３の倍数であり、かつ、値がｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ／ｆｉｎｖから近い３つを大きいものからａ，ｂ，ｃとして選択する。例えば、ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ＝９００［Ｈｚ］、ｆｉｎｖ＝５５［Ｈｚ］の場合、ｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ／ｆｉｎｖ＝１６．３６であり、（ａ，ｂ，ｃ）＝（１８，１５，１２）として選択する。
（２）（ａ，ｂ，ｃ）を適切に切替えながら、＜条件４＞のとおり搬送波周波数ｆｃの平均がｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅとなるよう、採用時間比率算出部２３にて、ａ，ｂ，ｃの採用時間比率Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃを次の式で決定する。
Ｘｂ＝０．３ …（式６ａ）
Ｘａ＝[(ｆc＿2ph＿ave／ｆinv)−Ｘb・(ｂ−ｃ)−ｃ]／(ａ−ｃ) …（式６ｂ）
Ｘｃ＝１−Ｘａ−Ｘｂ …（式６ｃ）
ここで、上記（式６ａ）〜（式６ｃ）は、以下の前提（式７ａ）、（式７ｂ）から導出している。
まず、Ｘａ、Ｘｂ、Ｘｃは採用時間比率であるため総和は１である。すなわち、
Ｘａ＋Ｘｂ＋Ｘｃ＝１ …（式７ａ）
である。
また、ｆｃの平均値がｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅとなるよう、ｆｃ／ｆｉｎｖとしてａ，ｂ，ｃを採用時間比Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃで選択する場合には、以下の式が成り立つ。
ａ・ｆinv・Ｘa＋ｂ・ｆinv・Ｘb＋ｃ・ｆinv・Ｘc＝ｆc＿2ph＿ave …（式７ｂ）
採用時間比率Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃを決定するには、（式７ａ）（式７ｂ）以外にもう一点自由度があるため、式６ａのように、最もｆｃ＿２ｐｈ＿ａｖｅ／ｆｉｎｖに近いｂの採用率Ｘｂを、例えば３０％と指定することで、Ｘａ，Ｘｃも決定できる。これらの演算は所定時間（例えば数秒程度）間隔で実施して、その結果を更新し、搬送波周波数配分部２４に出力する。
（３）３種類のｆｃ／ｆｉｎｖの設定値を採用時間比率Ｘａ，Ｘｂ，Ｘｃに基づいて配分設定する。具体的には、＜条件３＞を成立させるべく、なるべく同じｆｃ／ｆｉｎｖが隣り合わないように、かつ＜条件２＞を成立させるべく変調波の１周期単位で搬送波設定を切り替えるように設定し、これに従う搬送周波数指令を搬送波生成部１２に出力する。なお、図１６は、（ａ，ｂ，ｃ）＝（１５，１２，９）として選択した場合の、Ｘａ：Ｘｂ：Ｘｃ＝４：３：４に設定した例である。
以上説明したように、実施の形態２にかかるインバータ制御装置によれば、変調モード選択部において、二相変調モードを選択する場合には搬送波周波数を変調波周波数の整数倍となるよう搬送波を設定することによって、搬送波周期が変調波周期より充分小さくできない運転条件においても、変調の相アンバランスや不要な電力脈動を発生させず、安定した制御が可能となる効果を得ることができる上に、搬送波周波数の切替が発生するタイミングでの、インバータ主回路２や三相交流負荷１から発生する不快音（主として磁歪音）の切り替わり音が抑制され、低騒音化に寄与するという効果を得ることができる。
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置は、スイッチングを休止する相の切り替わりにおける休止期間のアンバランスを抑制することができる発明として有用である。
図１は、本発明の実施の形態１にかかるインバータ制御装置の構成を示す図である。 図２は、図１に示す変調波生成部の構成を示す図である。 図３は、図１に示す搬送波生成部の構成を示す図である。 図４は、三角波発生器によって生成された同期９パルスモードの三角波の一例を示す図である。 図５は、従来技術を用いて生成された二相変調の波形例を示す図である。 図６は、二相変調を行う際の変調位相角に応じた変調波を算出するための変調波付加信号（α２ｐｈ）の選択式を示す図である。 図７は、変調モード選択部から出力される搬送波同期モード選択指令の一例を示す図である。 図８は、搬送波波形と搬送波位相角との関係を示す図である。 図９は、搬送波同期モード選択指令が変化した場合の搬送波算出演算の切替処理の一例（同期１２Ｐモード→同期９Ｐモード）について示す図である。 図１０は、搬送波同期モード選択指令が変化した場合の搬送波算出演算の切替処理の一例（同期２１Ｐモード→非同期モード）について示す図である。 図１１は、搬送波同期モード選択指令が変化した場合の搬送波算出演算の切替処理の一例（非同期モード→同期２１Ｐモード）について示す図である。 図１２は、実施の形態１にかかる搬送波周波数の設定例を示す図である。 図１３は、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝１５（同期１５Ｐモード）のときの変調波および搬送波を示す波形図である。 図１４は、ｆｃ／ｆｉｎｖ＝１２（同期１２Ｐモード）のときの変調波および搬送波を示す波形図である。 図１５は、実施の形態２にかかる搬送波周波数の設定例を示す図である。 図１６は、搬送波周波数の切り替えを行った場合の波形例を示す図である。 図１７は、実施の形態２にかかる変調モード選択部の構成例を示す図である。
符号の説明
１ 三相交流負荷
２ インバータ主回路
３ 直流電源部
４ 電圧ベクトル生成部
５ ＰＷＭ演算部
１０，１０ａ 変調モード選択部
１１ 変調波生成部
１２ 搬送波生成部
１３ 比較部
１５ 変調率生成部
１６ 三相変調波生成部
１７ 変調波付加信号生成部
１８ 加算器
１９ 三相変調切替部
２１ 搬送波テーブル
２２ ｆｃ／ｆｉｎｖ選択部
２３ 採用時間比率算出部
２４ 搬送波周波数配分部
４１ 搬送波切替タイミング信号出力器
４２ 搬送波位相角算出器
４３ 三角波発生器

Claims (8)

  1. 三相負荷に電力を供給するインバータ主回路と、インバータ主回路にスイッチング指令を出力するＰＷＭ演算部と、を備えたインバータ制御装置において、
    前記ＰＷＭ演算部は、
    前記三相負荷に印加する電圧指令値に関する情報に基づき、変調に最適な二相変調モード信号と搬送波同期モード選択指令とを選択する変調モード選択部と、
    前記二相変調モード信号に応じて、前記インバータ主回路への電圧指令値としての変調波を生成する変調波生成部と、
    前記搬送波同期モード選択指令に応じて、前記スイッチング指令の基準となる搬送波を生成する搬送波生成部と、
    前記変調波生成部が生成した変調波と前記搬送波生成部が生成した搬送波とを比較する比較部と、
    を備え、
    前記インバータ主回路を構成する３相のうちのいずれか１相のスイッチングを休止する二相変調モードの動作時に、前記搬送波生成部を制御して、前記搬送波の周波数（搬送波周波数）を前記変調波の周波数（変調波周波数）の整数倍に設定することを特徴とするインバータ制御装置。
  2. 前記搬送波生成部は、
    前記電圧指令値に関する情報と前記搬送波同期モード選択指令とに基づき、搬送波同期モードの切替を行うとともに、前記搬送波の頂点タイミング信号を前記変調波生成部に出力することを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 前記変調波生成部は、
    前記電圧指令値に関する情報と前記搬送波の頂点タイミング信号とに基づき、三相分の変調波を生成し、当該生成した変調波を比較部に出力することを特徴とする請求項２に記載のインバータ制御装置。
  4. 前記ＰＷＭ演算部は、
    前記二相変調モードの動作時、前記変調波周波数が予め設定された所定値を超える条件となった場合に、前記搬送波周波数を前記変調波周波数の整数倍とすることを特徴とする請求項１に記載のインバータ制御装置。
  5. 前記ＰＷＭ演算部は、
    前記インバータ主回路の冷却器の時定数あたりの搬送波周波数の時間平均値が、該インバータ主回路の冷却器の冷却性能から決まる搬送周波数の上限値を超えないように搬送波周波数を設定することを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のインバータ制御装置。
  6. 前記ＰＷＭ演算部は、
    前記搬送波周波数を前記変調波周波数の整数倍の条件を保ちつつ、前記搬送波周波数と前記変調波周波数の比を変調波の１周期の時間単位で切り替えることを特徴とする請求項１〜４の何れか１項に記載のインバータ制御装置。
  7. 前記ＰＷＭ演算部は、前記二相変調モードの動作時に、前記搬送波周波数と前記変調波周波数の比が３となった場合に、三相変調モードに切り替えることを特徴とする請求項６に記載のインバータ制御装置。
  8. 三相負荷に電力を供給するインバータ主回路と、インバータ主回路にスイッチング指令を出力するＰＷＭ演算部と、を備えたインバータ制御装置において、
    前記ＰＷＭ演算部は、
    前記インバータ主回路への電圧指令値としての変調波を生成する変調波生成部と、
    前記スイッチング指令の基準となる搬送波を生成する搬送波生成部と、
    前記変調波生成部が生成した変調波と、前記搬送波生成部が生成した搬送波と、を比較する比較部と、を備え、
    前記インバータ主回路を構成する３相のうちのいずれか１相のスイッチングを休止する二相変調モードの動作時に、前記搬送波生成部を制御して、前記搬送波の周波数（搬送波周波数）を前記変調波の周波数（変調波周波数）の整数倍に設定し、前記搬送波周波数を前記変調波周波数の整数倍の条件を保ちつつ、前記搬送波周波数と前記変調波周波数の比を変調波の１周期の時間単位で切り替えることを特徴とするインバータ制御装置。
JP2007551406A 2007-04-20 2007-04-20 インバータ制御装置 Expired - Fee Related JP4139852B1 (ja)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/JP2007/058625 WO2008136072A1 (ja) 2007-04-20 2007-04-20 インバータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP4139852B1 true JP4139852B1 (ja) 2008-08-27
JPWO2008136072A1 JPWO2008136072A1 (ja) 2010-07-29

Family

ID=39758379

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007551406A Expired - Fee Related JP4139852B1 (ja) 2007-04-20 2007-04-20 インバータ制御装置

Country Status (9)

Country Link
US (1) US8077491B2 (ja)
EP (1) EP2148418B1 (ja)
JP (1) JP4139852B1 (ja)
CN (1) CN101647187B (ja)
AT (1) ATE551770T1 (ja)
ES (1) ES2385095T3 (ja)
HK (1) HK1140318A1 (ja)
TW (1) TWI356577B (ja)
WO (1) WO2008136072A1 (ja)

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010200412A (ja) * 2009-02-23 2010-09-09 Fanuc Ltd Ｐｗｍ整流器
CN102647147A (zh) * 2011-12-26 2012-08-22 东方日立(成都)电控设备有限公司 一种自适应同步调制方法

Families Citing this family (37)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4205157B1 (ja) * 2007-09-25 2009-01-07 三菱電機株式会社 電動機の制御装置
JP4591597B2 (ja) * 2008-08-01 2010-12-01 株式会社デンソー 多相交流同期電動機の駆動装置
ITPD20090283A1 (it) * 2009-09-29 2011-03-30 Reel S R L Unipersonale Metodo per il controllo di un motore elettrico
KR101770976B1 (ko) 2009-12-11 2017-08-24 가부시키가이샤 한도오따이 에네루기 켄큐쇼 반도체 장치
JP4911241B1 (ja) * 2010-11-16 2012-04-04 ダイキン工業株式会社 電力変換装置
JP5472475B2 (ja) * 2011-01-11 2014-04-16 トヨタ自動車株式会社 モータ駆動システムの制御装置
JP5753742B2 (ja) * 2011-07-14 2015-07-22 株式会社ダイヘン インバータ装置、および、このインバータ装置を備えた系統連系インバータシステム
KR20190060966A (ko) 2011-03-24 2019-06-04 가부시키가이샤 다이헨 전력변환회로를 제어하는 제어회로, 이 제어회로를 구비한 인버터 장치 및 이 인버터 장치를 구비한 계통연계 인버터 시스템
US9294009B2 (en) 2011-03-24 2016-03-22 Daihen Corporation Inverter apparatus including control circuit employing two-phase modulation control, and interconnection inverter system including the inverter apparatus
CN102195512B (zh) * 2011-03-25 2013-07-31 上海磁浮交通发展有限公司 一种逆变器同步脉宽调制载波比切换时的处理方法
EP2536019B1 (de) * 2011-06-17 2018-01-03 Diehl AKO Stiftung & Co. KG Verfahren zur Steuerung eines Umrichters
CN102832880B (zh) 2011-06-17 2017-03-01 迪尔阿扣基金两合公司 控制转换器的方法
JP2013208009A (ja) * 2012-03-29 2013-10-07 Brother Ind Ltd モータ制御装置
JP5880420B2 (ja) * 2012-12-20 2016-03-09 株式会社豊田自動織機 インバータ装置
CN103219904B (zh) * 2013-04-10 2014-12-17 哈尔滨工程大学 一种三相逆变器并联同步控制方法
DE112013006977T5 (de) * 2013-04-23 2016-01-07 Mitsubishi Electric Corporation Stromrichter
JP6153786B2 (ja) * 2013-06-28 2017-06-28 株式会社ダイヘン 高周波電源装置
JP6185319B2 (ja) * 2013-07-19 2017-08-23 株式会社Ｓｏｋｅｎ インバータ装置
CN103560654B (zh) * 2013-10-16 2017-04-26 华为技术有限公司 全桥逆变器驱动方法及全桥逆变器
WO2015071232A2 (en) * 2013-11-13 2015-05-21 Koninklijke Philips N.V. Problem detection in cable system
CN105765837B (zh) * 2013-11-18 2018-09-28 三菱电机株式会社 逆变器控制装置
US9515573B2 (en) * 2014-02-26 2016-12-06 Fsp Technology Inc. Converting apparatus and control method thereof
US9816743B2 (en) * 2014-08-22 2017-11-14 Mitsubishi Electric Corporation Electric motor drive device and air-conditioning apparatus or refrigerating and air-conditioning apparatus using the same
CN104401829B (zh) * 2014-10-08 2016-11-23 日立电梯（中国）有限公司 电梯变频器功率器件的过热保护方法及装置
JP6398890B2 (ja) 2014-10-21 2018-10-03 株式会社デンソー 回転電機の制御装置
CN104362874A (zh) * 2014-10-28 2015-02-18 许继电气股份有限公司 一种抑制模块化光伏逆变器环流的方法
JP6390489B2 (ja) * 2015-03-30 2018-09-19 株式会社デンソー インバータの制御装置
US9634579B2 (en) * 2015-04-03 2017-04-25 Hamilton Sundstrand Corporation Systems and methods for controlling inverters
JP6468082B2 (ja) * 2015-06-05 2019-02-13 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 回転電機制御装置
CN105426664B (zh) * 2015-11-03 2018-03-02 南车株洲电力机车研究所有限公司 Pwm整流变频系统中载波频率计算方法及装置
JP6623740B2 (ja) * 2015-12-17 2019-12-25 株式会社デンソー 電力変換装置、および、これを用いた電動パワーステアリング装置
WO2018214082A1 (zh) 2017-05-25 2018-11-29 华为技术有限公司 用于载波同步的装置、逆变系统和方法
US10910955B2 (en) * 2019-01-18 2021-02-02 Tsinghua University Single carrier based multilevel modulation method and device, and storage medium
US11456680B2 (en) * 2020-05-08 2022-09-27 Hamilton Sundstrand Corporation Over-modulation pulse width modulation with maximum output and minimum harmonics
GB2602338B (en) * 2020-12-23 2023-03-15 Yasa Ltd A Method and Apparatus for Cooling One or More Power Devices
CN116545281B (zh) * 2023-05-06 2023-10-03 燕山大学 具有窄脉冲抑制能力的三相电流型pwm整流器调制算法
CN116345930B (zh) * 2023-05-31 2023-08-08 山东艾诺智能仪器有限公司 一种低共模干扰的交流电源及其调制方法

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2644255B2 (ja) 1988-03-03 1997-08-25 株式会社東芝 インバータの制御方法
JPH0382396A (ja) * 1989-08-23 1991-04-08 Mitsubishi Electric Corp パルス幅変調形インバータ装置
JP2522407B2 (ja) * 1989-09-14 1996-08-07 富士電機株式会社 パルス幅変調用パルス発生装置
JP3395920B2 (ja) * 1994-07-05 2003-04-14 株式会社デンソー インバータ制御装置
JP3812290B2 (ja) 2000-06-07 2006-08-23 三菱電機株式会社 電動機駆動用制御装置
US20060071627A1 (en) * 2002-03-28 2006-04-06 Ho Eddy Y Y Motor current reconstruction via DC bus current measurement
DE10297126T5 (de) * 2002-07-18 2004-07-29 Mitsubishi Denki K.K. Leistungswandler
KR101137576B1 (ko) * 2002-07-31 2012-04-19 에스엠씨 일렉트리칼 프로덕츠, 인크 중간 내지 고 전압의 3레벨 이상의 ａｃ 구동 인버터 브리지를 구동하는 저 전압 2레벨 6펄스 인덕션 모터 제어기
JP2004289985A (ja) 2003-03-25 2004-10-14 Matsushita Electric Ind Co Ltd モータ駆動用インバータ制御装置および空気調和機
JP4345015B2 (ja) * 2005-02-16 2009-10-14 株式会社デンソー インバータ制御方式
JP4643404B2 (ja) 2005-09-15 2011-03-02 三菱電機株式会社 インバータ制御装置

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2010200412A (ja) * 2009-02-23 2010-09-09 Fanuc Ltd Ｐｗｍ整流器
JP4616397B2 (ja) * 2009-02-23 2011-01-19 ファナック株式会社 Ｐｗｍ整流器
CN102647147A (zh) * 2011-12-26 2012-08-22 东方日立(成都)电控设备有限公司 一种自适应同步调制方法

Also Published As

Publication number Publication date
CN101647187A (zh) 2010-02-10
EP2148418A4 (en) 2010-11-03
TWI356577B (en) 2012-01-11
CN101647187B (zh) 2012-12-12
US8077491B2 (en) 2011-12-13
ES2385095T3 (es) 2012-07-18
TW200843317A (en) 2008-11-01
EP2148418A1 (en) 2010-01-27
EP2148418B1 (en) 2012-03-28
JPWO2008136072A1 (ja) 2010-07-29
ATE551770T1 (de) 2012-04-15
WO2008136072A1 (ja) 2008-11-13
HK1140318A1 (en) 2010-10-08
US20100110743A1 (en) 2010-05-06

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP4139852B1 (ja) インバータ制御装置
JP5866065B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP5304937B2 (ja) 電力変換装置
JP6695598B2 (ja) インバータ制御装置
JP5551833B2 (ja) 電力変換制御装置、電力変換制御方法、電動機および車両駆動システム
JP5996531B2 (ja) 交流変換回路
JPWO2011155013A1 (ja) 電力制御器の制御装置および制御方法
TW200924366A (en) Matrix converter
RU2628765C1 (ru) Аппаратура управления электродвигателя
JP5844006B1 (ja) 電力変換装置および車両駆動システム
WO2016195033A1 (ja) 回転電機制御装置
JP2020043719A (ja) モータ制御装置及びモータ制御方法
RU2677217C1 (ru) Устройство управления транспортным средством
JP2004304868A (ja) モーター制御装置
JP2006121877A (ja) モータ制御装置
JP6468082B2 (ja) 回転電機制御装置
JP2004023843A (ja) モータ制御装置
JP4893152B2 (ja) 交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法
JP4539192B2 (ja) 交流電動機の制御装置
JP5387019B2 (ja) 電力変換装置の制御方法
US11374505B2 (en) Inverter device for performing a power conversion operation to convert DC power to AC power
JP7361222B2 (ja) オープン巻線モータ駆動装置
JP2004056979A (ja) モーター制御装置
WO2021224976A1 (ja) 電力変換装置、及び、その制御方法
JP3580133B2 (ja) 電動機制御装置

Legal Events

Date Code Title Description
TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20080520

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20080609

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 4139852

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110613

Year of fee payment: 3

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120613

Year of fee payment: 4

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130613

Year of fee payment: 5

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

LAPS Cancellation because of no payment of annual fees