CN1174544C - 对采用四个开关的三相逆变器进行电压补偿的装置和方法 - Google Patents

Abstract

一种对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的装置，包括：上DC耦合电容器和下DC耦合电容器，相互串联连接，接收输入DC电压并分别在其内充电DC电压；B4逆变器级，使用4个开关，当从各DC耦合电容器接收充电电压时提供3相电压；三端双向可控硅元件，输入端被连接到AC电压源的一条引线，输出端被连接到上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的串联连接节点，用于控制是否利用输入DC电压分别对上DC耦合电容器和下DC耦合电容器充电。

Description

对采用四个开关的三相逆变器进行 电压补偿的装置和方法

本发明涉及对在采用4个开关的3相逆变器中产生的电压脉动进行补偿的装置和方法，更具体地说，本发明涉及对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿以对由于电压脉动施加到3相电压上的严重失真进行补偿的装置和方法。

通常，如图1所示，已知的3相逆变器电路使用6个功率元件产生a、b和c相电压。当将这些相电压施加到电机上时，电机就旋转。

然而，这种逆变器电路昂贵，因为它们使用了6个功率开关元件。为了降低这种逆变器电路的成本，所以建议了一种使用4个开关来控制3相电机的逆变器电路。图2示出这种电路的一个实例。

图2示出采用4个开关的传统3相逆变器的原理电路图。如图2所示，传统3相逆变器，例如用于控制3相电动机1的电机控制器包括一对DC耦合电容器，即上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2，它们互相串联连接，适用于接收由AC电压整流获得的DC电压，而且还适用于在其内存储DC电压。3相电机控制器还包括B4逆变器2级，它被配置成当由电容器C1和C2分别供给DC电压时响应开关控制信号被接通和断开，从而提供适用于驱动3相电机1的3相电压。将3相电机1连接到与B4逆变器2的各开关引脚相连的上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2之间的连接节点。

采用4个开关时，省略了与c相有关的元件。在这种情况下，电机的c相端被连接到上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2之间的连接节点。

在上述配置中当将DC电压施加到上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2时，所施加的电压就对电容器C1和电容器C2进行充电。将各电容器的充电电压施加到B4逆变器2。

当其开关被接通或断开时，被施加充电电压的B4逆变器2对电机1施加相电压。如图4a至4b所示，B4逆变器2具有4个开关状态。下面将说明3相电机为Y连接时的情况。在以下的说明中，“0”指B4逆变器2中下开关元件的ON状态，而“1”指上开关元件的ON状态。当B4逆变器2为<0，0>状态时，引脚S1和S2的各下开关被接通，而引脚S1和S2的各上开关被断开。

仅当对应于B4逆变器2的4个电压向量的各上开关被接通时，即处于状态<1，1>时，上DC耦合电容器C1内的充电电压V1被施加到3相电机1。在这种情况下，下DC耦合电容器C2不对3相电机施加电压。

相反，仅当下开关被接通时，即处于<0，0>状态时，下部连接电容器C2内的充电电压V2被施加到3相电机1。在这种情况下，上DC耦合电容器C1不对3相电机施加电压。

为了使3相电机1旋转，如图3所示，必须产生相互相差为120°的3相电压Va、Vb和Vc。

为了产生这种三相电压，由B4逆变器2分别施加到3相电机1的该3相电压向量之一被连接到上DC耦合电容器C1与下部连接电容器C2之间的连接节点，而其余的两个电压向量被连接到上开关与相关下开关之间的各引脚。

此外，还将被倒相的电压向量施加到上部连接电容器C1与下部连接电容器C2之间的连接节点，以产生与平衡3相电压具有相同作用的电压。结果，产生在图3中分别被表示为“Vu”和“Vw”的两个电压向量。这两个电压向量分别起切换B4逆变器2内的引脚S1和S2的作用。

电压向量Vu和Vw用于产生平衡3相电压以及零相电压。即利用4个开关可以获得3相平衡电压。

如图3所示，B4逆变器2产生的两个电压向量Vu和Vw之间具有60°的相差。如上所述，当3相电机的c相被连接到上DC耦合电容器C1与下DC耦合电容器C2之间的连接节点时，电压向量Vu的相位从a相电压Va滞后30°。

因此，当利用脉宽调制(PWM)脉冲对B4逆变器2进行控制时，就可以利用由等式1表示的B4逆变器2的开关逻辑对3相电机1进行控制：

[等式1]

$V_u=V_{a\_\mathrm{dc}}=[\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\&CenterDot;\mathrm{ma}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})]\&CenterDot;T_{\mathrm{samp}}$

$V_w=V_{b\_\mathrm{dc}}=[\frac{1}{2}+\frac{1}{2}\&CenterDot;\mathrm{ma}\&CenterDot;\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})]\&CenterDot;T_{\mathrm{samp}}$

其中“θ”表示转子的位置，“ma”表示调制率，“T_samp”表示开关采样时间。

上述等式1表示3相电机的c相被连接到上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的连接节点的情况。参考等式1，可以发现电压Vw与Vu之间的相差为60°，并且电压Vu的相位较电压Va的相位滞后30°。即在相差与相位延迟内存在ON时间用作采样时间。

因此，利用ON时间可以控制采样时间。所以可以利用4个开关元件对3相电机进行控制。

根据B4逆变器的开关状态，上述传统B4逆变器内的线间电压或者与跨在上DC耦合电容器两端的电压对应或者与跨在下DC耦合电容器两端的电压对应。然而，由于线间电压是仅由一个电容器(即，或者上DC耦合电容器或者下DC耦合电容器)提供的电流产生的，所以各电容器表现出非常高的电压脉动。当跨在各电容器两端的各电压相互等同时，3相电压向量就不产生相位变化。然而，当分别跨在各电容器两端的电压相互不同时，与开关状态对应的各线间电压具有不同的电平和不同的相位，因此会降低性能。例如，如图5的左侧所示，当跨在上DC耦合电容器两端的电压V1与跨在下DC耦合电容器两端的电压V2相互等同时，由B4逆变器产生的电压向量互相正交。然而，如图5的右侧所示，当电压V1与V2相互不同时，产生的电压向量的电平和相位均发生失真。此外，如图6左侧所示，当电压V1与V2相互等同时，施加正常电压V^*。然而，如图6右侧所示，当V1与V2相互不同时，施加了电平和相位发生失真的电压，这样就会降低性能。

本发明是鉴于相关技术中存在的上述问题而实现的，并且本发明的一个目的是提供一种对利用4个开关的3相电机进行电压补偿的装置和方法，这种电压补偿装置和方法可以对电压脉动进行补偿。

本发明的另一个目的是提供一种对利用4个开关的3相电机进行电压补偿的装置和方法，在这种电压补偿装置和方法中，适用于将电压施加到B4逆变器的上DC耦合电容器和下DC耦合电容器的各充电路径相互不同，因此降低电压不平衡从而避免降低性能。

本发明的另一个目的是提供一种对利用4个开关的3相电机进行电压补偿的装置和方法，在这种电压补偿装置和方法中，将两个相互串联相连的电容器之间的连接节点上的电压与对电容器待充电的DC耦合电压进行比较，以根据三角波比较算法，利用与比较电压之间的差值对应的DC偏置，对开关作用进行补偿，从而对电压脉动产生的3相施加电压的严重失真进行补偿。

本发明的另一个目的是提供对采用4个开关的3相电机进行电压补偿的装置和方法，这种电压补偿装置和方法可以根据三角波比较算法，进行开关函数电压补偿，而与待控制的电机的接法(例如：Y连接方法或Δ接法)无关。

根据本发明的一个方面，本发明提供了一种对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的电压补偿装置，该电压补偿装置包括：

上DC耦合电容器和下DC耦合电容器，相互串联连接，适用于接收输入DC电压并适用于分别在其内充电DC电压；

B4逆变器级，使用4个开关，当从各DC耦合电容器接收充电电压时用于提供3相电压；以及

三端双向可控硅元件，其输入端被连接到AC电压源的一条引线，其输出端被连接到上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的串联连接节点，其第三端连接到微型计算机上，三端双向可控硅元件可以控制是否利用输入DC电压分别对上DC耦合电容器和下DC耦合电容器进行充电。

根据本发明的另一个方面，本发明提供了一种对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的电压补偿方法，该电压补偿方法包括步骤：

在两次采样输入AC电压的过零点时，检测输入AC电压的过零点；

读取利用由输入AC电压整流获得的输入DC电压充电的分别跨在上DC耦合电容器两端和下DC耦合电容器两端的电压，从而检验电容器电压的电压脉动；

根据检验的电压脉动，控制自过零点的延迟时间；以及

产生三端双向可控硅元件控制信号，从而在经过被控制的延迟时间后，接通三端双向可控硅元件，将输入DC电压施加到上DC耦合电容器和下DC耦合电容器。

产生三端双向可控硅元件控制信号的步骤包括分步骤：如果跨在上DC耦合电容器两端的电压高于跨在下DC耦合电容器两端的电压，则响应于输入AC电压的负极(一)产生三端双向可控硅元件控制信号。

产生三端双向可控硅元件控制信号的步骤进一步包括分步骤：如果跨在下DC耦合电容器两端的电压高于跨在上DC耦合电容器两端的电压，则响应于输入AC电压的正极(+)产生三端双向可控硅元件控制信号。

三端双向可控硅元件控制信号是在输入AC电压具有预定电压值时产生的。

根据本发明的又一个方面，本发明提供了一种电压脉动补偿方法，包括步骤：

通过上DC耦合电容器和下DC耦合电容器接收由AC电压整流而成的输入DC电压，微型计算机读取该输入DC电压；

读取上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的串联连接节点的电压；

将DC输入电压与连接节点的电压进行比较；

利用三角波比较算法，，根据与所述电压比较结果对应的DC偏置，控制对上DC耦合电容器和下DC耦合电容器施加的输入DC电压，以便对在上DC耦合电容器和下DC耦合电容器内的充电进行电压脉动补偿。

通过以下结合附图对本发明进行详细说明，本发明的上述目的以及其它特征和优势将变得更加明显。附图包括：

图1是说明采用6个开关元件的传统3相逆变器的原理电路图；

图2是说明采用4个开关的传统3相逆变器的原理电路图；

图3示出互相之间的相差为120°的3相电压向量，以及互相之间的相差为60°的2相电压向量，这些电压向量用于转动3相电机；

图4a至图4d是分别根据图2所示的配置的不同开关状态，分别说明在Y接法的3相电机与DC耦合之间建立的不同连接的原理电路图；

图5示出在图2所示的配置中，在跨在上电容器两端的电压与跨在下电容器两端的电压相互等同的情况下产生的电压向量图，以及在跨在下电容器两端的电压高于跨在上电容器两端的电压的情况下产生的电压向量图；

图6示出在图2所示的配置中，在跨在上电容器两端的电压与跨在下电容器两端的电压相互等同情况下产生的实际电压向量图，以及在跨在下电容器两端的电压高于跨在上电容器两端的电压情况下产生的实际电压向量图；

图7A是说明通过将整流电路应用于图2所示的配置所实现的逆变器的原理电路图；

图7B是说明根据本发明对采用4个开关的3相逆变器进行电压脉动补偿的电路的原理电路图；

图8是说明通过将电压分配电路应用于图2所示的配置所实现的逆变器的原理电路图；

图9是说明根据本发明对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的补偿电路的原理电路图；

图10A和图10B分别示出根据三端双向可控硅元件的开关运作在图9所示的配置中出现的充电运作和放电运作的电路路径图；

图11示出根据施加的AC电压对三端双向可控硅元件进行控制的波形图；以及

图12示出根据本发明对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的补偿方法的流程图。

图9是说明根据本发明对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的补偿电路的原理电路图。如图9所示，该电压补偿电路包括：相互串联相连的上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2，它们适用于接收输入DC电压并适用于对其进行DC电压充电。该电压补偿电路还包括B4逆变器2级，当它从各DC耦合电容器C1和C2接收充电电压、二极管电桥从AC电压源接收AC电压以及将AC电压整流为DC电压，即输入DC电压时，它采用4个开关将电压施加到3相电机1。该电压补偿电路进一步包括三端双向可控硅元件T，其输入端连接到AC电压源的一条引线，而其输出端连接到上DC耦合电容器C1与下DC耦合电容器C2之间的连接节点。三端双向可控硅元件T用于控制是否用DC电压分别对电容器C1和C2进行充电。

现在，将详细说明根据本发明具有上述配置的电压补偿电路的运作、功能以及效果。

图7A示出为了对电压脉动进行补偿，将B4逆变器级应用于一般整流电路的情况。

在图7A所示的情况下，当二极管电桥整流的DC电压被施加到B4逆变器级时，它始终沿路径Path1对电容器C1和C2进行充电。因此电容器C1和C2被充入相同的电荷量。

尽管由于采用4个开关的B4逆变器级的特性使得跨在电容器C1两端的电压低于跨在电容器C2两端的电压，但是由于电容器C1和C2被充入相同的电荷量，所以电容器C1被充电的电压为110V，而电容器C2被充电的电压为220V。跨在电容器C1两端的电压高于跨在电容器C2两端的电压时，会产生相同的效果。

为此，当产生高电压脉动时，必须利用考虑了充电路径的硬件提供电压补偿。当然，当产生低电压脉动时，使用软件就可以进行电压补偿。

因此，在本发明中，试图利用电压分配电路的特性实现电压补偿。

在说明本发明之前，先结合电压分配电路被应用于B4逆变器级的情况(如图8所示)对电压分配电路进行说明。

在图8所示的电路配置中，电容器C1和C2分别具有不同的充电路径。由于不会出现电容器C1和C2被同时充电的情况，所以只有产生电压脉动的电容器被充电。

然而，这种电压分配电路只能用于220V电源分配的区域，DC耦合电压超过660V，即超过功率开关元件的额定电压。为此，不可能应用电压分配电路。

因此，根据本发明，利用电压分配电路和一般整流二极管的特性，可以实现要求的电压补偿。将结合图9对此进行说明。

在图8所示的配置中，当输入AC电压时，由二极管电桥BD对它进行整流，然后传送到上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2，对上DC耦合电容器C1和下部连接电容器C2进行充电。

如图10A所示，当在上述充电运作期间，三端双向可控硅元件T处于OFF状态时，利用整流电压同时对上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2进行充电。如图10B所示，当三端双向可控硅元件T被切换到ON状态时，由于AC电压源的一条引线连接到互相串联的上DC耦合电容器C1与下DC耦合电容器C2之间的连接节点，而建立不同的充电路径，即路径Path1和Path2。

如图11A所示，AC电压具有分别被定义为正电压和负电压的极性。由于二极管电桥的特性，分别对应于正电压和负电压的电流互不相同。在图10A所示的情况下，当AC电压为正极性时，电流沿实线箭头所指的方向流动。相反，当AC电压为负极性时，电流沿虚线所指的方向上流动。当然，在这种状态下，三端双向可控硅元件处于OFF状态。在图10B所示的情况下，当AC电压的极性为正时，上DC耦合电容器C1被充电。相反，当AC电压为负极性时，下DC耦合电容器C2被充电。

因此，在所检测的跨在上DC耦合电容器C1两端的电压低于跨在下DC耦合电容器C2两端的电压的情况下，当输入电压为正极性时，三端双向可控硅元件被切换到ON状态，而建立第一电流路径。在所检测的跨在下DC耦合电容器C2两端的电压低于跨在上DC耦合电容器C1两端的电压的情况下，当输入电压为负极性时，三端双向可控硅元件被切换到OFF状态，而建立第二电流路径。

这样，通过利用不同的充电路径对这两个电容器进行充电，就可以解决同时对上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2进行充电产生的问题。

因此，必须通过对分别跨在电容器C1与C2两端的电压进行比较，根据输入电压的极性对三端双向可控硅元件进行控制。由于不可能实现对三端双向可控硅元件的断开控制，所以由三端双向可控硅元件切换到ON状态时的时间点来确定实际充电时间。换句话说，如图11所示，由于延迟时间缩短了，所以三端双向可控硅元件处于ON状态时对电容器C1和C2进行充电的时间周期会延长。在输入电压的特定点产生接通三端双向可控硅元件的中断信号。该中断信号适用于控制充电电压量。为了用相同的电压对电容器C1和C2进行充电，必须对未充分充电的电容器进行充电程度控制。充电程度是由接通三端双向可控硅元件的时间点早于输入电压的过零点多长时间确定的。

因此，如果适当设定三端双向可控硅元件的导通时间点相对于输入电压的过零点的延迟时间，就可以根据在输入电压的特定点接通三端双向可控硅元件，来控制充电程度。当输入电压低于充电电压时，三端双向可控硅元件被断开，从而导致停止充电运作。当输入电压为60Hz时，过零点的时间间隔为120Hz。

为了对电机进行控制，通过对跨在电容器C1和电容器C2两端的电压进行相互比较可以确定三端双向可控硅元件被接通时的输入电压的极性。之后，确定三端双向可控硅元件接通状态的延迟时间，以根据被确定的延迟时间允许在自输入电压的过零点所延迟的时间点接通三端双向可控硅元件。由于三端双向可控硅元件已经被接通，所以对相关电容器进行充电运作。通过适当增加或减少延迟时间，可以实现使跨在电容器C1与电容器C2两端的电压相互等同的控制。

在图11中，“Vt”表示在三端双向可控硅元件被接通的时间点实际出现的输入电压电平。仅当在三端双向可控硅元件被导通时，电压Vt高于跨在待充电的电容器两端的电压时，允许对电容器进行充电。

现在，结合图7B详细说明上述控制操作。图7B所示的微型计算机读取跨在上DC耦合电容器C1两端和下DC耦合电容器C2两端的电压，检验电压脉动的电平。根据电压脉动电平，微型计算机控制三端双向可控硅元件ON状态的延迟时间。

例如，当电压脉动电平低时，相应地缩短延迟时间，以延长对相关电容器的充电时间。相反，当电压脉动电平高时，相应地延长延迟时间，以缩短对相关电容器的充电时间。

经过延迟时间后，输出三端双向可控硅元件控制信号。即，当微型计算机确定跨在上DC耦合电容器C1两端的电压Vc1高于跨在下DC耦合电容器C2两端的电压Vc2(Vc1＞Vc2)时，微型计算机根据输入AC电压的负极性(一)产生如图11b所示的三端双向可控硅元件信号，从而接通三端双向可控硅元件T。

如图10B所示，由于三端双向可控硅元件T被接通，所以通过路径Path2对下DC耦合电容器C2进行充电。

如图11所示，由于AC电压在微型计算机产生三端双向可控硅元件控制信号的时间点具有Vt电平，所以当跨在电容器C2两端的电压低于电平Vt时，对下DC耦合电容器C2进行充电。

相反，当跨在下DC耦合电容器C2两端的电压Vc2高于跨在上DC耦合电容器C1两端的电压Vc1(Vc2＞Vc1)时，微型计算机根据输入AC电压的正极性(+)产生三端双向可控硅元件信号，从而接通三端双向可控硅元件T。

如图10B所示，由于三端双向可控硅元件T被接通，所以通过路径Path1对上DC耦合电容器C1进行充电。

根据电压脉动电平，通过对延迟时间的控制，可以控制充电电压。

图7B示出根据本发明另一个实施例对采用4个开关的3向逆变器进行电压脉动补偿的电压脉动补偿电路。在图7中，与图9中的元件分别对应的元件被表示为相同的参考编号。如图7B所示，电压脉动补偿电路包括相互串联连接的上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2，它们适用于接收输入DC电压并适用于在其内进行DC电压充电。电压脉动补偿电路还包括B4逆变器2级，当它从各DC耦合电容器C1和C2接收充电电压时，适用于根据开关控制信号被接通或断开，以转动3相电机1。为了驱动3相电机1，3相电机1被连接到B4逆变器2的开关引脚。电压脉动补偿电路进一步包括微型计算机3，它用于将DC耦合电压与在电容器C1与电容器C2之间的连接节点出现的电压进行比较，以求出电位差，然后根据获得的电位差对DC偏置进行补偿。现在，将详细说明此电压脉动补偿电路的运作、功能以及效果。

在采用4个开关的情况下，当施加DC电压时，以DC电压对串联的上DC耦合电容器C1和下DC耦合电容器C2进行充电。然后，将各电容器的充电电压以根据B4逆变器2的开关状态产生的3相电压的形式施加到3相电机1。

如图4所示，B4逆变器2具有4种开关状态。

当跨在上DC耦合电容器两端的电压V1与跨在下DC耦合电容器两端的电压V2相等时，B4逆变器2产生的电压向量互相正交，如图5的左侧所示。然而，当电压V1与电压V2不同时，产生电平和相位失真的电压向量，如图5的右侧所示。此外，当电压V1与电压V2相等时，施加正常电压V^*，如图6的左侧所示。然而，当电压V1与电压V2不同时，施加电平和相位失真的电压。

通过增加各电容器的电容量就可以基本解决这种问题。然而，这样，就丧失了采用4个开关的所获得的成本优势。

为了解决此问题，提出各种对电压脉动进行补偿又可以保持成本优势的方法。现在，将说明这种方法的一个实例。

在利用空间向量PWM方法情况下，可以利用电压V1和电压V2来表达开关函数。下列等式是特定间隔时开关函数的实例。

[等式2]

$-\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}\&GreaterEqual;\mathrm{\&alpha;}\frac{\mathrm{\&pi;}}{4}$

$t_{00}=\frac{3{\mathrm{tv}}_m}{V1+V2}\cos \left(\mathrm{\&alpha;}\right)-T\frac{V2-V1}{V1+V2}$

$t_{10}=T\frac{V2}{V1+V2}-\frac{\sqrt{3}T{V}_m}{V1+V2}\cos (\mathrm{\&alpha;}+\frac{\mathrm{\&pi;}}{4})$

$t_{01}=T\frac{V2}{V1+V2}-\frac{\sqrt{3}{\mathrm{TV}}_m}{V1+V2}\cos (\mathrm{\&alpha;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{4})$

根据上述方法，在对电压V1和电压V2相等时的情况进行比较时，每次读取实际数值，以将它们应用于等式2。

然而，由于此方法中包含复杂计算过程，所以需要使用高级微型计算机。

因此，本发明建议提供一种通过应用三角波比较算法而不应用空间向量PWM方法可以对电压脉动进行简单补偿的方法。

如图2所示，在具有B4逆变器的配置中，空间向量PWM方法中的开关函数S1和S2用下等式3表达：

[等式3]

$S1=\frac{1}{2}+\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})$

$S2=\frac{1}{2}+\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})$

其中，“m_f”表示指出电压向量的幅度的调制函数。

参考图3所示的所施加电压的向量图，可以发现分别与开关函数S1和S2对应的电压向量Vu和Vw相对于a相电压Va分别滞后30°和90°。尽管此滞后角度依赖于与在图2所示情况下电容器之间的连接节点相连的电压的相位，仍可以获得相同的效果。

例如，在3相电机的运行期间，当电压V1和电压V2产生电压脉动时，上DC耦合电容器C1与下DC耦合电容器C2之间的连接节点上的电势发生变化。

在这种情况下，通过改变电容器之间的连接节点上的电势可以分别对节点a和节点b上的电位进行偏置。

这些可以用等式的形式来表达。即，对开关函数可以进行如下推导：

[等式4]

$S1=\frac{V_{C2}}{V_{\mathrm{DC}}}\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})$

$S2=\frac{V_{C2}}{V_{\mathrm{DC}}}+\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})$

其中“V_DC”表示DC耦合电压，“V_C2”表示下DC耦合电容器的电压脉动。

当电压V1和电压V2含有相同的电压脉动时，上述开关函数S1和S2与一般三角波比较算法的开关函数S1和S2相同。然而，根据上述方法，当电压V2的电压脉动高于电压V1的电压脉动时，将与这两个电压脉动之间的差值对应的偏置分别累加到开关函数S1和S2。由于在这种情况下开关函数S1和S2的补偿值相同，所以产生平衡3相电压向量。

如果假定DC耦合电压恒定不变，则仅根据电容器之间的连接节点的电势就可以实现补偿。

利用这种补偿方法时，可以使用简化三角波比较算法。此外，由于仅对DC偏置进行电压脉动补偿，所以不会增加或少量增加计算量。

换句话说，尽管在采用4个开关的3相逆变器情况下，开关函数S1和S2随连接到电容器之间的连接节点的电压相位而发生变化，但是根据本发明提出的DC偏置补偿可以应用于任意系统，并获得相同的效果，而与开关函数S1和S2无关。

此外，尽管开关函数S1和S2随电机的接法(例如：Y接法或Δ接法)而发生变化，但是根据本发明提出的DC偏置补偿可以应用于任意系统，并获得相同效果，而与开关函数S1和S2无关。

正如从上述说明中所明显看到的那样，本发明提供的电压补偿装置和方法使用一般整流装置和三端双向可控硅元件，以允许上DC耦合电容器和下DC耦合电容器分别适用于将DC电压施加到B4逆变器级，并通过不同的路径被分别充电，这样通过控制DC耦合电压可以减少电压脉动并使对性能的破坏降低到最低。因此，在使用B4逆变器级的过程中存在的问题，即由电压脉动引起的相位失真问题可以被有效消除。所以，本发明使得在使用B4逆变器的过程中仍可以保持B4逆变器的成本优势。

尽管为了解释本发明对本发明的优选实施例进行了说明，但是本技术领域的技术人员明白，在所附权利要求所述的本发明的实质范围内，可以进行各种调整、补充和替换。

Claims (7)

1.一种对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的电压补偿装置，该电压补偿装置包括：

上DC耦合电容器和下DC耦合电容器，相互串联连接，适用于接收输入DC电压并适用于分别在其内充电DC电压；

B4逆变器级，使用4个开关，当从各DC耦合电容器接收充电电压时用于提供3相电压；以及

三端双向可控硅元件，其输入端被连接到AC电压源的一条引线，其输出端被连接到上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的串联连接节点，其第三端连接到微型计算机上，三端双向可控硅元件可以控制是否利用输入DC电压分别对上DC耦合电容器和下DC耦合电容器进行充电。

2.一种对采用4个开关的3相逆变器进行电压补偿的电压补偿方法，该电压补偿方法包括步骤：

在两次采样输入AC电压的过零点时，检测输入AC电压的过零点；

读取利用由输入AC电压整流获得的输入DC电压充电的分别跨在上DC耦合电容器两端和下DC耦合电容器两端的电压，从而检验电容器电压的电压脉动；

根据检验的电压脉动，控制自过零点的延迟时间；以及

产生三端双向可控硅元件控制信号，从而在经过被控制的延迟时间后，接通三端双向可控硅元件，将输入DC电压施加到上DC耦合电容器和下DC耦合电容器。

3.根据权利要求2所述的电压补偿方法，其中产生三端双向可控硅元件控制信号的步骤包括步骤：

如果跨在上DC耦合电容器两端的电压高于跨在下DC耦合电容器两端的电压，则根据输入AC电压的负极性(-)产生三端双向可控硅元件控制信号。

4.根据权利要求2所述的电压补偿方法，其中产生三端双向可控硅元件控制信号的步骤进一步包括步骤：

如果跨在下DC耦合电容器两端的电压高于跨在上DC耦合电容器两端的电压，则根据输入AC电压的正极性(+)产生三端双向可控硅元件控制信号。

5.根据权利要求2所述的电压补偿方法，其中在输入AC电压具有预定电平的时间点，产生三端双向可控硅元件控制信号。

6.一种电压脉动补偿方法，包括步骤：

通过上DC耦合电容器和下DC耦合电容器接收由AC电压整流而成的输入DC电压，微型计算机读取该输入DC电压；

读取上DC耦合电容器与下DC耦合电容器之间的串联连接节点的电压；

将DC输入电压与连接节点的电压进行比较；

利用三角波比较算法，，根据与所述电压比较结果对应的DC偏置，控制对上DC耦合电容器和下DC耦合电容器施加的输入DC电压，以便对在上DC耦合电容器和下DC耦合电容器内的充电进行电压脉动补偿。

7.根据权利要求6所述的电压脉动补偿方法，其中当跨在上DC耦合电容器两端和下DC耦合电容器两端的电压不同时，根据被表达为如下的三角波比较算法对施加的输入DC电压进行控制：

$S1=\frac{V_{C2}}{V_{\mathrm{DC}}}+\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6})$

$S2=\frac{V_{C2}}{V_{\mathrm{DC}}}+\frac{1}{2}{m}_f\sin (\mathrm{\&theta;}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{6}-\frac{\mathrm{\&pi;}}{3})$

其中“V_DC”表示DC耦合电压，“V_C2”表示下DC耦合电容器的电压脉动。

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