CN1679228A - 驱动中至高压的三级或更多级交流驱动转换器电桥的低压二级六脉冲感应电动机控制器 - Google Patents

驱动中至高压的三级或更多级交流驱动转换器电桥的低压二级六脉冲感应电动机控制器 Download PDF

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Abstract

一种使被设计用于两级交流驱动逆变器电桥(1920)的现成的控制器能够驱动具有三级或更多级的逆变器电桥的方法和电路。来自普通感应电动机控制器或两级感应电动机(2200)的信号被用于驱动三级或更多级逆变器电桥(1920)的十二个或更多个开关，该电桥被用于中压或高压应用场合。用于三级或更多级逆变器电桥的合适的切换顺序和定时，部分地是基于六个脉宽调制器的输出、或者两级控制器(2200)中的磁通和转矩控制装置的输出、或电压控制装置(2210)的输出。

Description

驱动中至高压的三级或更多级交流驱动转换器电桥的低压二级六脉冲 感应电动机控制器
发明背景
本申请的优先权得自于2002年7月31号提交的美国临时申请第60/399,355号和2003年3月12号提交的美国临时申请第60/453,817号，这两个临时申请均在此引入作为参考。
技术领域
在为两级逆变器电桥设计的控制器的控制之下，使用三级或更多级逆变器电桥，来运行感应电动机。
背景技术
感应电动机驱动器，也称AC(交流)驱动器，被用来控制多相感应电动机的速率和转矩，这种感应电动机长时间以来都是工业上的重负荷机器(workhorse)。
现今的交流驱动器可分为两类：低压和中压。低压交流驱动器受到了广泛应用，并被转换到0到600伏交流电压范围。全世界差不多有500家公司生产低压交流驱动器。中压交流驱动器适用于高于660伏、最高可至15000伏交流电压的输入线电压。只有大约六个公司设计并生产中压交流驱动器。高压交流驱动器适用于15000伏和更高的交流电压，但与低压和中压交流驱动器相比，高压交流驱动器非常少见。近来，自动化工业和一些其他要求低输出电压谐波的特别应用，正考虑将用多级逆变驱动器电桥用于低压电动机。本发明同样是处理这种情况。
直到最近，电力半导体开关的额定电压才达到1700伏的最高值，这使得低压三相驱动器能够使用六开关逆变器电桥。现今，当前技术水平的半导体开关的额定电压为2500伏、3300伏、4500伏、6500伏，且可被用于具有高达2000伏交流电压输入的两级六开关逆变器电桥。对高于2000伏的交流电压，逆变器电桥需要有多个串联连接的电力半导体开关。用于高达4000伏的三相中压感应电动机的最流行的逆变器电路布局是三级十二开关的逆变器电桥。
在一个逆变器电桥中的级的数目，确定了该逆变器电桥需要用以在其输出端获得一定电压等级的直流电压级的数目。因为电力半导体开关具有有限的电压范围，所以逆变器电桥的总直流母线电压被分为多个电压级，以使得每个电压级都可以由一个电力开关来控制。
如图1所示，在一个常规的两级交流驱动器中，三相交流电(R，S，T)在通过可选的输入线电抗器80之后，便被整流器10和电容器20整流，而形成两级直流母线。根据设计方案，直流母线上的输入谐波可以通过直流电抗器81进一步减小。在六开关逆变器电桥上施加两级直流母线电压，产生两级脉宽调制(PWM)电压输出。
这六个开关被分到三个支路内，其中每个支路有两个开关(30～31，32～33和34～35)。一个控制器(未示出)通过每个开关的控制端(50～55)来控制每一开关。三相电动机90具有由中点(分别是71、72、73)得到的相间连接，这些中点位于每一个支路的两个开关之间，而且这三个支路产生三相来共同驱动电动机。
直流母线的两级构成正压母线和负压母线。每个支路的上部开关连接到正压母线，而下部开关连接到负压母线。一个支路中的上述两个开关(例如开关30和开关31)是串联的，因此不能在同一时间接通而不引起短路。为了防止短路，控制器必须考虑到开关的延迟时间。在下部开关接通前，需要断开上部开关，反之亦然。开关中的每一个都必须能处理正压母线和负压母线间的总电压。
如图2所示，与两级驱动器比较，在三级交流驱动器中，直流母线具有三个电压级(分别标记为正压、中性和负压)，并且逆变器电桥具有十二个开关130～141。开关130～141被分到三个相同的支路中，每个支路连接到三相电动机190的一个相位。因此，每一个支路有四个串联的开关(130～133、134～137、138～141)，而且每个支路都通过中点171～173连接到电动机190。
每个支路上部的两个开关连接到正压母线，并如同一个开关那样工作，但它们不能在同一时间接通或断开。在上部的一对开关中，最上面的开关(如开关130)后于另一个开关接通，并先于另一个开关(例如开关131)断开。每个支路下部的两个开关连接到负压母线。在下部的一对开关中，最下面的开关(例如开关133)必须后于另一个开关接通，并先于另一个开关(例如开关132)断开。这些开关由通过端子150～161施加的信号来控制。这里同样要考虑开关延迟时间以防止短路。
为了进一步比较，在图3A、图3B和图3C中分别示出了三级、四级和五级逆变器中的单独一个支路。
能够使用多级逆变器的优点是，除了用较低额定电压的电力开关提供较高的输出电压外，还能产生具有较低谐波失真的输出电压。例如，三级逆变器具有比二级逆变器电桥低的电压谐波失真。
三级逆变器的一个缺点是，尽管两级逆变器电桥只需要六个半导体电力开关，但三级逆变器电桥却需要十二个开关，因此增加了成本。随着利用更多的级数，这些成本还会继续增加：四级逆变器需要十八个开关，而五级逆变器则需要二十四个开关。
另外增加的成本就是，随着逆变器电桥的级数和开关数目增加，控制开关的复杂程度也会增大。驱动开关的信号需要被仔细地定时，否则的话，这些开关就可能被损害或毁坏。这种复杂程度也加大了用于多级逆变器的控制器的成本。
因此，只有当输出电压、谐波和功率需求超过了两级逆变器的能力时，经济合算的分析才会典型地得出使用多级逆变器的结论。这种结论的一个副作用便是，用于多级驱动的控制器应具有低得多的体积。
任何感应电动机驱动器都必须控制电动机，并且还要额外地执行大量的接口任务，例如：传送诊断信息；接收来自操作者、和/或主处理机或从属处理机的控制输入；接收来自驱动应用的命令；执行外部控制功能；和/或借助于整合不同的串联通信协议而作为通信网间连接器工作。这些功能对于电动机控制来说都是额外的，并且需要开发大量的专业知识和资源。与为低压交流驱动器制造的两级系统的相应控制器相比，使用了中压和高压驱动器的多级系统的控制器因为体积较小而更加昂贵，并典型地提供更弱或有限的接口功能。不幸的是，来自低压感应电动机控制器的普通两级调制器信号并不适用于多级逆变器电桥的控制。
即便如此，能够使用现在已有的“现成的”低压控制器来控制多级逆变器电桥，将会缩短开发周期，并加快中压和高压交流驱动器的生产速度。这种方案的另一个优点是，因为低压驱动器能以大体积来制造，两级控制器的成本即得到了优化，并且控制器的电路具有较好的品质和可靠性。
发明内容
本发明让“现成的”、设计为两级逆变器电桥使用的控制器能够驱动具有三级和更多级的逆变器电桥。在本文中所使用的“多级”被定义为意味着“三级或更多级”。来自普通的感应电动机控制器或两级感应电动机控制器的信号当在中压和高压应用中使用时，被用来驱动三级逆变器电桥的十二个开关，或者驱动具有更大级数的逆变器。
本发明的第一方面是一种以两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，该两级感应电动机控制器输出六个调制信号，用以控制两级逆变器电桥中六个开关的切换。所述方法包括将这六个调制信号转换为十二个或更多个时间协调信号，并通过施加时间协调信号来控制多级逆变器电桥的相应的十二个或更多个开关。
本发明的第二方面是一种适配电路，该适配电路在来自一个两级感应电动机控制器的六个调制信号的基础上，产生为控制一个多级逆变器电桥所需的十二个或更多个时间协调信号。这种电子电路包括：三对调制信号输入端，以此使得来自两级感应电动机控制器的六个调制信号被输入电路内；三组时间调制信号输出端，每组时间调制信号是定时的，以控制多级逆变器电桥的一个支路的开关；和定时电路，该定时电路由一对相应的调制输入信号而产生每一组时间协调输出信号，对每个调制输入信号施加至少一个接通延时或断开延时。时间协调信号被设置成对于每个支路组来说，在多级逆变器电桥中不会有少于一半的开关被断开。定时电路可以用模拟电路、数字电路、数字信号处理器(DSP)、或微处理器来实施。
本发明的第三方面是一种用于驱动三相电动机的系统，该系统包括：两级感应电动机控制器，其输出用来控制两级逆变器电桥的信号；多级逆变器电桥，其具有十二个或更多个被分到三个支路中的开关，每个支路提供用于驱动三相电动机的三相输出中的一相；和电子电路，其由两级感应电动机机控制器调制器所输出的信号产生十二个或更多个时间协调信号。这十二个或更多个信号控制上述多级逆变器电桥的十二个或更多的开关。
本发明的第四方面是一种用来自两级感应电动机控制器的命令信号输出来控制多级逆变器电桥的方法。上述命令信号通常用于调节三相电动机。在本发明的一个实施例中，由一个串联或并联的端口将这些信号传送到一个独立电路，该独立电路包括至少一个多级调制器。优选的是，电动机控制器使用矢量控制，用矢量命令信号来调节电动机的速率和转矩。将这些命令信号进行数学变换以适于所用的调制器类型。也可以利用其他类型的控制，如标量控制。在任何一种情况下，所述方法都包括：基于这些命令信号，通过将命令信号输入任何类型的多级调制器，而产生十二个或更多个时间协调信号；以及控制多级逆变器电桥的相应的十二个或更多个开关。
本发明的其他方面、目的和优点将会在以下的详细说明中展现出来。
附图说明
图1所示为一个常规两级逆变器的电路图。
图2所示为一个常规使用的并且为本发明所用的三级逆变器的电路图。
图3A～图3C分别示出了三级逆变器、四级逆变器、和五级逆变器的一个支路。
图4A～图4C分别示出了三级逆变器、四级逆变器、和五级逆变器的一个支路中的开关所允许的开关状态。
图5所示为实施本发明第一种变型方案的步骤：将来自一个两级感应电动机控制器的六个调制信号输出转换成十二个或更多个信号，并用这十二个或更多个信号来控制多级逆变器电桥的十二个或更多个开关。
图6进一步示出了实施本发明第一种变型方案的步骤：将来自一个两级感应电动机控制器的六个调制信号输出中的两个(一对)转换成时间协调信号，并用时间协调信号来控制多级逆变器电桥的一个支路的开关。
图7A～图7D所示为第一个程序，用于将来自两级感应电动机控制器的一对调制信号输出转换成时间协调信号(即图6中的步骤600)，以控制多级逆变器电桥的一个支路的开关。
图8A和图8B展示一个示例性的图7A～图7D程序的顺序实施方案方案。
图9A和图9B展示另一个示例性的对图7A～图7D程序的顺序实施方案。
图10所示为第二个程序，用于将来自两级感应电动机控制器的一对调制信号输出转换成时间协调信号(即图中的步骤600)，以控制多级逆变器电桥的一个支路的开关。
图11所示为一个示例性的图10程序的实施方案，其将来自两级感应电动机控制器的一对调制信号输出转换成四个时间协调信号，以控制三级逆变器电桥的一个支路的四个开关。
图12所示为一个示例性的图10程序的实施方案，其将来自两级感应电动机控制器的一对调制信号输出转换成六个时间协调信号，以控制四级逆变器电桥的一个支路的六个开关。
图13所示为一个示例性的图10程序的实施方案，其将来自两级感应电动机控制器的一对调制信号输出转换成八个时间协调信号，以控制五级逆变器电桥的一个支路的八个开关。
图14是一个信号产生时间图，示出了在一对调制信号上附加接通和断开延时从而产生时间协调信号，以便控制三级逆变器电桥的一个支路的开关。
图15是一个信号产生时间图，示出了在一对调制信号上附加接通和断开延时从而产生时间协调信号，以便控制四级逆变器电桥的一个支路的开关。
图16是一个信号产生时间图，示出了在一对调制信号上附加接通和断开延时从而产生时间协调信号，以便控制五级逆变器电桥的一个支路的开关。
图17A～图17P是一种CPLD程序的电路示意图，该程序实现了如图14所示的定时功能，并包括控制和故障协调功能。
图18展示出一种感应电动机驱动系统内的信号流，该驱动系统实施本发明的第一种变型方案。
图19是一种感应电动机驱动系统的方框图，该驱动系统用三级逆变器电桥来实施本发明的第一种变型方案。
图20A展示利用矢量控制来实施本发明第二种变型方案的程序步骤：将来自两级感应电动机控制器的矢量控制数据转换成所需的十二个或更多个信号，用以控制多级逆变器电桥的十二个或更多个开关。
图20B展示利用矢量控制来实施本发明第二种变型方案的程序步骤：将来自两级感应电动机控制器的标量控制数据转换成所需的十二个或更多个信号，用以控制多级逆变器电桥的十二个或更多个开关。
图21展示一种感应电动机驱动系统内的信号流，该驱动系统实施本发明的第二种变型方案。
图22是一种感应电动机驱动系统的方框图，该驱动系统用三级逆变器电桥来实施本发明的第二种变型方案。
图23A～图23C展示了对一个两级系统的正弦三角比较调制。
图24展示了用于图23B和图23C的正弦三角调制方案的两级相间(或线间)电压，该电压具有叠加上去的想象的基波成分。
图25是对图24所示两级相间(或线间)输出电压的频谱分析。
图26A所示为一组四级正弦三角调制载波波形以及由调制产生的正弦波。
图26B对应于图26A所示的正弦波，展示出来自一个四级逆变器电桥的相输出电压的切换状态。
图27A展示出用一个三级系统来实施本发明的第二种变型方案时，三级逆变器电桥的相电压输出。
图27B展示出用一个三级系统来实施本发明的第二种变型方案时，三级逆变器电桥的线电压输出。
图27C展示出用一个三级系统来实施本发明的第二种变型方案时，三级逆变器电桥的线电流输出。
图28所示为一个示例性的、基于模拟的定时延迟和门逻辑电路。
图29A和图29B所示为连接到外部逆变器和交流电动机上的、常规的基于矢量的控制器，展示出该控制器内部的发信号方式。
图30A～图30D所示为根据本发明第二种变型方案的调制器适配电路的示例性实施例，该调制器适配电路连接到常规的电动机控制器。
具体实施方式
如本技术领域已知的那样，称作脉宽调制器的专用电路是常用感应电动机驱动控制器的一部分。在低压(即0～600V)驱动系统中，这些调制器的输出被用来直接控制两级逆变器电桥的六个开关。例如，参考图1，控制器的六个脉宽调制器的输出通过端子50～55而施加到两级逆变器电桥上。这些调制器从电压(或电流)以及相位输入信号导出脉宽调制信号，而上述电压(或电流)以及相位输入信号来自电动机控制器的速率和转矩控制装置。典型的控制器有磁场定向器、矢量控制器、或简单的开环电压控制器。常用调制方法的实例有正弦三角比较法、空间矢量法、和三次谐波注入法。
在本发明中，对于多级逆变器电桥的切换的合适顺序和定时优选地部分是以六个脉宽调制器的输出为基础(第一种变型方案)，或者是以速率和转矩控制装置的输出为基础(第二种变型方案)。且考虑到多级逆变器电桥中的每个开关的位置和延迟时间。
在本公开文件中，用变量来简化解释。变量“N”被用来可互换地表示多级逆变器中的开关数目，以及用于控制多级逆变器电桥的信号数目。典型的是，如果一个多级逆变器电桥具有“L”级，则N＝6(L-1)。所使用的另一个变量是“b”，该变量通常为1、2或3，且用来表示一个逆变器电桥的支路，或者是一组要用于控制一个逆变器电桥的支路的信号。开关以及控制开关的信号是可以互换表示的(即表示为Sn)。延时值Δtb至少与一个开关的断开延迟时间一样长，而在多级逆变器电桥的支路b内的N/3个开关中，上述开关具有最长的断开延迟时间。附图中所示的逆变器开关每个都包括一个晶体管，但是可以使用具有任何类型开关的逆变器，只要该开关具有合适的电压特性和开关特性。
作为一个示例，参考图2的三级逆变器电桥，随后说明工作切换状态的总结。构成三级逆变器电桥的一个支路的开关130～133比被表示为S1～S4。这种设置也在图3A中作了说明。对应S1～S4所讨论的方案同样适用于其他支路——为简略起见讨论只局限于一个示例性的支路。
开关被允许具有以下三种状态：
1)S1和S2断开，S3和S4接通；
2)S2和S3接通，S1和S4断开；
3)S1和S2接通，S3和S4断开。
由图4A所提供的表也反映出这些状态。在图4B和图4C中也分别提供了四级和五级逆变器电桥的一个支路所允许的开关状态。
可以看出，直流电压Vdc决不会被施加到少于一半的串联连接的开关上，这样便使得每一单个开关的电压可以达到开关额定电压的二倍。换言之，对于每个支路b，时间协调信号/开关S1b到S(N/3)b中决不会有少于N/6个处于逻辑断开(logical-off)状态。
如何得到多级逆变器电桥的适当开关顺序和定时取决于所实施的本发明的特定变型方案。
所述第一种变型方案通过根据三级逆变器电桥而产生类似的二级输出电压，使得任何两级感应电动机控制器可以驱动多级中压或高压逆变器电桥。考虑每个开关在多级逆变器电桥中的位置和延迟时间，由两级控制器产生的六个调制信号从时间上被重新排序，从而产生为控制多级逆变器电桥所需的十二个或更多个时间协调信号。这种变型方案使得多级逆变器电桥产生两级电压输出，并因此而不再利用多级逆变器电桥可能具有的优点——较低的谐波失真。对于很多应用来说，特别对功率高达750马力的电动机来说，这种变型方案已经足够了。
所述第二种变型方案使用普通感应电动机通常所用的命令信号。优选的是，控制方法是矢量控制，在此情况下只使用普通感应电动机控制器内的磁通和转矩控制装置，这是通过经由接口端口，而将它们的输出信号(a.k.a.矢量控制数据)、或者它们的输出的数学变换值传送到具有多级调制器的外部控制电路来实现的(即普通感应电动机控制器经由接口端口而将其最适于外部多级调制器的一组信号传送到外部电路，该外部电路同样包含接口端口以及三级或更多级(多级)调制器)。外部控制电路的多级调制器驱动中压或高压逆变器电桥的电力开关。这种变型方案使得现有的低压两级感应电动机控制器能够驱动中压或高压多级逆变器电桥。这一变型方案的优点是，产生具有较低电压谐波含量的三级输出电压波形。这种方案也减少了现有控制器的开关频率的影响，从而可以为多级逆变器电桥中的高压半导体开关优化目标开关频率。对于一个开关来说，额定电压越高，为获得该开关的额定输出功率所需的开关频率就越低。
在这两种变型方案中，当来自开关的输出被施加到诸如感应电动机之类的三相感应负载上时，逆变器的十二个或更多个电力开关便以变化的工作周期而接通和断开，从而产生平衡的三相正弦波电流波形。
第一种变型方案
本发明的第一种变型方案的实施例利用来自普通控制器两级调制器的六个脉宽调制驱动信号来控制多级逆变器电桥。这是这样实现的：考虑到相应开关在多级逆变器电桥中的位置以及开关的接通和/或断开延迟时间，而将两级调制器的六个信号分成三级或更多级逆变器电桥所需的多个时间协调信号。开关在多级逆变器电桥中的位置确定了施加到该开关的信号的总时间。
第一个实施例是用于实施本发明的上述第一种变型方案的方法。如图5所示，六个调制信号被转换成N个时间协调信号(步骤500)，这N个时间协调信号被用来控制一个多级逆变器电桥的N个开关(步骤510)。如图所示，有一个三相的脉宽调制输出。如上文所述，要求当六个调制信号被转换成N个时间协调信号时，对于每个支路b，不少于N/6的时间调制信号具有逻辑断开断状态。
由于六个调制信号最初是要控制三个各自具有两个开关的支路的，这六个调制信号可以被进一步表示成三对调制信号A1b和A2b。如果这些调制信号被用来控制两级逆变器电桥，则每一对将控制该两级逆变器电桥的三个支路中的一个。也就是说，每一对将会控制三相输出中的一相。
优选的是，如图6所示，将每一对调制信号A1b和A2b转换成N/3个时间协调信号S1b到S(N/3)b(步骤600)。每个时间协调信号S1b到S(N/3)b的定时根据多级逆变器电桥中的各开关的至少一个延迟时间来变化。然后，这N/3个时间协调信号被用来控制多级逆变器电桥的三个支路中的一个支路的开关(步骤610)。
通过应用一种基于规则的程序，来进一步确定从调制信号到时间协调信号的转换。
在图7A～7D中展示第一个程序。对于时间协调信号S1b到S(N/6)b，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通(logical-on)状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开(logical-off)状态；而对于时间协调信号S(N/3)b到S(N/6+1)b，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态。数值y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而且z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
为了更好地理解这个程序，考虑一个五级逆变器系统的例子。这样一个系统的支路，如图3C所示，具有八个开关(S1～S8)。这样总共有24个开关(N＝24)。因此，如所定义的，y＝1到3。
图7A所示为该程序的一部分，该部分用来将时间协调信号S1b到S(N/6)b(即图3C所示支路中的开关S1到S4)从断开转变成接通。当S4从逻辑断开转变成逻辑接通时，步骤703为真。在一个延时(704)之后，S3被从逻辑断开状态设置成逻辑接通状态(705)。当然现在S3已经从断开转变成接通，因而步骤703再次为真，但这次是因为S3。如此在经过一个延时(704)后，S2被从逻辑断开状态设置成逻辑接通状态。这个程序持续进行，直至最后将S1从逻辑断开状态设置成逻辑接通状态为止，因为此时就不会再有信号转变来触发步骤703。
如图所示，初始触发事件是调制信号A1从逻辑断开到逻辑接通的转变(701)，其触发了S(N/6)从断开转变到接通(702)。
图7B～图7D所示的部分程序以同样的方式运行。图7B(711～715)是将S1b到S(N/6)6从逻辑断开转变成逻辑接通的程序部分。图7C(721～725)处理S(N/6+1)b到S(N/3)b从断开到接通的转变。而图7D(731～735)则处理S(N/6+1)b到S(N/3)b从接通到断开的转变。
注意在图7A～图7D中，步骤701、703、711、713、721、723、731和733并非是局限于按一定顺序的有序步骤，而是独立的触发事件。因此，上述程序易于顺序地按步骤实施，或是以完全事件驱动的方式实施，例如像在一种“脉动(ripple)”装置内。
在图8A～图8B中，展示了顺序实施图7A～图7D所示程序的一个示例。图8A(800、810～825)将调制信号A1b转换成时间协调信号S1到S(N/6)。图8B(801、830～845)将调制信号A2b转换成时间协调信号S(N/6+1)到S(N/3)。
在这一示例中，程序以基于A1和A2来初始化所有的时间协调信号作为开始(800、801)。然后进入一个循环，等待A1转变(810和820)和A2转变(830、840)。当转变发生时，初始化一个指针值(811、821、831、841)，并且在一个延时(812、822、832、842)之后，将第一个时间协调信号从接通切换到断开(823、843)或从断开切换到接通(813、833)。在第一遍执行步骤812、822、832和842时，延时优选为零。
然后使指针值递增或递减(814、824、834、844)，并检查是否所有的时间协调信号都已经转变(815、825、835、845)。如果仍有信号要被转变，程序就环回到延时步骤(812、822、832、842)。在这第二遍或随后的任何一遍中，延时都是基于开关的至少一个断开延迟时间Δtb。当所有的信号都已经转变时，程序返回到循环，等待要转变的A1(810和820)或要转变的A2(830、840)。
只要根据图7A～图7D概述的要求来产生合适顺序的时间协调信号，便可以用多种方式修改图8A和图8B中的示例性顺序实施方案。例如，延时在程序中所处的位置可以改变，如图9A和图9B所示。在这个示例中，延时(916、926、936、946)优选地基于开关的至少一个断开延迟时间Δtb。
如上面所解释的那样，为了避免使开关过载，重要的是，对于每个支路b，时间协调信号/开关S1b到S(N/3)b中决不能有少于N/6个具有逻辑断开状态。基于这一原因，将延迟时间Δtb设置成至少与一个开关的断开延迟时间一样长，而在多级逆变器电桥的支路b中的N/3个开关中，上述开关具有最长的断开延迟时间。这个最短延时确保了切换延时不会导致超过一半的开关被接通，从而引起过载。
然而，Δtb的这个数值提供了一个阈值，而在实际上，可能需要用一个更大的阈值。例如，可能方便的是将Δtb设置成至少等于逆变器中所有支路的所有开关中的最长断开延迟时间，因为这种信息对于逆变器来说会是已知的，而不用再测试。作为另一示例，则可以是预先考虑到性能随时间的变化，而按需要设定一个更大阈值。
另外，“基于”Δtb，应被理解成意思是指实际的延时不小于Δtb。所采用的实际延时必须考虑到这个事实：开关S1b到S(N/3)b构成了三相输出中的一相。例如，回过去参考图2，S1～S4在中点171产生信号，该信号对电动机来说是驱动信号中的一相。实际采用的延时要取决于各种因素，例如所用电力半导体开关的类型、其驱动方式及其工作条件极限值。
优选的是，优化时间协调信号的延时顺序，从而使输出到电动机的三相信号获得所需的输出特性。在某些情况下，这将意味着输出信号的谐波最小化。然而，在某些应用中，可能需要以增加谐波为牺牲从而获得更高输出功率。因此，如何定义“最佳”视具体应用而定。
在图10中展示第二个基于规则的程序，该程序用于将六个调制信号转换为时间协调信号。通过向调制信号A1b附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb来形成时间协调信号S1b到S(N/6)b(步骤1001)，并且通过向调制信号A2b附加一个断开延时d1x·Δtb和一个接通延时d2x·Δtb来形成时间协调信号S(N/3)b到S(N/6+1)b(步骤1002)。在这种情况下，d1x≥0，d2x≥0，且x是从1到N/6的一系列整数。同样，每个d1x具有一个不同的值，且每个d2x具有一个不同的值。
尽管图7A～图7D所概述的、第一个基于规则的程序是依靠时间协调的相互关系来产生定时顺序，图10的程序却是利用预定的延时来产生时间协调信号。理想情形是，一旦经过优化，对于任何给定的实施方案而言，来自这两种程序的时间协调信号输出都是同样的。
作为示范，图11～图13提供了用于三级、四级、和五级系统的第二个基于规则的程序的示例。作为进一步的示范，图14～图16提供了用于三级、四级、和五级系统的示例性的时间图。在图11到图16的每个图中，向输入信号附加接通延时和断开延时从而产生时间协调信号，以控制逆变器电桥的一个支路中的开关。
在图11～图13中相对于A1和A2而增加的、形成S1到S(N/3)的延时分别对应于在图14～图16所示时间图中的S1到S(N/3)。参考图10的第二个规则程序，在图11和图14中的延时乘数d1x和d2x是：d11＝3，d12＝1，d21＝0，和d22＝2；在图12和图15中是：d11＝5，d12＝3，d13＝1，d21＝0，d22＝2，和d23＝4；而在图13和图16中是：d11＝7，d12＝5，d13＝3，d14＝1，d21＝0，d22＝2，d23＝4，和d24＝6。注意这些定时顺序也符合第一个基于规则的程序的要求(图7A～图7D)。
对于具有甚至更高级数的系统，这种用来产生延时乘数d1x和d2x的方案可以总结如下：
d1x是一个从(N/3-1)到1的奇数的递减序列；而d2x是一个从0到(N/3-2)的偶数的递增序列。
除展示时间协调信号S1～S(N/3)相对于调制信号A1和A2的时序之外，图14～图16还展示了中间信号，这些中间信号可被用来构造图11～图13所需的延时。图14～图16中的中间信号使得简单的定时和逻辑电路可以被用来根据A1和A2构造时间协调信号S1～S(N/3)。
参考图14，向信号A1附加一个接通延迟时间Δt形成信号C。信号D直接就是前进了2Δt的信号C。向信号A2附加一个接通延迟时间Δt形成信号E。使信号E前进2Δt而形成信号F。从这些信号得到时间协调信号S1～S4。时间协调信号S1等于C×D，即C“与(AND)”D；S2等于C+D，即C“或(OR)”D；S3是E+F；而S4是E×F。使用这种定时方案，这对调制信号A1和A2便为控制三级逆变器电桥支路的四个开关S1～S4提供了基础。
图15和图16所示为用于四级和五级系统的类似方案，而且这种方法可以扩展到任何级数。注意图14所示范的用于产生中间信号的方案也适用于图15和图16。例如，在图16中，向信号A1附加一个接通延迟时间Δt便形成信号C。信号D是前进了2Δt的信号C。信号E是前进了2Δt的信号D。信号F是前进了2Δt的信号E。信号G是具有一个接通延时Δt的A2。信号H是前进了2Δt的信号G。信号I是前进了2Δt的信号H。信号J是前进了2Δt的信号I。如图所示，利用基础的逻辑功能而由中间信号C～J形成时间协调的S1～S8。图14至图16所示的延时和逻辑要求都是简单的，从而这些程序都可以用基础的逻辑元件来实施，上述逻辑元件例如为用于逻辑功能的“与”门和“或”门，以及和用作延时元件的触发器。
本发明的第二个实施例是根据本发明第一种变型方案的一种适配电路，用于将调制信号A1b和A2b转换成时间协调信号S1b～S(N/3)b。该适配电路可以由模拟电路和/或数字电路构成，和/或根据图5至图16所示的程序和以上所讨论的被程序化而成为一种可编程逻辑器件，例如数字信号处理器(DSP)、微控制器、微处理器、或复杂可编程逻辑器件(CPLD)。
对于模拟实施方案，可以使用任何类型的延时元件，这样的电路很多而且在本技术领域是公知的。一个实例就是用定时电路来产生延时。另一个实例就是将串联的电阻器和电容器连接到一个电压比较器放大器上，如图28所示。延时的时间长短由电阻和电容的值来确定。电压比较器放大器将一个模拟电压阈值与不断变化的电容器电压加以比较，从而在被输入到电阻器的输入信号和电压比较器的输出信号之间产生延迟时间。
一旦产生延迟时间，就可以用逻辑门而将被延迟的信号、和未被延迟的信号或其他信号组合起来。在图28中，示出了由二极管构成的“与”门来组合延迟的“信号1”和独立延迟的“信号2”。这种示例性的两输入端“与”门是这样构成的：将两个二极管的阳极连接到一个电阻器上，该电阻器连接到电源的正极。该门的输入端是这两个二极管的阴极。当两个输入信号中的任何一个是零电压或“逻辑0”，相应的二极管便导通，并且输出(为两个二极管的阳极)随即成为逻辑零。当两个信号都是“逻辑1”或者是电源电平，则这两个二级管都截止，而且因为电阻的缘故，输出也是电源电平，且因此而为逻辑1。
对于数字实施方案，优选使用组合电路(逻辑门)和时序电路(触发器)。当然如果为特定的实施方案所需，也可以互换地组合数字电路和模拟电路。例如，数字逻辑门(即组合电路)可以和模拟延迟元件一起使用，或者模拟逻辑门可以和时序电路一起使用。同样，硬连线电路也可以和可编程电路结合起来使用。
作为数字实施方案的一个实例，图17A～图17P展示出一个优选的实施例，其通过组合/时序数字电路来实施图14所示的信号处理，然后上述电路被嵌入复杂可编程逻辑器件(CPLD)中。实际上可以用模拟电路或数字电路、或者用数字信号处理器(DSP)或微处理器来实施该信号处理。另外，该组合/时序数字电路包括控制和故障协调功能。
第三个实施例是实施本发明第一种变型方案的一种感应电动机驱动系统。感应电动机驱动器包括：至少一个两级电动机控制器，其输出信号以控制一个两级逆变器电桥；一个多级电桥，其具有N≥12个开关，这些开关被设置成3个支路；以及一个适配电路，该电路由两级感应电动机控制器所输出的信号产生N个时间协调信号，用于控制上述多级逆变器电桥的N个开关。
图18展示出所述驱动系统内的信号流。两级感应电动机控制器1800输出六个调制信号(A1b，A2b)，适配电路1810将这些调制信号转换成N个时间协调信号。这N个时间协调信号控制多级逆变器1820内的N个开关中的开关，该逆变器对交流电动机1890提供三相输出。对于多级逆变器电桥的N个开关的普通结构的示例，请参看图2和图3A至图3C。
“现成”的控制电路1800需要来自给定交流驱动器的转换器和逆变器电源部分的几条特定信息。转换器是驱动器的一部分，对逆变器提供多个电压级。例如，在图1中的部分提供了正压母线和负压母线，在图2中的部分提供了正压母线、中性母线、和负压母线。
控制器1800用这些信号来推导出电动机数据，例如转子位置和角速度，以及磁通位置和角速度。如图18所示，由适配电路模块1810所产生的信号被传送到“现成”的两级控制电路。适配电路综合“现成的”控制电路需要用来控制感应电动机速率和转矩的各信号。在矢量控制的情况下，转矩受到调节以使得电动机快速响应负载的变化，但在标量控制的情况下，转矩无需调节而只是控制器的频率和电压输出的副产品，且其只适于没有负载瞬变的稳定状态条件。适配电路所综合的信号通常是“电流反馈”、“电压反馈”、“故障”和“控制协调和定时”。图17A至图17P中所示的适配电路包含了这种功能。
“现成”的电动机控制器1800需要接收一些电流反馈(IFBK)和电压反馈(VFBK)信号，将这些信号用于速率、磁通、和转矩调节。它也需要来自逆变器电路1820的故障信息，以便协调合适的关机顺序，并给操作者或主机合适的反馈。
除了给“现成”的控制电路以所需要的反馈和控制信号之外，适配电路1810还在内部使用这些信号进行冗余的、且在一些情况下是瞬时的故障检测。这使适配器无需等待“现成”的控制电路就能够反应。
来自“现成的”的低压电动机控制器1800、而被适配电路1810所使用的信号是两级调制器信号A1b和A2b，以及当要运行或停止交流驱动器时的故障和控制信号。
在图19中展示了用于三级逆变器电桥的上述实施例的一个例子。适配电路1910接收来自两级控制器1900的三对调制信号输入A1b和A2b，并向逆变器1920中的多级输出信号S1b～S(N/3)b。由转换器所输出的电压“级”受到适配电路的检测(通过线路1911)，同样受到检测的是电动机1990的驱动信号的电流级(通过检测线1912)。适配电路基于从转换器1930和逆变器1920接收到的电压(1911)和电流(1912)反馈，向两级感应电动机控制器1900提供电压和电流反馈。请注意，反馈电压1911可以在转换器1930或者逆变器1920中测到。
根据这些反馈信号(1911，1912)，在适配电路1910内进行故障检测。如果两级控制器1900先检测到故障，它就给适配电路1910发信号，通知有故障发生。然而，如果适配电路1910先检测到故障，则该适配电路便给两级控制器1900发信号通知故障。因此，图18和图19所示的故障和控制信号是双向的。
信号S1b到S(N/3)b是根据上述程序和电路而由A1b和A2b得到的，这按图5至图17中的程序作了说明。因此，图19所示用于三级系统的驱动系统可以扩展从而适用于四级或更高级系统。
第二种变型方案
本发明的第二种变型方案只使用控制信号(a.k.a.命令信号)，通过将这些信号传送到一个独立的适配控制电路，而将其馈送到普通感应电动机控制器内的两级调制器。通常这些感应电动机控制器利用标量和/或矢量控制技术。矢量控制是最老和最简单的控制形式，用于以有限的转矩响应在一种开环结构中产生频率和输出电压信号。另一方面，则以一种闭环结构控制感应电动机的速率、磁通和转矩分量，并由此而针对负载转矩瞬变提供高电动机性能。所述独立的适配电路包括一个多级调制器，该调制器驱动中压或高压逆变器电桥的电力开关。传送电动机控制数据的方式是通过任何介质，如电线、纤维、或无线电，经由串联或并联的接口端口。这样就使得现有的低压两级感应电动机控制器可以驱动中压或高压多级逆变器电桥。
在一个优选实施例中使用了矢量控制，以磁通和转矩控制装置(如基于微处理器而以PID回路来调节转矩和磁通的矢量控制器)连续地计算受控的感应电动机的电动机轴的角速度和位置，以及转动磁通的角速度和位置。通过将这些计算值与电动机的所需值加以比较，相同的速率和转矩控制装置即能产生转矩和磁通命令信号。在常规控制器中，这种比较典型地每毫秒发生一到四次。从这些比较所得到的信号借助常规的矢量控制方法被转换成电压(或电流)和相位命令信号。
在本发明第二种变型方案的这个优选实施例中，现有的感应电动机控制器经由接口端口将矢量控制命令信号输出到外部电路。该外部电路包括接口端口和多级调制器。类似的是，如果换用标量控制，则控制器更新电压和频率命令信号并经由接口端口而将其输出到外部适配电路。
我们采用现成的感应电动机控制器(即磁通和转矩信号、或电压和频率、或者它们的数学变换分量，这些都能产生正弦波电压(或电流)以及相位命令信号)，经由串联或并联的端口来输出信号，并随后将其输入到专用的多级调制器电路中，该调制器电路产生信号从而驱动多级逆变器电桥中的开关。本发明的创新之处是，我们经由串联或并联端口采集现成的两级、低压命令信号并输入到独立的电路中，该独立电路具有用于多级逆变器的调制器。本发明的构思在于现成的两级低压控制电路和具有多级调制器的新电路之间的连接(通过串联或并联端口将命令信号传送到另一电路)。多级调制器可以使用任何调制方法，并且可以是任何类型，无论是现在已知的还是会在将来开发出来的。现有公知的调制方法包括空间矢量、磁滞、脉冲方式、正弦三角比较、和三次谐波注入。
参考图20A，利用矢量控制的所述程序包括经由接口端口而从一个两级感应电动机控制器采集矢量控制命令信号(步骤2001)、传送来自控制器的接口端口的矢量控制命令信号(步骤2002)并将这些命令信号输入到一个外部调制器(步骤2003)、在该外部调制器中产生十二个或更多的时间协调信号(步骤2004)，并且用这些时间协调信号来控制一个多级逆变器电桥的开关(步骤2005)。
参考图20B，利用标量控制的所述程序包括经由接口端口而从一个两级感应电动机控制器采集频率和输出电压命令信号(步骤2011)、传送来自控制器的接口端口的电压和频率命令信号(步骤2012)并将这些命令信号输入到一个外部调制器(步骤2013)、在该外部调制器中产生十二个或更多的时间协调信号(步骤2014)，并且用这些时间协调信号来控制一个多级逆变器电桥的开关(步骤2015)。
在一个优选的实施方式中，利用现有控制器的控制器区域网(CAN)串联接口而将来自控制调节器的矢量或标量命令信号传送到外部电路，该外部电路也有CAN接口。然后通过一个多级空间矢量调制器来调制这些命令信号，或是将它们变换成三个正弦波、再将这些正弦波与三角形载波信号比较以产生多级脉宽调制信号，从而驱动多级逆变器电桥的开关。
图21展示出所述系统内的信号流。“现成的”两级感应电动机控制器2100输出矢量和/或标量命令信号，这些命令信号被适配器/调制器电路2110转换成N个时间协调信号。这N个时间协调信号控制多级逆变器1820内N个开关当中的开关，而该多级逆变器为交流电动机1890提供三相输出。
除了调制器和接口电路之外，适配器/调制器2110还优选地提供故障和控制信号功能，如在本发明第一种变型方案中所讨论的那样。
在控制感应电动机的时候应注意有时间限制，这就是说，不能用太长的时间将信息传送到多级调制器，以免导致控制系统失去对电动机的控制。因此，接口端口需要足够的快。优选的是，从两级控制器采集的矢量或标量信号最低限度应该每一毫秒即得到更新。
矢量和标量控制理论
感应电动机是非线性系统，它们所产生的转矩并不直接与定子电流的幅值一致。这是因为定子电流是由这样两个正交的矢量分量构成的：磁通产生矢量，其相对于定子电压有90度相位差；以及转矩产生矢量，其与所施加的定子电压同相。在出现快速微处理器之前，控制交流驱动器中转矩的方式仅仅是以开环形式来保持伏特对赫兹(V/Hz)的比值恒定(即标量控制)。
对于那些不要求严格的速率和转矩控制的负载类型，如风扇，这种标量控制模式依然被广泛应用。这种模式也适用于将一个交流驱动器连接到几个并联的交流感应电动机的应用场合。V/Hz控制的动态响应受到每分钟转数(RPM)可能变化数百的电动机的转差频率限制。
对于更加严格的转矩和速率调节，要采用磁场定向方法或矢量控制。基本上，矢量控制将电动机电流信息中的磁通矢量和转矩矢量分离出来。这是通过在数学上称作Clarke及Park变换的处理实现的。Clarke变换将平衡的、相互之间相位差为120度的三个相电流信号ia、ib、ic简化成两个信号：iα、iβ。信号iα和iβ是相位差为90度的正弦波信号，它们代表在一个正交平面上的三个相矢量。
为了将电动机电流的转矩和磁通分量分离出来，iα和iβ信号经过了Park变换，产生信号id(磁通电流)和iq(转矩电流)。
一旦磁通矢量和转矩矢量被分离，它们就可以在两个不同的比例积分微分(PID)回路中被用作反馈信号，而被分别用来调节磁通和转矩。PID回路的输出是用于调节转矩Vq和磁通Vd的电压命令。它们需要通过Park反变换而被变换成在一个正交的静止参照系下的α和β分量，该Park反变换产生信号Vα和Vβ，这是两个相位差为90度的正弦波信号。Vα和Vβ足以控制一个空间矢量类型的调制器，然而对于正弦三角调制器，Vα和Vβ就必须通过Clarke反变换而被变换成三个独立的、彼此之间相位差为120度的正弦波Va、Vb和Vc。这些正弦波可以被用在正弦三角调制器中而产生逆变器开关的切换信号。
图29A所示为一种连接到外部逆变器和交流电动机的基于矢量的常规控制器。该控制器包括一个内部的2级空间矢量调制器。在空间矢量调制的情况下，提供给内部调制器的矢量命令信号是α和β。为比较起见，图29B展示了另一个常规的基于矢量的控制器，但包括一个正弦三角调制器。在正弦三角调制的情况下，Va、Vb和Vc被用作命令信号。如这些附图所示，在Park变换中用到一个θ值。θ值是磁通矢量的相角信息，是计算出来的或者是测量得到的。
在图22所展示的本发明第二种变型方案的优选实施例中，矢量命令信号(即磁通Vd和转矩Vq、或者它们的数学变换Vα和Vβ或者Va、Vb和Vc)、或者标量命令信号(即电压和频率、或者它们的数学变换Vα和Vβ或者Va、Vb、和Vc)都经由串联或并联接口端口被传送到处于“现成”的控制器2200外部的第二电路2210。虽然这些命令信号在此被标识为电压，但应理解在本发明的这种变型方案中同样可以使用电流，而如果标识了电流，尚可使用电压。
第二电路2210包括一个调制器，命令信号被提供给该调制器。空间矢量调制器会需要α和β命令信号，且因此而需要反Park变换。正弦三角调制器会需要a、b和c命令信号，且因此而需要在α和β信号上进行反Clarke变换。磁滞调制器典型地需要a、b和c。脉冲方式调制器可以使用α和β或者a、b、和c。
例如，若调制器是空间矢量多级调制器，则如果所传送的命令信号是Vα和Vβ，这些命令信号便可以不经变换而直接进入调制器，如图30A所示。若调制器是多级正弦三角调制器，则如果所传送的命令信号是Va、Vb和Vc，这些命令信号也可以不经变换即直接进入调制器，如图30B所示。另一方面，在使用多级正弦三角调制器的情况下，如果所传送的命令信号是Vα和Vβ，即要执行反Clarke变换以获得供给调制器的Va、Vb和Vc。类似的是，使用这些调制器中的任何一种，如果所传送的命令信号是Vd和Vq，便要根据所用的多级调制器的类型来进行合适的数学变换，如图30C和30D所示。
优选根据信号的可用性和通过并联或串联接口端口传送的容易度来选择所要传送的命令信号。调制器随后产生十二个或更多个信号S1b～S(N/3)b，这些信号控制逆变器电桥1920的开关。
图22所示的驱动系统是用于三级系统的。如同第一种变型方案，该系统可扩展以适用于四级或更高级的系统。
两级正弦三角调制器
为进一步解释所述调制系统，并比较本发明的第一种和第二种变型方案，在图23A～图23C中示出了两级正弦三角调制。图23A所示为从矢量控制信号(vcontrol1、vcontrol2、vcontrol3)提取的三个正弦波，以及用于将这些正弦波转换成脉宽调制信号的三角波形的载波(vtri)。正弦波的频率就是所需的电动机频率。通过改变正弦波的频率，电动机的轴速即得到改变。在矢量控制的情况下，正弦波的波幅和相位取决于电动机转矩和电动机磁通的要求。在标量控制的情况下，正弦波的波幅与电动机的状态无关。载波频率是根据电力半导体开关的开关频率能力、及驱动器的冷却能力而设定的。
来自两级正弦三角调制器的三对调制信号(A1b和A2b)输出是通过比较载波频率和正弦波而产生的。例如，为产生脉宽调制信号A11，当载波信号vtri超过正弦波vcontrol1时，将A11设置为低，如图23B所示。同样，当载波信号vtri超过正弦波vcontrol2时，将A12设置为低，如图23C所示。
进行相间电压比较，从A11中抽取A12，如图24所示，迭加的正弦波显示出脉动波形的基波部分。对来自逆变器的最终输出电压的频谱分析(图25)显示出了这个基波，以及载波和谐波的含量。
基波成分是重要的，因为它对产生感应电动机内的有用转矩而言至关重要。谐波则产生振动和热量，并因此而被认为是损失。如图所示，输出电压的频谱分析在60赫兹处具有强基波成分，以及载波频率成分及其谐波。
上述两级频谱分析与由“现成的”两级控制电路所驱动的两级逆变器的输出一致，并且也与根据本发明第一种变型方案的多级逆变器的输出一致。换言之，本发明第一种变型方案的驱动电压中的谐波含量与来自两级控制器的六个调制信号输出的谐波含量特征一致，上述的十二个或更多个信号是以这六个调制信号为基础的。
多级正弦三角调制器
图26A展示出四级正弦三角调制波形。图中所示为来自一个四级逆变器电桥的三相正弦波输出的一相(该正弦波具有三次谐波注入，这使得正弦波失真但可以得到较高输出电压)，以及三个在垂直方向上错开的同相载波信号，这些同相载波信号产生用于四级逆变器电桥的切换信号，该电桥每相有六个开关。在图26B的输出相电压(三相中的一相)中——该相电压例如将会由图3B所示的四级逆变器电桥支路输出，可以清楚看出所得到的开关状态。
而如图23A所示，一个两级正弦三角调制器只有一个三角形载波信号，一个三级正弦三角调制器具有两个在垂直方向上错开的同相三角形载波信号来产生切换信号，该切换信号用于每相具有四个开关的一个三级逆变器电桥(图3A)的每相中的四个开关。一个五级正弦三角调制器将有四个在垂直方向上错开的同相三角形载波信号，一个六级系统将有五个载波，依此类推。
空间矢量调制
一个逆变器电桥的三相平衡的输出电压可以用一个旋转的电压矢量来表示。任何级数的一个逆变器电桥都具有有限数目的开关状态，开关状态的数目与开关的数目成比例，开关的数目与级数成比例。例如，一个两级逆变器电桥可以产生八个离散的电压状态或固定的电压矢量，而一个三级逆变器电桥可以产生二十七个电压状态或固定的电压矢量。表示三相输出电压的电压矢量可以假定位于从零度到三百六十度的无数个位置。
空间矢量调制器相对于一个给定的逆变器电桥的固定电压矢量来确定输出电压矢量的位置。它通常会落在两个相邻的固定电压矢量之间。调制器随后通过在切换周期(切换周期是由开关频率确定的，开关频率需要显著高于基波频率，即如果基波频率是60赫兹，则开关频率需要高出几倍)内改变两个固定矢量之间的工作周期，来得到这两个相邻固定电压矢量的加权平均值，从而复制这个给定的输出电压矢量。
与正弦三角调制器比较，对于给定的输出谐波失真，空间矢量调制器的优点是它能够降低开关频率。增加开关频率通常总会降低谐波失真但结果是开关的功率损失增加。因此，因此任何一种调制方案如果可以得到一定程度的谐波失真，但降低了开关频率，都会带来很大的益处。
磁滞调制
通过具有预定磁滞的数字或模拟比较器电路，可以将一个现成的感应电动机的控制装置所产生的正弦波与电动机的电流或磁通(电动机磁通可以通过将电动机电压积分来取得)的实际值比较。这种磁滞在使用电压源逆变器的情况下是以伏特为单位来度量的，或者在使用电流源逆变器的情况下是以安培为单位的。如果使用数字比较器电路，则需用模数转换器来将实际值信号(也称反馈信号)数字化。用被设置于交流驱动电路内的电压或电流传感器来获得电流或电压的实际值。比较器的输出是脉动信号，该脉动信号供给三相逆变器电桥的各开关。所得到的驱动输出等于一定比例的参考信号加上或减去比较器电路的磁滞值。
脉冲方式调制
由标量或矢量控制装置所产生的数据可以对应于已储存在数字电路存储装置内的多个脉冲方式——这些脉冲方式通常被看作一个表，从而使这些控制信号的每个值都会从该表中调用一个特定的脉冲方式来启动交流驱动逆变器电桥的开关。尽管这个过程需要非常快速的微处理器或数字逻辑电路，但它通过提供预先确定的或预先设计的逆变器开关状态来产生输出电压和电流，从而可以使得交流驱动器的输出具有较低的谐波失真。
两种变型方案的比较
相对于所获得的输出电压波形而言，本发明的两种变型方案之间有根本差别，这解释了在谐波含量上二者间的差别。本发明第一种变型方案使用了得自“现成的”控制器的六个调制信号，并由它们而产生出三级或更多级逆变器电桥的十二个或更多个信号。所得到的中压或高压输出是两级脉宽调制(PWM)电压波形，除了电压级较高之外，与低压交流驱动器的输出相同。这就是本发明的第一种变型方案具有如图25所示的高谐波含量的原因。
本发明的第二种变型方案通过串联或并联的接口来采集现成的低压交流驱动器的控制输出信号，并结合专用的多级调制器来使用这些控制信号，其中上述调制器产生用于三级或更多级逆变器电桥的十二个或更多个驱动信号。所得到的中压或高压输出是三级或更多级PWM电压波形，更近似于正弦波的形状，且因此而比本发明的第一种变型方案具有更低的谐波失真。
图27A～图27C所示为实施本发明第二种变型方案的三级驱动的输出电压波形。对于使用三级调制器的任一类型的三级交流驱动器来说，这些波形都是有效的。图27A所示相电压是在提供给电动机的三个信号(例如图2中在171到173处的信号)中的任一个和中性点之间测量的，该中性点在整流器电桥的输出端的两个电容器之间(即“中性母线”)。图27B所示线间电压是在提供给电动机的三个信号中的任意两个信号间测量的。图27C所示线电流是对电动机的三个输出中的任一个输出中的电动机电流。
图26B和图27A～图27C的波形对于图24所示的两级结果来说是一种改进，图24所示为两级交流驱动器的线间输出电压被迭加上一个正弦波，这个正弦波代表该PWM波形的基波成分。在将两级系统的结果与三级或更多级系统的结果比较时，可以看出三级或更多级系统的输出比两级输出更接近于正弦波。越接近于正弦波，在频谱分析中的载波频率成分就减少得越多。
本发明的两种变型方案都允许使用任何现有的低成本的控制器，及它们预先设计的复杂前端、人机界面和电动机控制算法，来驱动多级中压和高压电动机。
应该理解的是，在不脱离由所附权利要求所确定的本发明的构思和范围的前提下，可以对本发明的实施例和实施方式进行许多修改。

Claims (36)

1.一种用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，所述两级感应电动机控制器输出六个调制信号，用以控制一个两级逆变器电桥中的六个开关的切换，所述方法包括：
将所述六个调制信号转换为N个时间协调信号，其中N≥12，而且N是3的整数倍；
通过施加所述N个时间协调信号来控制所述多级逆变器电桥的N个开关；
其中所述多级逆变器电桥包括三个支路，每个支路有N/3个开关并产生所述多级逆变器电桥的三相输出中的一相，而且该多级逆变器电桥的对应支路的N/3个开关不会有少于N/6个处于逻辑断开状态。
2.如权利要求1所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，
其中所述六个调制信号被进一步表示成三对调制信号A1b和A2b(b∈{1，2，3})，每一对调制信号被用来控制一个两级逆变器电桥的三个支路中的一个，每一个支路b产生一个两级逆变器电桥的三相输出中的一相；
将所述六个调制信号转换为N个时间协调信号的所述步骤包括：
由被所述两级感应电动机控制器输出的所述三对调制信号A1b和A2b来产生三组时间协调信号S1b到S(N/3)b，每组时间协调信号S1b到S(N/3)b被定时以控制所述多级逆变器电桥的支路b的开关，每组时间协调信号S1b到S(N/3)b的定时根据所述对应支路b的开关中的至少一个延迟时间而变化，而且所述时间协调信号S1b到S(N/3)b不会有少于N/6个处于逻辑断开状态；以及
控制所述多级逆变器电桥的所述N个开关的所述步骤包括：
将每组b时间协调信号S1b到S(N/3)b施加到所述多级逆变器电桥的对应支路b的N/3个开关上。
3.如权利要求2所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，由所述三对调制信号A1b和A2b来产生三组时间协调信号S1b到S(N/3)b的所述步骤包括：
对于时间协调信号S1b到S(N/6)b，使得每个Syb具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数；而且
对于时间协调信号S(N/6+1)b到S(N/3)b，使得每个Szb具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及S(z-1)b在之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
4.如权利要求2所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，由所述三对调制信号A1b和A2b来产生三组时间协调信号S1b到S(N/3)b的所述步骤包括：
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb来形成时间协调信号S1b到S(N/6)b；和
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb来形成时间协调信号S(N/3)b到S(N/6+1)b；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关中具有最长的断开延迟时间，d1x≥0，d2x≥0，而且x＝1到N/6；并且
其中每个d1x有一个不同的值，每个d2x有一个不同的值。
5.如权利要求4所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，
其中对于时间协调信号S1b到S(N/6)b，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而
其中对于时间协调信号S(N/6+1)b到S(N/3)b，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
6.如权利要求2所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，
其中所述多级逆变器具有三级，且N＝12，所述三级逆变器的每个支路b包括四个串联连接的开关，并由时间协调信号S1b～S4b控制；而且
由所述三对调制信号A1b和A2b来产生所述三组时间协调信号S1b～S4b的所述步骤包括：
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时3Δtb来形成时间协调信号S1b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S2b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S3b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时3Δtb来形成时间协调信号S4b；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述对应支路b的四个开关中具有最长的断开延迟时间。
7.如权利要求2所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，
其中所述多级逆变器具有四级，且N＝18，所述四级逆变器的每个支路b包括六个串联连接的开关，并由时间协调信号S1b～S6b控制；而且
由所述三对调制信号A1b和A2b来产生所述三组时间协调信号S1b～S6b的所述步骤包括：
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时5Δtb来形成时间协调信号S1b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时3Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S2b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时4Δtb来形成时间协调信号S3b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时4Δtb来形成时间协调信号S4b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时3Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S5b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时5Δtb来形成时间协调信号S6b；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述对应支路b的六个开关中具有最长的断开延迟时间。
8.如权利要求2所述的用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，
其中所述多级逆变器具有五级，且N＝24，所述五级逆变器的每个支路b包括八个串联连接的开关，并由时间协调信号S1b～S8b控制；而且
由所述三对调制信号A1b和A2b来产生所述三组时间协调信号S1b～S8b的所述步骤包括：
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时7Δtb来形成时间协调信号S1b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时5Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S2b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时3Δtb和一个断开延时4Δtb来形成时间协调信号S3b；
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时6Δtb来形成时间协调信号S4b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时Δtb和一个断开延时6Δtb来形成时间协调信号S5b；
通过向调制信号A2b加一个接通延时3Δtb和一个断开延时4Δtb形成时间协调信号S6b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时5Δtb和一个断开延时2Δtb来形成时间协调信号S7b；
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时7Δtb来形成时间协调信号S8b；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述的单个支路b的八个开关中具有最长的断开延迟时间。
9.一种用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的适配电路，所述两级感应电动机控制器输出六个调制信号，用以控制一个两级逆变器电桥中的开关，而且所述多级逆变器电桥具有被分到三个支路里的N≥12个开关，所述适配电路包括：
三对调制信号输入A1b和A2b(b∈{1，2，3})，借此输入来自所述两级感应电动机控制器的所述六个调制信号；
三组时间协调信号输出S1b到S(N/3)b，其中由S1b到S(N/3)b的每组b时间协调信号输出被定时以控制所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关；和
定时电路，其包括选自以下一组的电路：组合电路、时序电路、延时元件、基于模拟的逻辑门、可编程逻辑电路，以及它们的组合；由A1b形成的调制信号输入，来产生由S1b到S(N/6)b的时间协调信号输出，并且由A2b形成的调制信号输入来产生由S(N/6+1)b到S(N/3)b的时间协调信号输出，向由A1b和A2b的每个调制信号输入附加至少一个接通延时或断开延时，
其中对于由S1b到S(N/3)b的每组b时间协调信号输出，所述N/3个时间协调信号不会有少于N/6个处于逻辑断开状态。
10.如权利要求9所述的适配电路，
其中对于由S1b到S(N/6)b的时间协调信号输出，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而且
其中对于由S(N/6+1)b到S(N/3)b的时间协调信号输出，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
11.如权利要求9所述的适配电路，
其中对于由S1b到S(N/3)b的每组b时间协调信号输出：
向由A1b形成的所述调制信号输入附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb，来形成由S1b到S(N/6)b的每个时间协调信号输出；而且
向由A2b形成的所述调制信号输入附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb，来形成由S(N/3)b到S(N/6+1)b的每个时间协调信号输出；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关中具有最长的断开延迟时间，d1x≥0，d2x≥0，且x＝1到N/6，而且
其中每个d1x有一个不同的值，并且每个d2x有一个不同的值。
12.如权利要求11所述的适配电路，
其中对于由S1b到S(N/6)b的时间协调信号输出，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而且
其中对于由S(N/6+1)b到S(N/3)b的时间协调信号输出，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
13.如权利要求11所述的适配电路，其中N＝12，d11＝3，d12＝1，d21＝0，而且d22＝2。
14.如权利要求1 1所述的适配电路，其中N＝18，d11＝5，d12＝3，d13＝1，d21＝0，d22＝2，而且d23＝4。
15.如权利要求11所述的适配电路，其中N＝24，d11＝7，d12＝5，d13＝3，d14＝1，d21＝0，d22＝2，d23＝4，而且d24＝6。
16.如权利要求9所述的适配电路，所述组合电路包括“与”门和“非”门，并且所述时序电路包括触发器。
17.如权利要求9所述的适配电路，其中所述适配电路包括复杂可编程逻辑器件。
18.一种用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的适配器，所述两级感应电动机控制器输出六个调制信号，用以控制一个两级逆变器电桥中的开关，而且所述多级逆变器电桥具有被分到三个支路里的N≥12个开关，所述适配器包括：
三对调制信号输入A1b和A2b(b∈{1，2，3})，借此输入来自所述两级感应电动机控制器的所述六个调制信号；
三组时间协调信号输出S1b到S(N/3)b，其中由S1b到S(N/3)b的每组b时间协调信号输出被定时以控制所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关；和
第一转换装置，用于由A1b形成的调制信号输入来产生由S1b到S(N/6)b的时间协调信号输出，向由A1b形成的该调制信号输入附加至少一个接通延时或断开延时来产生S1b到S(N/6)b，
第二转换装置，用于由A2b形成的调制信号输入来产生由S(N/6+1)b到S(N/3)b的时间协调信号输出，向由A2b形成的该调制信号输入附加至少一个接通延时或断开延时来产生S(N/6+1)b到S(N/3)b，
其中对于由S1b到S(N/3)b的每组b时间协调信号输出，所述N/3个时间协调信号不会有少于N/6个处于逻辑断开状态。
19.一种用于驱动三相电动机的感应电动机驱动系统，包括：
一个两级感应电动机控制器，其输出用以控制一个两级逆变器电桥的信号；
一个多级逆变器电桥，其具有设置成3个支路的N≥12个开关，每个支路提供用于驱动所述三相电动机的三相输出中的一相；和
一个适配电路，其由所述两级感应电动机机控制器所输出的信号产生N个时间协调信号，来控制所述多级逆变器电桥的N个开关。
20.如权利要求19所述的感应电动机驱动系统，
其中来自所述两级感应电动机控制器的信号输出构成三对调制信号输入A1b和A2b(b∈{1，2，3})，用以控制一个两级逆变器电桥中的开关；而且
其中所述N个时间协调信号被进一步表示成三组时间协调信号S1b到S(N/3)b，每一组都被定时以控制所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关，而且在每一组b内，所述时间协调信号S1b到S(N/3)b不会有少于N/6个处于逻辑断开状态；而且
其中所述适配电路包括选自以下一组的电路：组合电路、时序电路、延时元件、基于模拟的逻辑门、可编程逻辑电路，和它们的组合，而由所述调制信号A1b来产生时间协调信号S1b到S(N/6)b；以及定时电路，其通过向所述调制信号A1b和A2b附加至少一个接通延时或断开延时来形成S1b到S(N/3)b，而由所述调制信号A2b产生时间协调信号S(N/6+1)b到S(N/3)b。
21.如权利要求20所述的感应电动机驱动系统，
其中对于时间协调信号S1b到S(N/6)b，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而
其中对于时间协调信号S(N/6+1)b到S(N/3)b，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
22.如权利要求20所述的感应电动机驱动系统，
其中对于每组b的时间协调信号S1b到S(N/3)b：
通过向所述调制信号A1b附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb来形成各个时间协调信号S1b到S(N/6)b；而且
通过向所述调制信号A2b附加一个接通延时d1x·Δtb和一个断开延时d2x·Δtb来形成各个时间协调信号S(N/3)b到S(N/6+1)b；
其中Δtb是一个开关的断开延迟时间，该开关在所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关中具有最长的断开延迟时间，d1x≥0，d2x≥0，而且x＝1到N/6，并且
其中每个d1x有一个不同的值，而且每个d2x有一个不同的值。
23.如权利要求22所述的感应电动机驱动系统，
其中对于时间协调信号S1b到S(N/6)b，每个Syb都具有在S(y+1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(y+1)b之前的逻辑断开状态，y是从1到(N/6-1)的一系列整数，而
其中对于时间协调信号S(N/6+1)b到S(N/3)b，每个Szb都具有在S(z-1)b之后的逻辑接通状态，以及在S(z-1)b之前的逻辑断开状态，z是从(N/6+2)到(N/3)的一系列整数。
24.如权利要求19所述的感应电动机驱动系统，
其中来自所述两级感应电动机控制器的信号输出构成三对调制信号输入A1b和A2b(b∈{1，2，3})，用以控制一个两级逆变器电桥中的开关；而且
其中所述N个时间协调信号被进一步表示成三组时间协调信号S1b到S(N/3)b，每一组都被定时以控制所述多级逆变器电桥的支路b的N/3个开关，而且在每一组b内，所述时间协调信号S1b到S(N/3)b不会有少于N/6个处于逻辑断开状态；而且
其中所述适配电路包括：
第一转换装置，用于由A1b形成的调制信号输入来产生由S1b到S(N/6)b的时间协调信号输出，向由A1b形成的该调制信号输入附加至少一个接通延时或断开延时来产生S1b到S(N/6)b，和
第二转换装置，用于由A2b形成的调制信号输入来产生由S(N/6+1)b到S(N/3)b的时间协调信号输出，向由A2b形成的该调制信号输入附加至少一个接通延时或断开延时来产生S(N/6+1)b到S(N/3)b。
25.一种用两级感应电动机控制器来控制多级逆变器电桥的方法，所述两级感应电动机控制器包括一个调节器和一个用于两级逆变器电桥的内部调制器，从所述调节器输出用于控制所述内部调制器的命令信号，所述方法包括：
经由所述两级感应电动机控制器的第一接口端口而输出来自所述两级感应电动机控制器的命令信号；
经由一个串联或并联连接传送从所述第一接口输出的所述命令信号；
经由第二接口端口将所传送的命令信号输入到一个外部适配电路，所述外部适配电路包括一个调制器；和
根据经由所述第二接口输入的命令信号，在所述外部适配电路的调制器中产生十二个或更多个时间协调信号，用以控制具有三级或更多级的逆变器电桥。
26.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，进一步包括：
通过施加由所述外部适配电路的所述调制器产生的所述十二个或更多个时间协调信号，来控制多级逆变器电桥中的十二个或更多个开关。
27.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述的输出、传送和输入的步骤使更新的命令信号被周期性地提供给所述外部适配电路。
28.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述两级感应电动机控制器利用矢量控制，所述调节器是磁通和转矩调节器，而且从所述两级感应电动机控制器输出的所述命令信号是磁通(d)和转矩(q)命令信号。
29.如权利要求28所述的控制多级逆变器电桥的方法，所述方法进一步包括：
在所传送的命令信号被输入到所述外部适配电路之后，但在所述调制器内产生所述十二个或更多个时间协调信号之前，通过Park变换而将所述磁通(d)和转矩(q)命令信号变换成α和β命令信号，所述外部适配电路的所述调制器利用所述α和β命令信号来产生所述的十二个或更多个时间协调信号。
30.如权利要求28所述的控制多级逆变器电桥的方法，所述方法进一步包括：
在所传送的指令信号被输入到所述外部适配电路之后，通过Park变换而将所述磁通(d)和转矩(q)命令信号变换成α和β命令信号，
在所述调制器内产生所述十二个或更多个时间协调信号之前，将α和β信号变换成三相a、b、和c命令信号，所述外部适配电路的所述调制器利用所述a、b、和c命令信号来产生所述的十二个或更多个时间协调信号。
31.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述两级感应电动机控制器利用矢量控制，所述调节器是磁通和转矩调节器，而且从所述两级感应电动机控制器输出的所述命令信号是α和β命令信号。
32.如权利要求31所述的控制多级逆变器电桥的方法，所述方法进一步包括：
在所传送的命令信号被输入到所述外部适配电路之后，但在所述调制器内产生所述十二个或更多个时间协调信号之前，将所述α和β命令信号变换成三相a、b、和c命令信号，所述外部适配电路的所述调制器利用所述a、b、和c命令信号来产生所述的十二个或更多个时间协调信号。
33.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述两级感应电动机控制器利用矢量控制，所述调节器是磁通和转矩调节器，而且从所述两级感应电动机控制器输出的所述命令信号是a、b、和c命令信号。
34.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述两级感应电动机控制器利用标量控制，所述调节器是电压节器，而且从所述两级感应电动机控制器输出的所述命令信号是频率和电压命令信号。
35.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述第一接口端口是控制器区域网串联接口。
36.如权利要求25所述的控制多级逆变器电桥的方法，其中所述外部适配电路的所述调制器选自以下一组：空间矢量调制器、磁滞调制器、脉冲方式调制器、和正弦三角调制器。
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