TWI356577B - Apparatus for controlling an inverter - Google Patents

Description

1356577 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係有關於用以控制驅動電動機等三相交流機哭 之反相器（inverter)的反相器控制裝置。 °° 【先前技術】 在具備反相器且由橋接連接之半導體元件部所構成之 反相器主電路中，係伴隨著PWM(Pulse Width

Modulation ;脈波寬度調變）之切換（switcMng)控制，而 在半導體元件部發生切換損失。另一方面，為了不致於因 該損失所引起的發熱而使半導體元件被破壞，而於反相器 主電路没置散熱片或風扇等之冷卻器。當考量用以提高反 相器製品的價值之小型化時，雖冷卻器有必要小型化，但 為了達成小型化’被要求減低切換損失。 此處’作為謀求切換損失減低之習知的控制方法 列舉下列方法： (1) 載波頻率（切換頻率）之減低 (2) 調變方法之改善 m由於當載波頻率過低時，有調變精確 度心化，且噪音位準變大等問題，故其減低程度有限。 文獻作為上述⑵之方法之—例，係有下述專利 之特微利文獻1之二相調變方式。該二相調變方式 =徵係在U、v、w相之切換控制當中，各相中之-相不 =換控制，僅進行剩餘二相的產 319272 5 1356577 此處’非專利文獻1係顯示二相調變方式的-個方法 之線路控制爾方式的動作波形（參閱該文獻之圖 ㈣電f控軸方式係利用在將三相交流機 ° 、載％，如旎維持該線路電壓，則在相電壓的選擇 *具^ 方式者’且在藉由該方式所產生之調變波 士例如，非專利文獻1之圖U.24係顯示於各u、v、w 目生地=置各週期之切換停止期間（㈣⑽μ 二J另一方面，在該停止期間藉由切換控制剩餘的二 相而產生之調變波形。 週期專利文獻1所示之觀波形，由於在各i/3 週』（120 )設置切換停止期間，故若為相同的载波 ^ΓΓ16Γ咖）條件，則相較於通常之三相削方式，於 大致將切換次數減低至2 b 失減低至2/3,且能達#有大致能將切換損 穿置入俨夕，、 纟主電路的冷卻器之小型化、以及 装置全體之小型化的優點。

此處，在由線路電壓控制P 當中，在各120。所言m她古方式所產生之調變波形 係切拉产+ 又 刀換停止期間的各端之時序中， 曲點、相’且在各相之調變波產生不連續之變 曲點，並增加不必要之切換。另 不運'只之- 示之調變心彡，非專利文獻1所 或最大值来相的切換係以载波之最+值 ::來進仃’而抑制不必要之切換的增加。 中係顯示在各，設，在專利文獻i 、彳T止期間的調變波之例。各 319272 6 1356577 6 0切換之方式相較於各12 〇。切換之方式，係具有調變波 為正負對稱，且構成反相器主電路之上下的元件之損失平 衡佳，且易於設計冷卻器之優點。 專利文獻1 :日本特開2〇〇卜352790號公報 非專利文獻1 :半導體電力變換電路（編輯件發行者·· 社團法人電氣學會，發售處：歐姆（〇ΗΜ)公司），ρρ 1如 【發明内容】 (發明所欲解決的課題） 此處，對在各60。設置如專利文獻1所示之切換停止 /間的調變波形’係考量附加如非專利文獻！所示之條件 =即停i切換之相的切換係以载波之最小值或最大值所 進仃的條件）之調變波 波週期和载波週期之二所示之調變 成60。間隔，且能㈣、π、T止期間㈣換時序會形 抑制不必要的切切換停止期間同步，而 期間SI門=調變波週期和載波週期的關係，有使停止 二:π平衡之情形。例如，當载波週期較㈣ .，提高調變波:頻=平=不明顯而影響較少，但當 、頻率時，會有2期減:切換損失而降低載 ，衡、在負載=二此，有在反相器輸出本身產生不平 性的損害變大產生不必要之脈動等之運轉特 本發明係有鐘於上述情形而研創者，其目的在於提供 319272 7 奶6577 種在使用二相調變方式的反相器控制裝置中，能控制停 止切換之相的切換在停止期間的不平衡狀態之反相器控 裝置。 (解決課題的手段） 為了解決上述課題並達成目的，本發明之反相器控制 裝置係具備：反相器主電路，係供應電力至三相負载；以 及PWM運异部，係將切換指令輸出至反相_主電路；其特 徵在於.則述PWM運算部係具備：調變波產生部，係產生 作，往前述反相器主電路的電壓指令值之調變波；載波產 生。P ’係產生成為前述切換指令的基準之載波；以及比較 =，係將前述調變波產生部所產生的調變波和前述載波產 部所^生的载波予以比較；前述簡運算部係在用以停 止構成前述反相器主電路之三相中之任意—相的切換之二 ==作時二㈣前述载波產生部，並將前述載波 的馨、赵；頻率又疋成則述調變波的頻率（調變波頻率） 的整數倍。 (發明的效果） ，據本發明之反相器控制裝置，由於在用以停止構成 反相态主電路的三相中之任音 备备士 思—相的切換之二相調變模式 動作時，將載波頻率設定成調& “吴' 忐如座丨产，. 頻率的整數倍，故可達 成抑制停止切換之相的切換在 效。 τ止J間的不平衡狀態之功 【實施方式】 以下’根據圖式詳細說明汰 況明本發明之反相器控制裝置之 319272 8 丄咖577 最=實施形態°此外，本發明並未限定於以下所示之實施 實施形態1. 弟1圖係顯示本發明之實施形態1之反相器控制裝置 .-的構成，且為顯示控制三相交流負載i之反相器控 ·、之一實施形態。 置 在第1圖中，實施形態！之反相器控制裝置係且傷. 反相器主電路2;PWM運算部5,係產生用以控制反相器主 響電路2之切換模式（swi tching pattern);以及電壓向量產 生部4’係產生往PWM運算部5 <電塵指令值。反相哭主 電路2係構成將反向並聯連接切換元件和二極體之開關部 (Su、Sv、Sw、Sx、Sy、Sz)予以串聯成上下2電路連接之 一對開關部且將各-對開關部並聯成三相連接之橋接電 ，該反相器主電路2之直流端子係例如連接有電池或電 今器之直机電源部3 ’且其交流端子例如連接有感應電動 同步電動機等之二相交流電動機、或配電系統之輸入 端等之二相父流負載】。反相器主電路2係根據剛運算 ^ 5所產生之切換指令而驅動，據此將由直流電源部3所 〜2應之直流電力予以變換成可變振幅、可變頻率之三相交 抓電力’並供應至二相交流負載i。另外，若將上述構成 應用於電動車輛時，三相交流負载1、反相器主電路2'以 及直流電源部3係構成電動車輛之驅動部，而電壓向量產 生部4以及PWM運算部5係構成電動車輛之控制部。 接著針對構成反相器控制裝置之各部分的功能加以說 319272 1356577 。在第1圖中，反相器控制裝置係具傷 # 4.以及PWM運算部5，且p蘭運算 °里產 模式逡煜邱〗η π构★立L 係進而具備調變 式…1〇、調變波產生部u、載波產生 :匕較部13所構成。電墨向量產生部4係將施加二

=載1之電壓指令值作成電相位角指令、7料rL 々、以及㈣振幅指令等之形態而輸出至pwm運算2。 PW運算部5之調變模式選擇部1() # ,A 係利用來自電壓向量產 生。P 4的電壓指令值之相關資訊中至少^以上的資訊， 並判定/選擇調變上最佳之二相調變模式選擇信號、載波 问步杈式選擇指令’且將所選擇㈣些指令或信號中的二 相D周變杈式選擇信號輸出至調變波產生部丨卜並將载波同 步模式選擇指令輸出至載波產生部12。載波產生部12係 根據調變模式選擇部10所輸入之載波同步模式選擇指 令、以及電壓向量產生部4所輸入之電壓相位角指令而決 定载波之頻率、相位，例如產生三角波之載波而輸出至比 較部13,並產生調變波的產生上所必需之載波頂點時序信 唬而輸出至調變波產生部11。調變波產生部丨丨係根據來 自電壓向量產生部4之電壓指令值、直流電源部3之輸出 電壓值、以及來自載波產生部12之載波頂點時序信號，產 生三相份之調變波’並將所產生之調變波輸出至比較部 13 °比較部13係將載波產生部12所輸入之載波、以及調 變波產生部11所輸入之調變波予以比較，並決定相應於該 比較結果之切換模式而輸出至反相器主電路2。另外，調 變波產生部11和載波產生部12之細部構成雖分別具有第 10 319272 =第3圖所示之各構成部，但關於該 併入Μ下之動作說明中來加以說明。 的動：力!參f第2至14圖的各圖式，針對反相器控制裝置 作。如上^明。百先，言兒明有闕於調變波產生部Π的動 直产電二了根據來自電屢向量產生部4之電塵指令值、 波之輸帽值、以及來自载波產生部12之載 如下之:式產生二相份之調變波，但該處理係根據 a u a vJ a w* sin( Θ ) sin(<9 -2tt/3) sin( 0 — 4 π / 3) α = m/(EFC/2卜 2 · m/EFC ...(式 〇 a a a (式 2a) (式 2b) (式 2c) 此處’根據調變模式選擇部 :示::出相應於二相調變之調變波，另外，以T二 期:之例34專利文獻1等亦顯示之各6G。設置有切換停4 aU〜U’h2Ph ·..(式⑷ aV:aV，+，h ...(^ 3b) aWf’ + a2ph ...(式 3c) η 1 一方面’根據調變模式選擇邹10而不選擇二相铜 因此，進= 調變波(以下稱為「三相調變波」) U此進仃如下之選擇處理。 (X U= (X U* a v = ·..(式 4a) aV ·.·(式 4b) 319272 11 1356577 …（式 4c) 此處’上述（式1)至（式4c)之各記號的意義如下。 α :調變率 丨VI :電壓振幅指令值 β :電塵相位角指令值 EFC :直流電源部電堡 a u，、α V，、α w，·’三相調變波 a 、a v、a w :二相調變波 a 2ph :調變波附加信號 上述（式1)至（式4c)之各處理係分別於第2圖所示之 各構成部進行。具體而言，調變率產生部15係進行（式厂 之處理，三相調變波產生部16係進行（式如至（式之 處理’調變波附加信號產生部17、加法器18、以及二相調 ^三相調變切換部19係進行（式糾至（式3〇及（式 至（式4c)之處理。 此外，a 2ph係根據如筮β同私—> 弟圖所不之調變波的相位角 以及載波產生部12所輪屮夕若分< tew β鞠出之载波的頂點時序信號而決定 之函數。.在第6圖中，作主l . . 乍為a2Ph而選擇之（1)至（6)的$ 號’δ 0為在正向增加之旋辕 奴轉方向時，則以0)^(2)-^(: —()—(5)— (6)之順序而選擇，合 轉方向時，則以⑹D二J為住負向減少之反; 選m “ 卜⑶―⑵—⑴之順序f &擇另外’各期間原則上雖斟庙认々 伯、悪梦5抑# 雖對應於各調變波相位角60。 至鄰接之期間的時序 產生之載波的頂點。 田戰波產生σΜ2所 319272 12 1356577 另外，由於直流電源部電壓值EFC通常大致為固定 值，故本實施形態係形成在調變波產生部n的内部設定作 為固定值之形態。然而，從提升反相器主電路2之輸出電 麗的控制精確度之觀點而言，當然亦可於直流電源部3設 置電愿感測器，並將直流電源電壓之量測結果輸入至調變 波產生部11，且使用於上述（式1：)之EFC中。 接著以第3圖為中心來說明有關於載波產生部12的動 作:載波產生部12係具備有载波切換時序信號輸出器4卜 :波相位角算出器42、以及三角波產生器Μ。载波切換時 縣號輸出H 41絲_變模式選擇部所輸 同步模切擇指令、《及錢向量產生部4所輸人之^壓皮 目：”產生後述之切換時序信號，並輸出至載波相 42。載波相位角算出器42係根據載波同步模 = 電屡相位角指令、以及來自載波切換時抑 =出器41之切換時序信號，將表示載波的頂點之時料 ^ =頂點時序信號）回授至载波切換時序信號輪出器 載波：二？變波產生部U。三角波產生器43係根據 ΐ “出器42所輸入之載波的頻率以及相位角的 貧^而產生二角波之載波，並輸出至比較部13。 =，所謂調變模式選擇部1〇所輸出之載波同步模式 :據二；二指指定載波和調變波的關係之信號，例如， 所示之代碼表。另外，在此後的說明中，將 载波頻率略記4fe，將調變波㈣略記為finv。 ’ 在第7圖中，例如考量輸入代碼N〇 5作為载波同步模 319272 13 :::心令之情形。此時，使用载波相位 如下：之運算，俾使成為同步9脈 :/進- 心=ku〔峋〕…(二 其 t ’ k= fc/finv== 9。 -角波產生器43係根據(式5a) θ<3而產生期堃沾#、士 π 出的载波相位角 步9脈ST::外，第4圖係顯示所算出之同 心和實r::二—例。第δ圖係顯示載波相位角 “和貫際之载波波形的關係。在第 所示之區間係成為選擇調變波附加信二= 間。例如’在第_，期心調:= 號 a 2ph = + 1 - α u，，由卜 f r τ u…，一，+(二二二^ 成導通_狀態，且形成開關二:切換信號常時形 二5在)Γ圖中，選擇代碼N。·1至6之載波同步模 式时（式5a)中之k係使用第7圖所示uc/finv之值。 此外，（式5a)雖係表示θ =0。❹Ck9〇e之設定，但該 相位：設定係示意第6圖所示之二相調變的波形切換點成' 為載波的頂點時序。因此，例如未使用二相調變時，由考 量實，的反相器主電路的輸出電壓之高譜波的分佈等之觀 點而& ’亦可為其他的相位差設定。 另一方面，在第7圖中，選擇代碼Ν〇· 〇之非同步模式 時，載波和調變波係作成非同步，而由下式算出即可。 β c=360 · fc · t + θ init〔 deg〕 .·.（式 5b) 其中’ t係非同步模式被選擇之後的時間，θ 319272 14 1-350577 初期設定相位角。 接著參照第9圖來說明改變截淡因牛rc 之载波算出運算的切換處^ 果式選擇指令時 =抑制PWM調變的不連續產生，切換載波之時序， 換前後的載波均成為頂點之時序，且無須極力 脈衝m不相點。例如，在同步9脈衝模式和同步12 位条二相互的载波的頂點為一致之時序，係電壓相 位角指令θ為〇。或360。的時序中的任一 ^相 ’憶該時序於載波切換時序信號輸出器換預先把 =二外第7圖+的代瑪…至5之==的=換 器4厂丨间樣預先异出並記憶於載波切換時序信號輸出 载波切換時序信號輪出器41係 選擇指令時，一邊龄㈣心… 又減门步模式 切料角指令θ ’-邊以θ成為 =71時序將切換時序信號輪出至載波相位角算 二=。載波相位角算出器42係於改變載波同步模式選 之時點’不進行(式5a)之係數k的切換而繼續進行 :二二::入切換時序信號之時點，將係心切換成相 應於載波冏步模式選擇指令之值。 =-方面’非同步模式和同步模式之間的切換處理成 於載波同步模式選擇指m?圖說明有關 ^ 7攸同步杈式切換成非同步模式之 二二t ’Λ ^圖係用以說明從同步21 p模式切換成非 μ步杈式之切換處理。 319272 15 1356577 ，波切換時序信號輸出器41係於輸人㈣波相㈣ 出态42所輸出的載波頂點時序 ^ „ 町汁乜唬的時點輸出切換時 序^，而載波相位角算出器42係根據（式⑻之運管而 切換成（式5b)之非同步模式的運管。 # 載波的頂點能達成一致，、“系將輸二。有、:而’為了使前述之 V, π ^ . ^有切換時序信號之時 二：成OUrnt係於载波頂點時序信號產生 W之載波為下限頂點時則設定為―9〇〔㈣，為上 點時則設定為+ 90〔 deg〕。 义頁 第U圖說明載波同步模式選擇指令從非同 V換式切換成同步模式之情形H第 從非同步模式切換成同步抑模式之切換處理Γ 5兄月

該情形時，由於電麗相位角指令Θ和 係從非同步狀態移轉成同步之狀熊 角C 角指令β作成連續信號而一邊: 、將電屋相位 不連續點。為了將該切換時之，: = 於载波側產生 二=，裁波切換時序信號輸出器41係於預定= 及許為載波的頂點之繼位角條件❼、以 ’並於以下的2個條件均成立之時 將切換時序信號輸出至载波相位角算出器42。才序 )輸入有载波頂點時序信號之時序 例lu電壓相位角指令6>和β P的差異在△ 61以内 立，且”定為較大時，模式切換的條件較易成 立，且能迅速地切換，另一士二, 丁乎乂约成 較易變大，且車Α易吝 ，®波變成不連續之幅度 且叙易產生調變誤差、以及伴隨著調變誤差而 319272 16 1356577 ‘致之反相态輪出之電流震動。相反地，將△0設定為較 •小時雖不產生載波不連續所導致之各種震動，但根據調 艾波頻率條件’有模式切換的許可條件難以成立，且於切 換時產生遲緩之情形。另外，此等係折衷（加de_Qff)之關 •係，以因應實際的運用而作調整、設定為佳。 - 以上述方式所產生之調變波和載波係從載波產生部 12輸出至比較部13。比較部〗3係決定相應於調變波和載 波的比較結果之切換模式而輸出至反相器主電路2。 ί 具體而言則如下述。 (a) a u>載波時，Su〇J相上分度弧（limb))導通，Sx(u 相下分度弧）不導通 (b) a u〈載波時，Su(U相上分度弧）不導通，Sx(u 相下分度弧）導通 (C) α V〉載波時，Sv(v相上分度弧）導通，Sy(v相下 分度弧）不導通 | (d) αν〈載波時，Sv(V相上分度弧）不導通，Sy(v 相下分度弧）導通 (e) aw>載波時，Sw(W相上分度弧）導通，Sz(w相下 分度弧）不導通 (〇 a w<載波時’ Sw(W相上分度弧）不導通，sz(w 相下分度弧）導通 第4圖的下段部係表示反相器主電路之^相電壓輸出 例。藉由該-系列的處理所產生之切換模式來驅動反 目器主電路2 ’藉此可控制各分度弧之輸出電壓的脈衝寬 319272 17 ι^δ577 幅’且使施加至三相交流自丧1 於電壓向量產生部4輪出：二壓的基本波成份追隨 吓袍出之電壓指令值。 此外’實施形態1係於铜栏 調變模式之"* ,/ 式選擇部10為選擇二相 載皮以播恭Γ ^ ’當调變波頻率超過預定之值時，設定 載/使載波頻率成為調變波頻率的整數倍。藉由該處 理，即使在载波週期盔法十八 9 ^ 下，亦不會產生調變;:相波週期的運轉條件 --^ . 不千衡或不必要之電力脈動，而 月匕私疋地控制。詳細說明如下。 蓋生顯示實施形態1之載波頻率的設定例。載波 邛12係輪入有調變模式選擇部1〇 模式選擇指令和來自雷颅a曰★ 吓、弹之戟波R步 轉頻紗Λ 量產生部4之電壓指令值（運

Si 定根據第12圖的波封(_一)之傳 步握」圖中，例如Πην=50Ηζ以下時，作為非 ^ 、工’且設定為fc= 750Hz。亦即，在該運轉區域中， 载波料和調變波頻率並非—定為整數倍的關係。 另-方面’為了在finv=5〇Hz以上之運轉區域中，使 、將fc同步於finv之同步模式，且將^限制於 =下俾使切換損失不超越主電路的冷卻性能，*根據⑽ 二刀換fc。例如，第13圖係顯示fc/finv= i5(同步up 拉式）時之調變波和載波之波形圖，第14圖係顯示fc/ f/nv=l2(同步12p模式）時之調變波和載波之波形圖。和 第4圖（fc/finv=9:同步9p模式）時相同，載波和調變 θ同步確立，並維持各6 〇之對稱性，且各相之切換次數 ^L· 士句——· 〇 319272 18 丄 〇：)0：)/7 力頃Ί更 卜卜 調，弟5圖係顯示使用習知技術所產生之二相 波形，、铲^列，相對於各6〇。設置有切換停止期間之調變 最大值^進加有停止切換之相的切換為以載波的最小值或 知的調變二=調變波和載波。在第5圖所示之習 # « # ^ ^ ^ 有產生切換停止期間之相不平衡，且因 虞。^ ^轉矩的脈動等而導致運轉特性的惡化之 w, 面在第4、13、14圖所示之實施形態1的波 :例二’:叫5圖的切換停止期間之相不平衡的產 防止運轉特性=電流脈動或轉矩的脈動，且能

St:明’依據實施形態1的反相器控制裝置，在 預定值之條件變模式時，以調變頻率超過 敕 :Λ °又疋载波俾使載波頻率變成調變波頻率的 之運韓体2即使在載波週期無法十分小於調變波頻率 要=:::亦;獲得不會產生調變之相不平衡或不必 ^ 且月巨進行穩定控制之效果。 實施形態2. —截^實知形恐1中’當調變波頻率超過預定之值時，設 U皁使載波頻率變成調變波頻率的整數倍，藉此抑制 调變之相不平衡或不必要之電力脈動的發生。另一方面， 使用^此之方法時’亦有在載波頻率之切換時序中發生 主二路2或三相交流負載1所產生之噪音(主要為磁 切換’而不適用於重視低噪音之反相器的用途之情 319272 19 ，。以下所示之實施形態2係顯示重視這種低噪音之反相 盗的較佳實施形態。 第15圖係顯示實施形態2之載波頻率的設定例。在第 圖中命J如在# 15圖的（A)區域中，係適當地選擇二相 調變模式，並維持如下之條件而隨時進行傳送波頻率卜 之切換。 〈條件1> fc/finv=整數，且為3的倍數 〈條件2 >切換時間間隔係調變波之i週期份以上 〈條件3>切換時間間隔係例如〇1秒以下 〈條件4>載波頻率化之每一時間&的平均值（fc— ave)係狀值以下（Tc。：主電路的冷卻裝置之時間常 數） 〈條件5> fc/f inv= 3日專，i{玄上田、山 ^ 守將调變波回復到通常的調 邊波（三相調變波） 第16圖係顯示進行載波頻率的的切換時之—例，亦為 「顯示載波頻率的設定值wfinv)的時間分佈。以調變 波的1週期單位而著眼於調變波/载波時，根據〈條件b 和〈條件2> ，能維持和實施形態一相同的功效，且能抑制 調變之相不平衡狀態。另—方面’根據〈條件3>，能以較 人類的感覺更十分短之時間間隔來進行主電路音之切換， 且能減低人類的聽覺所感受之切換音、或載波本身的噪音。 另外’ <條件4>係用以使主電路損失不會超過主電ς 之冷卻裝置的冷卻能力之管理的條件。例如，管理載波頻 率fc的切換、以及fc/finv之各設定值的時間分佈俾使 319272 20 1356577 % 載波頻率fc的平均值（fc—2ph—ave)成為預先設定的預 ^定值以下，藉此，能將主電路之切換損失之平均值減低至 .預定值以下。另外，為了該目的，時間平均值之fc—2ph__ ' ave係以定義為主電路之每一熱時間常數Tco之時間平均 ，·.值為佳。此外，在管理載波頻率fc的切換以及fc/finv 之各設定值的時間分佈時，以留意因過度地超過冷卻器的 冷卻性能而產生主電路損失的期間不會超過冷卻器的熱時 間常數為佳。 • 此外，〈條件5>係進行藉由〈條件4>而將載波頻率fc 設成fc—2ph—ave以下之處置時，產生選擇更小的化/ finv的期間之情形時之限制事項。具體而言，當 3 (亦即3脈衝模式）時’將調變波作成通常的三相調變波 (參考上述（式2a)至（式2c))。此係由於如實施形態i之第 t圖、第6圖所示，一般之二相調變之調變波形係以6〇。 單位來進行波形切換，所以最低亦必須以fc/finv > 6 籲=以對應之故。一般而言，由於3脈衝模式係切換次數十 分少，故當三相負載的電流條件為相同時，因= 9時等之二相調變時而導致主電路損失增大之情形，通常 可視為沒有。 第17圖係用以一邊維持並一邊運轉上述〈條件丨〉至 〈條件5>之調變模式選擇部1〇a的構成例。在第17圖中， 調變模式選擇部10a係根據電壓指令值之頻率及調變率之 中至少1個作為指示是否選擇通常調變和二相調變之哪— 方的調變模式選擇信號而輸出至調變波產生部u。 319272 21 1356577 載波表格21係預先設定前述第15圖所示之調變波頻 '率finV和載波頻率fc的關係，並合併設定二相調變中的 .運轉頻率最低值（finv_min)、運轉頻率最大值^丨心― max)、以及載波頻率平均值（fc—2的—ave)。另外，^轉 頻率最低值finv—min和運轉頻率最大值finv—max係如 .圖15所不之適用二相調變之運轉區域的調變波頻率之下 限值和上限值，而載波頻率平均值fc—2ph—讚則如前 此處，凋邊模式選擇部10a係當從電壓向量產生部4 所輸入之電璧指令值的頻率為finv—心和―一贿之 間時’對調變波產生部n輸出二相調變模式指令作為調變 核式選擇信號。調變波產生部n係根據（式⑷至（式2〇、 以及（式3a)至（式3c)來進行調變波的運算。然而，如下 =通=3脈衝模式的頻率作為载波頻率指令時，則輪 支模式指令作為調變模式選擇信號。此外，此時 之運=式係使用（式2a)至（式2c)、以及（式⑷至（式4〇。 下述=輸出至載波產生部12之載波頻率指令係如 、 ）至（3) ’經由fc/f inv選擇部22、採用84 間比率算屮卹9Q 、，„ ^ 1 林用時 。3、以及载波頻率分配部24而輸出。 f (1)在fc/flnv選擇部22,根據二相調變載波平均值 實際選擇輸出之3,選擇2個以上之 係和實施形態一相Π :之比的候補。作為職V， 大者中選擇H1〉之3的倍數，且值從較 —Ph〜ave/finv接近的3個作為a、b、c。 319272 22 l356577 例如 ’ fc一2ph—ave= 900〔 Hz〕、finw「u 0 u 〔 Hz〕時，f 2ph—ave/finv= 16. 36,而選擇（a、b — w〜·15、12) 0 (2)—邊適當地切換（a、b、c)， w , 透在採用時間比牽

异出部23以下式決定a、b、c的採用時間比率X

Xc’俾使〈條件4>之載波頻率fc的平均成 a Xb、

Xb=0.3 Uh) —ave。

Xa=〔（fc—2ph—ave/finv) —Xb · (b—m 、u C卜 c〕/ (a—c) (式 6b)

Xc=l-Xa-Xb (式 6c) 、其中，上述（式6a)至（式6c)係由如下之前提（式7 (式7b)而導出。首先，由於^处士係為採用時間比 率’故其總和為1。亦即，

Xa + Xb+Xc=l (式 7a)。 此外，為使fc的平均值成為fc—2ph—ave，而以 用時間比率Xa、Xb、XC選擇a、b、c作為fc/f .， 則下式成立。 a-finv.Xa+b.finv.Xb+c.finv.Xc=fc^ aVe (式 7b) 由於在決定採用時間比率Xa、Xb、Xc^，除了（式 7a)(式7b)以外尚有一點自由度，故如式仏，例如將最接 近fc—2ph—ave/finv之b的採用率Xb指定為3⑽，藉 此而能決定Xa、Xc。此等之運算係以預定時間(例如數^ ^右）間隔來貝把’並更新其結果而輸出至載波頻率分配部 319272 23 1356577 ⑶根據採用時間比率Xa、Xb、Xc而分配設定3種類 之:c/f⑽的設定值。具體而言，為了使〈條件3〉成立而 盡篁設定成相㈣fc/finv;相鄰接，且^ 了使〈條件 成立而設定成以調變波之i週期單位來切換載波，藉此將 载波頻率指令輸出至载波產生部12。另外，第]6圖係設 定成選擇（3、卜〇 = (15、12、9)時之^ = 4:3: 4之例。 如以上之說明，依據實施形態2之反相器控制裝置， 在調變模式選擇部中，本 以脊葡.、古m *… 擇一相調變模式時，設定載波 ”、率成為調變波頻率的整數倍，藉此，即使在載 波週期的運轉條件下，除了能獲 行穩衡或不必要之電力脈動，而能進 換；：生：：：效果之外’亦能獲得抑制在載波頻率的切 111二時^ 之功效。9 #為振音）之切換音，而有助於低噪音化 (產業上的可利用性） 之相二2之，明之反相器控制裝置係能抑制停止切換 r _ 、 τ止期間的不平衡狀態之有效發明。 【圖式簡單說明】 的構=圖係顯示本發明之實施形態1之反相器控制袭置 工2圖係-不第1圖所示之調變波產生部的構成。 3圖係顯不第1圖所示之載波產生部的構成。 319272 24 第4圖# , 式的三角波：:: 波產生器所產生之同步9脈衝模 例。第5圖係顯示使用習知技術所產生之二相調變的波形 相位离·^係1不用以算出相應於進行二相調變時的調變 相位角之§周變波 第7 ^ J门文及附加k唬（a2ph)的選擇式。 、g媒扣人：、員示由調逢模式選擇部所輸出之載波同步模 式逬弹扣令之一例。 、 J圖係顯不载波波形和截波相位角的關係。 載波顯示有關於改變載波同步模式選擇指令時之 载波开出運异的切換處理之一例（同步12 模式）。 ^ yr 、第^圖係顯*有關於改變載波同步模式選擇指令時 之載波算出運算的切換處理之一例（同步21p模式 步模式）。 第11圖係顯示有關於改變載波同步模式選擇指令時 之載波算出運算的切換處理之一例（非同步模式—同步 21P模式）。 苐12圖係顯示貫施形態1之載波頻率的設定例。 第13圖係顯示fc/finv= 15(同步15P模式）時之古周 變波和載波之波形圖。 第14圖係顯示f c/ f i nv = 12 (同步12P模式）時之古周 變波和載波之波形圖。 第15圖係顯示貫施形怨2之載波頻率的設定例。 319272 25 1356577 第16圖係顯示進行載波頻率的的切換時之波形例。 第17圖係顯示實施形態2之調變模式選擇部的構成 - 例。 2 反相主電路 4 電壓向量產生部 10、10a調變模式選擇部 12 載波產生部 15 調變率產生部 【主要元件符號說明 .·. 1 三相交流負載 -3 直流電源部 5 PWM運算部 11 調變波產生部 鲁13 比較部 16 三相調變波產生部 17 調變波附加信號產生部 18 加法器 19 三相調變切換部 21 載波表格 22 f c/ f inv選擇部 23 採用時間比率算出部 24 載波頻率分配部 41 載波切換時序信號輸出器 42 載波相位角算出器 43 三角波產生器 26 319272

Claims (1)

1. τ、申請專利範圍： 種反相斋控制裝置，係具備有：反相器主電路，係供 應電力至三相負載；以及PWM運算部，係將切換指令輪 出至反相器主電路；其特徵在於： 前述PWM運算部係具備： 調變波產生部，係產生作為往前述反相器主電路的 電壓指令值之調變波； 載波產生部，係產生成為前述切換指令的基準之載 波；以及 二比較部，係將前述調變波產生部所產生的調變波和 月y述載波產生部所產生的載波予以比較； ^刖述PWM運算部係在1以停告構成前述反相器主 電路之二相中任意一相的切換之二相調變模式動作 時控制m述載波產生部，並將前述載波的頻率（载波 頻率）设定成前述調變波的頻率（調變波頻率）的 倍。 2·如申請專利範圍第1項之反相器控制裝置，其中， 别述PWM運算部係在前述二相調變模式動作時，者 形成前述調變波頻率超過預先設定的預定值之條件田 時，將前述載波頻率設成前述調變波頻率的整數倍。 3·如申請專利範圍第1頊赤楚 ° 乐項或弟2項之反相器控制裝置，其 前述PWM運算部係'真收& 係邊將則述載波頻率保持前诚 調變波頻率的整數件之後处 , 行則逃 °之條件，一邊以調變波之1週期έ 319272 27 化·間單位來切換前述載波頻率和前述調變波頻率之比。 如申請專利範圍第1項或第2項之反相器控制裝置，其 中， 月Ά PWM運算部係設定載波頻率俾使前述反相哭 :電：之冷卻器的各時間常數之载波頻率的時間平;; 超過由該反相器主電路之冷卻器的冷卻財戶斤 決定之載波頻率的上限值。 b斤 319272 28