JP2015177608A - 系統連系インバータ装置、および、分散型電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】 エネルギー源と地面との間に発生する接地容量を介して流れる同相電流および、高周波ノイズの少ない系統連系インバータ装置を提供する。【解決手段】 ブリッジ回路とフィルタ回路と前記ブリッジ回路を制御する制御手段とを有し、直流電源から得た電力を前記ブリッジ回路、前記フィルタ回路の順に介して商用系統に供給するための系統連系インバータ装置において、前記ブリッジ回路は複数のスイッチからなり、前記制御手段は、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧に、前記商用系統の全波整流波形と相似な波形が重畳するように前記スイッチを制御するモード１と、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧が概略直流となるように前記スイッチを制御するモード２とを有することを特徴とする系統連系インバータ装置。【選択図】 図１

Description

本発明は、系統連系インバータ装置に関し、特に漏洩電流およびノイズを低減するものに関する。

近年、燃料電池や太陽電池パネルなどをエネルギー源とした分散型電源システムが普及してきている。一般に分散型電源システムには、エネルギー源から得た直流電力を商用系統に供給できるように交流電力に変換する系統連系インバータ装置が具備される。この系統連系インバータ装置の電力変換効率の向上やノイズの低減を目的とし、装置内における半導体素子のスイッチング方法に関して、様々な技術が提案されている。

特許文献１には、商用系統を流れる電流の歪を抑える制御モード１と、スイッチングによる半導体の損失を低減する制御モード２とを有する系統連系インバータ装置が開示されている。

ＷＯ２０１２１５３３６８Ａ号公報

分散型電源システムの構成例を図８に示す。系統連系インバータ装置２は、エネルギー源である太陽電池パネル１０で発電した直流電力を交流電力に変換し、漏電ブレーカ１３を介して商用系統１１に電力を供給する。１２は太陽電池パネルを固定する設置架台、３０は太陽電池パネルと設置架台１２との間に形成される接地容量である。設置架台１２、商用系統１１の中性点Ｏは、それぞれ、接地手段１４、接地手段１５によって地面に電気的に接地されている。

図８において、特許文献１の技術を適用すると、太陽電池パネルの接地容量が原因となり、商用系統１１から漏電ブレーカ１３、系統連系インバータ装置２、太陽電池パネル１０、接地容量３０、設置架台１２を介して電流が流れる場合がある。ここでは、この電流を同相電流と定義する。一方、漏電ブレーカ１３が、同相電流を系統連系インバータ装置内で発生した漏洩電流であると誤検知すると、本来遮断する必要はないのに遮断してしまい、太陽電池パネル１０で発電した電力を売電できなくなる虞がある。

本発明の目的は、エネルギー源と地面との間に発生する接地容量を介して流れる同相電流および高周波ノイズが少ない系統連系インバータ装置を提供することで、漏電ブレーカ誤動作を原因とする売電量の減少を防止することにある。

ブリッジ回路とフィルタ回路と前記ブリッジ回路を制御する制御手段とを有し、直流電源から得た電力を前記ブリッジ回路、前記フィルタ回路の順に介して商用系統に供給するための系統連系インバータ装置において、前記ブリッジ回路は複数のスイッチからなり、前記制御手段は、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧に、前記商用系統の全波整流波形と相似な波形が重畳するように前記スイッチを制御するモード１と、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧が概略直流となるように前記スイッチを制御するモード２とを有する。

エネルギー源と地面との間に発生する接地容量を介して流れる同相電流および、高周波ノイズの少ない系統連系インバータ装置を提供できる。

一実施例の系統連系インバータ装置の構成図である。 本実施例の比較対象１の動作波形図である。 本実施例の比較対象２の動作波形図である。 比較対象２の動作波形図の拡大図である。 本実施例の動作波形図である。 本実施例における商用系統の中性点と太陽電池パネルとの間に発生する交流電圧の計算結果例である。 本実施における同相電流の計算結果例である。 分散型電源システムの構成例である。

図１〜図７を用いて、本発明の実施例を説明する。なお、図１は本実施例の系統連系インバータ装置１の回路構成図、図２〜４は本実施例の比較対象の動作波形図、図５は本実施例の動作波形図、図６は商用系統の中性点と太陽電池パネルとの間に発生する交流電圧の計算結果例、図７は同相電流の計算結果例である。

本実施例の構成を説明する。図１において、１０は太陽電池パネル、１は系統連系インバータ装置、８０はコンバータ部、９０はインバータ部、１１は商用系統である。２０〜２４はスイッチング素子、２５はダイオード、３１、３２はコンデンサ、４０〜４２はインダクタ、５０、５１はＥＭＣフィルタ、６０〜６３は電流センサ、１００は制御手段、１０１は同相電流検出手段である。なお、スイッチング素子２０〜２４の両端には、それぞれダイオードが逆並列に接続されている。本実施例では、スイッチング素子２０〜２３にはＩＧＢＴを、２４にはＭＯＳＦＥＴを用いているが、それに限定するものではない。

コンバータ部８０の回路の接続を説明する。太陽電池パネル１０の両端には、電流センサ６０、ＥＭＣフィルタ５０、電流センサ６２を介して、インダクタ４０とスイッチング素子２４の直列接続体が接続される。スイッチング素子２４の両端には、ダイオード２５とコンデンサ３１の直列接続体が接続される。スイッチング素子２４の制御端子であるゲート端子およびソース端子は、制御手段１００に接続される。

コンバータ部８０の入力は太陽電池パネル１０と接続される側であり、出力はコンデンサ３１の両端である。太陽電池１０の電圧ＶｐｖはＥＭＣフィルタ５０を介し、太陽電池パネル１０の電流量情報は電流センサ６２によって制御手段１００に伝達される。同様にコンデンサ３１の電圧Ｖｐｎも制御手段１００に伝達される。説明の便宜上、コンバータ部８０と太陽電池パネル１０の正側との接続線をＰ１、負側との接続線をＮ１、コンデンサ３１の正側をＰ２、負側をＮ２とする。

インバータ部９０の回路の接続を説明する。コンバータ部８０の出力となるコンデンサ３１の両端に、スイッチング素子２０（第１のスイッチ）と２１（第２のスイッチ）との直列接続体およびスイッチング素子２２（第３のスイッチ）と２３（第４のスイッチ）との直列接続体が接続される。なお、コンデンサ３１の両端には直流電圧が印加されており、インバータ部９０からみるとコンデンサ３１は直流電源と等価となる。スイッチング素子２０と２１との接続点と、スイッチング素子２２と２３との接続点とには、インダクタ４１とコンデンサ３２とインダクタ４２との直列接続体が、電流センサ６３を介して接続される。コンデンサ３２の両端がＥＭＣフィルタ５１と電流センサ６１を介して商用系統１１のＵ相およびＶ相に接続される。スイッチング素子２０〜２２のそれぞれのゲートは制御手段１００に接続される。

インバータ部９０の入力端はコンデンサ３１への接続線であるＰ２、Ｎ２である。出力端はコンデンサ３２からＥＭＣフィルタ５１の商用系統１１側である。商用系統１１の電圧値は、ＥＭＣフィルタ５１を介し、インダクタ４２の電流値は電流センサ６３を介して制御手段１００に伝達される。なお、説明の便宜上、商用系統１１の中性点ＯのＥＭＣフィルタ５１を介した個所を点Ｑとする。

前述のスイッチング素子２０〜２３はコンバータ部８０から伝達される直流電力を交流のパルス電力に変換するブリッジ回路を形成する。前記ブリッジ回路の出力端は、第１のスイッチ２０と第２のスイッチ２１との接続点と、第３のスイッチ２２と第４のスイッチ２３との接続点である。ここで、第１のスイッチ２０と第４のスイッチ２３、第２のスイッチ２１と第３のスイッチ２２は、回路上においてそれぞれ対角に位置する。対角に位置したスイッチの双方がオン状態のときに、前記ブリッジ回路からパルス電力が出力される。また、インダクタ４１、コンデンサ３２、インダクタ４２は、前記ブリッジ回路から出力された交流のパルス電力を平滑して商用系統へ出力するフィルタ回路を構成する。前記フィルタ回路の入力端は、インダクタ４１とコンデンサ３２とインダクタ４２で構成された直列接続体の両端であり、出力端はコンデンサ３２の両端である。

制御手段１００について説明する。制御手段１００は、太陽電池パネル１０から発電可能な最大の電力を取得するように、スイッチング素子２４におけるゲート電圧のパルスの時間幅を制御（これをＰＷＭ制御という）する。また、コンバータ部８０から入力された直流電流電力を交流電力に変換するとともに、正側の接続線Ｐ２と負側の接続線Ｎ２間の電圧Ｖｐｎを所望の電圧に保ちつつ、交流電力を商用系統１１に出力するよう、スイッチング素子２０〜２３をＰＷＭ制御する。

さらに制御手段１００には、本実施例に関わる同相電流検出手段１０１を備える。同相電流検出手段１０１には、電流センサ６０、６１が接続され、太陽電池１０の接地容量が原因で発生する同相電流の値を検出または推定する機能がある。制御手段１００は、スイッチング素子２０〜２３に対して複数のスイッチングパターンを有し、同相電流検出手段１０１から同相電流値を受け取り、それが所望の値になるように前記複数のスイッチングパターンの切替え動作を行う。

これ以降、本実施例の動作について説明する。まず、本実施例の作用・効果を明確にするための比較対象として、本実施例に関わる同相電流検出手段を使用せず、前記複数のスイッチングパターンの切り替え動作を行わない２つの比較対象例を説明する。

図２に、系統連系インバータ装置１に第１比較対象のスイッチングパターンを適用した場合の動作波形を示す。これは前述の特許文献１のスイッチングパターンに相当する。図１と２を見ながら、動作波形を説明する。Ｖａｃは商用系統１１の電圧、Ｖｇ（２０）〜Ｖｇ（２３）はそれぞれスイッチング素子２０〜２３のゲート電圧である。Ｖｉｎｖは、スイッチング素子２０〜２３で構成されたブリッジ回路の出力電圧である。Ｖｎｑは点Ｑ―接続線Ｎ２間の電圧、Ｖｎｏは中性点Ｏから太陽電池パネル１０の負側の接続線Ｎ１間の電圧である。なお、図２の横軸は時間である。

Ｖａｃが正の半周期のときは、Ｖｇ（２０）は連続的にオンであり、Ｖｇ（２１）は連続的にオフである。そして、Ｖｇ（２２）とＶｇ（２３）は互い違いにオン・オフされている（これを相補ＰＷＭと呼ぶ）。一方、Ｖａｃが負の半周期のときは、Ｖｇ（２０）とＶｇ（２１）は相補ＰＷＭされている。そして、Ｖｇ（２２）は連続的にオンであり、Ｖｇ（２３）は連続的にオフである。つまり、商用系統の半周期の期間中、一方の上下アームでは一方のスイッチを継続的にオン、他方のスイッチを継続的にオフするとともに、他方の上下アームのスイッチをＰＷＭしている。

図２のスイッチングパターンにおいて、Ｖｉｎｖは、振幅をコンバータ部８０の出力電圧Ｖｐｎとしたパルス電圧となる。なお、このパルス電圧はＰＷＭされており、前記フィルタ回路で平滑されてＶａｃと同じ電圧波形となる。一方でＶｎｑは、Ｖｉｎｖに同期し、−Ｖｐｎ／２と−Ｖｐｎとの電位を遷移するパルス電圧となる。そしてＶｎｏには、ＥＭＣフィルタ５０と５１の作用によってＶｎｑのパルス電圧が平滑され、−Ｖｐｎ／２にバイアスされた電位にＶａｃを全波整流した形状の交流電圧波形が重畳する。この重畳した交流電圧波形のピークピーク電圧値は、Ｖａｃの振幅値をＶａとおくと、Ｖａ／２となる。なお、中性点Ｏから太陽電池パネル１０の正側の接続線Ｐ１の電圧を測定した場合にも、このピークピーク値がＶａ／２の交流電圧が重畳しているのは言うまでもない。また、商用系統に電力を供給するためには、前記ブリッジ回路を構成するスイッチ（２０）〜（２３）やインダクタ４１、４２で発生する電圧降下を考慮し、ＶｐｎはＶａよりも大きな値に設定する必要がある。

以上の通り、系統連系インバータ装置１に第１比較対象のＰＷＭパターンを適用した場合、中性点Ｏと太陽電池パネル１０の正側（Ｐ１）間、中性点Ｏと太陽電池パネル１０の負側（Ｎ１）間には、ピークピーク値をＶａ／２とし、商用系統を全波整流した形状の交流電圧が重畳する。従って、この交流電圧が図８の接地容量３０と、接地手段１４、１５の接地抵抗に印加され、同相電流が流れる。この同相電流が漏電ブレーカ１３における漏電検知の閾値を超えると、漏電ブレーカ１３が誤って遮断する虞がある。

次に、系統連系インバータ装置１に、第２比較対象のスイッチングパターンを適用した場合の動作波形を図３と図４に示す。図４は、図３のＶａｃが正の期間における時間軸を拡大したものである。図３と４を使って系統連系インバータ装置１の動作を説明する。図４より、対角となるＶｇ（２０）とＶｇ（２３）は、それぞれ同じスイッチング周期内でオンとオフが繰り返されており、互いのゲート電圧はスイッチング周期の半周期分の位相がずれている。そして互いのオン期間が重なった期間（ｔ１−ｔ２間、ｔ３−ｔ４間）において、前記ブリッジからパルス電圧が出力され、ＶｉｎｖはゼロとＶｐｎを遷移するパルス電圧となる。なお、Ｖｉｎｖのパルスの時間幅が先の第１比較対象と同様になるように、Ｖｇ（２０）とＶｇ（２３）はＰＷＭされている。また、Ｖｇ（２０）とＶｇ（２１）、Ｖｇ（２２）とＶｇ（２３）は、それぞれ相補ＰＷＭされている。一方でＶａｃが負の期間においては、図３に示す通り、Ｖｇ（２１）とＶｇ（２２）の互いのオン期間が重なった期間において、前記単相ブリッジからパルス電力が出力され、Ｖｉｎｖはゼロと−Ｖｐｎを遷移するパルス電圧となる。つまり第２比較対象においては、対角となるスイッチのゲート電圧パルスをスイッチング周期の半周期分の位相をずらし、それぞれのゲート電圧のオン期間が重なったときに前記ブリッジ回路から電圧を出力するように各スイッチがＰＷＭされている。

第２比較対象におけるＶｉｎｖは、第１比較対象と同様に、振幅をコンバータ部８０の出力電圧Ｖｐｎとしたパルス電圧となる。しかし、Ｖｎｑは、Ｖｉｎｖに同期し、−Ｖｐｎ／２にバイアスされて振幅をＶｐｎ／２としたパルス電圧となる。このパルス電圧は、図２で示した第１比較対象のＶｎｑのパルス電圧が、−Ｖｐｎ／２を中心として１パルスごとに上下に振り分けられた形状となる。このため、ＶｎｑがＥＭＣフィルタ５０と５１の作用で平滑されると、商用系統に同期した交流成分の重畳は無く、Ｖｎｏは概略−Ｖｐｎ／２の直流となる。しかし一方で、Ｖｎｑの電圧振幅は、図２で示した第１比較対象と比較して２倍になることから、系統連系インバータ装置１から外部へ流出する高周波ノイズに関しては、第１比較対象より第２比較対象の方が大きくなる。

以上の通り、第２比較対象のＰＷＭパターンを適用した場合、中性点Ｏと太陽電池パネル１０の正側（Ｐ１）間、中性点Ｏと太陽電池１０の負側（Ｎ１）間に商用系統と同周波数の交流電圧は重畳しない。このため、接地容量３０を介して流れる同相電流は殆ど無く、漏電ブレーカ１３が誤って遮断する虞は無くなる。しかし、第１比較対象と比較して、外部に流出する高周波ノイズが大きくなる虞がある。

次に、図１における系統連系インバータ装置１が、本実施例に関わる同相電流検出手段１０１を使用し、複数のスイッチングパターンを切り替えた場合の動作を説明する。動作波形を図５に示す。以降、図１と図５を参照しながら説明する。

図５において、ＰＷＭモード１は前述の第１比較対象のＰＷＭパターンで、ＰＷＭモード２は前述の第２比較対象のＰＷＭパターンで動作していることを表している。前述の通り、系統連系インバータ装置１が第１比較対象のＰＷＭパターンで動作しているときは、Ｖｎｏに商用系統を全波整流した形状の交流電圧が重畳し、この交流電圧によって同相電流が発生して、漏電ブレーカが誤って遮断する虞があった。一方、この交流電圧の傾きはゼロクロス点に近いほど急である（図５のＶｎｏの点線箇所）。つまり、電圧の変化率の高いゼロクロス点を基点とした所定の期間を、第２比較対象のＰＷＭパターンで動作することで、Ｖｎｏに重畳する交流波形のピークピーク値を大幅に低減可能な効果がある。また同時に、全期間を高周波ノイズの大きな第２比較対象のＰＷＭパターンで動作させる場合よりも、高周波ノイズを低減する効果がある。

また、図５の制御方式は次のように要約できる。すなわち、単相フルブリッジＰＷＭインバータに用いられる制御方式であって、対角アームのスイッチングが一方が１パルス（オン状態）で他方がＰＷＭとした方アームＰＷＭ制御方式と、対角アームのスイッチングの搬送波が１８０°位相の異なるＰＷＭとした多重ＰＷＭ制御方式を組み合わせたものであり、出力電圧の零クロス近傍は多重ＰＷＭ制御方式を用いるものである。

次に、系統連系インバータ装置１が、同相電流を所望の値に低減する原理を説明する。図６は、Ｖｎｏ中の交流電圧成分の実効値（以降、Ｖｎｏの交流成分電圧と表記する）と、系統連系インバータ装置１の動作中にＰＷＭモード２の期間が占める割合の計算結果例である。計算条件として、Ｖｐｎは、前記ブリッジ回路が商用系統１１に交流電力を供給できるように、商用系統１１のピーク電圧（２００×√２＝２８２Ｖ）よりも十分に高い３４０Ｖとした。期間割合０％は全期間をＰＷＭモード１で、期間割合１００％は全期間をＰＷＭモード２で動作する状態を表している。Ｖｎｏの交流成分電圧は、期間割合０％のときに４３．５Ｖｒｍｓ、期間割合５０％のときに２３．１Ｖｒｍｓであり、ＰＷＭモード２の期間割合が増加するとＶｎｏの交流電圧が低下することを確認できる。

制御手段１００は同相電流検出手段１０１によって同相電流値を把握し、ＰＷＭモード１と２の期間の割合を変更することで、同相電流値を所望の値に制御する。例えば、同相電流値が所望の値よりも大きな値のときはＰＷＭモード２の期間を増やして（ＰＷＭモード１の期間を減らして）Ｖｎｏの交流成分電圧を低減する。逆に、同相電流が所望の値よりも小さな値の場合は、ＰＷＭモード２の期間を減らして（ＰＷＭモード１の期間を増やして）、同相電流を所望の値まで増加させて系統連系インバータ装置１から外部に出る高周波ノイズを低減する。これらの動作により、同相電流を所望の値に制御するとともに、高周波ノイズを低減することができる。

ここで、同相電流と、ＰＷＭモード１および２の期間割合との関係を具体的に説明する。図８において、同相電流の値をＩｃ、接地容量３０の値とインピーダンスをそれぞれＣｐｖとＺｃ、接地手段１４と接地手段１５間の地面を介した抵抗値をＺｅ、商用系統１１の電圧値と周波数をそれぞれＶａｃとｆ、そしてＶｎｏの交流成分電圧値をＶｎｏ＿ａｃとおくと、同相電流Ｉｃは（１）式となる。なお（１）にはＶｎｏの直流成分に関係した項が無い。これは、接地容量３０は容量性であって直流分を殆ど通さないため、交流電圧値Ｖｎｏ＿ａｃが同相電流値に大きく作用するからである。
Ｉｃ ＝ Ｖｎｏ＿ａｃ／（Ｚｃ＋Ｚｅ）・・・（１）

一方、Ｖｎｏ＿ａｃの周波数は商用系統１１の２倍となるから、Ｚｃは（２）式で求められる。
Ｚｃ ＝ １／（２π×２×ｆ×Ｃｐｖ） ・・・（２）

（１）と（２）式、および図６に示したＶｎｏの交流電圧値を使って導出した同相電流の計算結果例を図７に示す。計算条件とし、一般的な住宅に数ｋＷクラスの分散電源を設置したことを想定して、商用系統１１の周波数ｆを５０Ｈz、太陽電池パネル１１の接地容量Ｃｐｖを１４００ｎＦ、接地抵抗Ｚｅを１００Ωとした。計算の結果、ＰＷＭモード２の期間割合が１００％のときに同相電流Ｉｃは３５．２ｍＡｒｍｓ、５０％ときに１８．７ｍＡｒｍｓ、０％のときに０Ａｒｍｓとなった。

系統連系インバータ装置１の具体的な動作を説明する。制御手段１００には同相電流値の目標値が設定されている。例えば、分散電源システムに使用する漏電ブレーカの漏電検知の閾値が３０ｍＡｒｍｓの場合、それより少ない２０ｍＡｒｍｓをＩｃの目標値に設定しておく。系統連系インバータ装置１が動作を始めたときは、制御手段１００は全期間をＰＷＭモード２、すなわちＰＷＭモード１の期間割合を０％として、Ｉｃを発生させないように動作する。しかし、この状態では系統連系インバータ装置１から放出される高周波ノイズは大きい。その後、制御手段１００は、同相電流検出手段１０１から同相電流値を受け取り、所望の２０ｍＡｒｍｓになるようにＰＷＭモード１の期間割合を増加させる（ＰＷＭモード２の期間割合を低下させる）。この場合、図７から、ＰＷＭモード２の期間割合は約５０％となる。

以上に説明した通り、本実施例では、同相電流検出手段１０１を使用することで、分散電源システムにおける太陽電池パネルの接地容量を介して流れる同相電流を低減するとともに高周波ノイズを低減する効果を得ることができる。そして、同相電流による漏電ブレーカの誤遮断を回避することが可能となる。

なお、同相電流の値を把握するために、系統連系インバータ装置１の入力側に電流センサ６０、出力側に電流センサ６１を備えたが、どちらか一方を備えるだけでも同相電流を把握可能である。また別途に電流センサをコンバータ部８０の出力とインバータ部９０との間に挿入しても、同相電流を把握可能である。

さらに、分散電源システムにおける太陽電池パネル１０の接地容量３０ならびに接地手段１４、１５による接地抵抗値を制御手段１００内のメモリに格納しておき、それらの値を基に式（１）、（２）を用いて同相電流を把握することも可能である。

また本実施例では、エネルギー源として太陽電池パネルを例に挙げたが、燃料電池やバッテリー、発電機でも良いことは言うまでもない。

またさらに、本実施例は前述した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施例は、本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。

また、前述した各構成や機能等は、それらの一部または全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現してもよい。また、前述した各構成や機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈して実行することにより、ソフトウェアで実現してもよい。各機能を実現するプログラムの情報は、メモリ、ハードディスク、ＳＳＤ（Solid State Drive）などの記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

また、制御線や情報線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上必ずしもすべての制御線や情報線を示しているとは限らない。実際には殆ど全ての構成が相互に接続されていると考えてよい。

１、２ 系統連系インバータ装置
１０ 太陽電池パネル
１１ 商用系統
１２ 設置架台
１３ 漏電ブレーカ
１４、１５ 接地手段
２０〜２４ スイッチング素子
２５ ダイオード
３０ 接地容量
３１、３２ コンデンサ
４０、４１、４２ インダクタ
５０、５１ ＥＭＣフィルタ
６０、６１、６２、６３ 電流センサ
８０ コンバータ部
９０ インバータ部
１００ 制御手段
１０１ 同相電流検出手段
Ｐ１、Ｎ１、Ｐ２、Ｎ２ 接続線

Claims (4)

1. ブリッジ回路とフィルタ回路と前記ブリッジ回路を制御する制御手段とを有し、直流電源から得た電力を前記ブリッジ回路、前記フィルタ回路の順に介して商用系統に供給するための系統連系インバータ装置において、
   前記ブリッジ回路は複数のスイッチからなり、
   前記制御手段は、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧に、前記商用系統の全波整流波形と相似な波形が重畳するように前記スイッチを制御するモード１と、前記商用系統の中性点と直流電源間の電圧が概略直流となるように前記スイッチを制御するモード２とを有することを特徴とする系統連系インバータ装置。
2. 請求項１に記載の系統連系インバータ装置において、
   前記ブリッジ回路は、直列接続された第１のスイッチと第２のスイッチの両端と、直列接続された第３のスイッチと第４のスイッチの両端を直流電源の両端に接続して構成され、
   前記第１のスイッチと前記第４のスイッチおよび前記第２のスイッチと前記第３のスイッチは、それぞれ回路上で対角に配置されており、
   前記制御手段は、前記モード１において、系統電圧の半周期間は、対角となるスイッチの一方を系統継続的にオンすると共にもう一方をＰＷＭし、
   前記制御手段は、前記モード２において、対角となるスイッチのゲート電圧パルス同士をスイッチング周期の半周期分ずらし、対角となるスイッチのそれぞれのオン期間が重なったときに前記ブリッジ回路からパルス電圧が出力されるように各スイッチをＰＷＭすることを特徴とする系統連系インバータ装置。
3. 請求項１または２に記載の系統連系インバータ装置において、
   エネルギー源と地面との間に発生する接地容量を介して流れる同相電流を検出または推定する手段を備え、
   系統電圧のゼロクロス点を基点として所定の時間前から所定期間経過後までの期間において前記モード１で動作し、所定期間経過後から、所定期間前までの期間において前記モード２で動作することを特徴とする系統連系インバータ装置。
4. 請求項１から３の何れか１項に記載の系統連系インバータ装置を備えたことを特徴とする分散型電源システム。