DE10130557A1

DE10130557A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern

Info

Publication number: DE10130557A1
Application number: DE10130557A
Authority: DE
Inventors: Dong Myung Lee; Jae Yoon Oh; Dal Ho Cheong; Soon Bae Yang
Original assignee: LG Electronics Inc
Current assignee: LG Electronics Inc
Priority date: 2000-06-26
Filing date: 2001-06-25
Publication date: 2002-01-10
Also published as: GB0110668D0; CN1174544C; JP2002058258A; JP3362130B2; CN1332515A; US6388903B2; US20020012255A1; GB2364606A; GB2364606B

Abstract

Offenbart ist eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern zur Kompensation einer starken Verzerrung einer 3-Phasen-Anwendungsspannung aufgrund einer Spannungswelligkeit. Die Vorrichtung zur Spannungskompensation weist eine oberen und einen unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2), die miteinander in Serie geschaltet und derart eingerichtet sind, dass die eine Eingangsgleichspannung empfangen und die andere Gleichspannung in sich speichern, ein B4-Wechselrichter (2) mit vier Schaltern zur Versorgung eines 3-Phasen-Motors (1) mit Spannung, wenn er die geladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren (C1, C2) erhält, eine Diodenbrücke, die eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle erhält, die empfangene Wechselspannung in eine Gleichspannung gleichrichtet und die gleichgerichtete Gleichspannung auf den oberen und den unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) als Eingangsgleichspannung aufschaltet, und einen Triac (T) auf, der mit einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung der Wechselspannungsquelle verbunden ist und mit einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) verbunden ist, wobei der Triac (T) zur Steuerung, ob der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator (C1, C2) mit der Gleichspannung geladen werden bzw. nicht ...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Kompensation einer in einem 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern erzeugten Spannungswel ligkeit und insbesondere eine Vorrichtung und ein Verfah ren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechsel richter mit vier Schaltern, um die starke Verzerrung in einer eingespeisten 3-Phasen-Spannung aufgrund einer Span nungswelligkeit zu kompensieren.

Im Allgemeinen sind 3-Phasen-Wechselrichterschaltungen be kannt, die, wie in Fig. 1 dargestellt, sechs Leistungsele mente verwenden, um Spannungen der Phase a, b und c zu er zeugen. Sobald diese Phasenspannungen einem Motor zuge führt werden, dreht sich der Motor.

Solche Wechselrichterschaltungen sind jedoch aufwendig, da sie sechs Leistungsschaltelemente verwenden. Um die Kosten solcher Wechselrichterschaltungen zu verringern, wurde ei ne Wechselrichterschaltung vorgeschlagen, die vier Schal ter zur Steuerung eines 3-Phasen-Motors verwendet. Ein Beispiel einer solchen Wechselrichterschaltung ist in Fig. 2 dargestellt.

Fig. 2 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das ei nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schal tern zeigt. Wie in Fig. 2 dargestellt, weist der herkömm liche 3-Phasen-Wechselrichter beispielsweise eine Mo torsteuerung zur Steuerung eines elektronischen 3-Phasen-Motors 1, ein Paar Gleichspannungs-Verbindungskondensa toren bzw. einen oberen Gleichspannungs-Verbindungs kondensator C1 und einen unteren Gleichspannungs-Verbin dungskondensator C2 auf, die miteinander in Serienschal tung verbunden und so eingerichtet sind, dass sie eine von einer Wechselspannung gleichgerichtete Gleichspannung er halten und die Gleichspannung dort speichern. Die 3-Phasen-Motorsteuerung weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe 2 auf, die so eingerichtet ist, dass sie sich in Ab hängigkeit eines Schaltersteuerungssignals an- oder aus schaltet, wenn die Gleichspannung von jedem der Kondensa toren C1 und C2 zugeführt wird, wobei sie auf diese Weise eine zur Drehung des 3-Phasen-Motors 1 angepasste 3-Phasen-Spannung liefert. Der 3-Phasen-Motor 1 ist mit ei nem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 gekop pelt, die mit entsprechenden Schalteranschlüssen des B4-Wechselrichters 2 gekoppelt sind.

Im Fall der Verwendung von vier Schaltern sind die der c-Phase zugeordneten Elemente weggelassen. In diesem Fall ist der c-Phasen-Anschluss des Motors mit dem Verbindungs knoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspan nungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbunden.

Wenn in der oben beschriebenen Konfiguration dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 eine Gleichspannung zugeführt wird, werden diese Kondensatoren C1 und C2 mit der zugeführten Spannung gela den. Die geladene Spannung von jedem Kondensator wird dem B4-Wechselrichter 2 zugeführt.

Der mit der geladenen Spannung versorgte B4-Wechselrichter 2 liefert Phasenspannungen an den Motor 1 sowie dessen Schalter ein- oder ausgeschaltet werden. Wie in den Fig. 4a bis 4d dargestellt, weist der B4-Wechselrichter 2 vier Schaltzustände auf. Die folgende Beschreibung ist in Verbindung mit dem Fall angegeben, in dem der 3-Phasen-Motor ein Y-Verbindungsschema aufweist. In der folgenden Beschreibung bedeutet "0" einen EIN-Zustand der oberen Schaltelemente in dem B4-Wechselrichter 2, wohingegen "1" einen EIN-Zustand der unteren Schaltelemente bedeutet. Wenn der B4-Wechselrichter 2 einen Zustand <0, 0< besitzt, sind die entsprechenden Schalter der Zweige S1 und S2 ein geschaltet, wohingegen die entsprechenden oberen Schalter der Zweige S1 und S2 ausgeschaltet sind.

Wenn nur die oberen Schalter, die jeweils den vier Span nungsvektoren des B4-Wechselrichters 2 entsprechen, einge schaltet sind, dies ist im Zustand <1, 1<, wird die im oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 geladene Spannung V1 dem 3-Phasen-Motor 1 zugeführt. In diesem Zu stand wird keine Spannung vom unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C2 dem 3-Phasen-Motor 1 zugeführt.

Auf der anderen Seite wird, wenn nur die unteren Schalter eingeschaltet sind, dies ist in einem Zustand <0, 0<, die in dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C2 geladene Spannung V2 dem 3-Phasen-Motor zugeführt. In die sem Zustand wird keine Spannung vom oberen Gleichspan nungs-Verbindungskondensator C1 dem 3-Phasen-Motor 1 zuge führt.

Um eine Drehung des 3-Phasen-Motors 1 zu ermöglichen, ist es nötig, wie in Fig. 3 dargestellt, Spannungen Va, Vb und Vc mit drei Phasen zu erzeugen, die zueinander eine Phasendifferenz von 120° aufweisen.

Um diese Spannungen von drei Phasen zu erzeugen, ist einer der 3 jeweils auf den 3-Phasen-Motor 1 aufgeschalteten 3-Phasen-Spannungsvektoren des B4-Wechselrichters 2 mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbun den, und sind die verbleibenden zwei Spannungsvektoren mit entsprechenden Zweigen zwischen den oberen Schaltern und den zugeordneten unteren Schaltern verbunden.

Weiterhin wird der Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 mit einem Spannungsvektor mit einer invertierten Phase beaufschlagt, um Spannungen mit der gleichen Wirkung wie ausgeglichene 3-Phasen-Spannungen zu erzeugen. Als Er gebnis werden Spannungsvektoren erzeugt, die in Fig. 2 jeweils mit "Vu" und "Vw" bezeichnet sind. Diese Span nungsvektoren dienen als jeweilige Schaltfunktionen der Zweige S1 und S2 in dem B4-Wechselrichter 2.

Die Spannungsvektoren Vu und Vw dienen zur Erzeugung von ausgeglichenen 3-Phasen-Spannungen in Verbindung mit einer Spannung mit Null-Phase. D. h., es ist bei Verwendung von vier Schaltern möglich, ausgeglichene 3-Phasen-Spannungen zu erhalten.

Wie in Fig. 3 dargestellt, weisen die zwei von dem B4-Wechselrichter 2 erzeugten Spannungsvektoren Vu und Vw zwischen sich eine Phasendifferenz von 60° auf. In dem Fall, in dem wie oben genannt, die c-Phase des 3-Phasen-Motors mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbunden ist, ist die Phase des Spannungsvektors Vu in Bezug auf die a-Phasenspannung Va um 30° verzögert.

Wenn der B4-Wechselrichter 2 mittels Pulsweiten- modulierter Impulse (PWM) gesteuert wird, ist es daher möglich, den 3-Phasen-Motor 1 mittels einer Schaltlogik des B4-Wechselrichters 2 zu steuern, die in der folgenden Gleichung 1 ausgedrückt ist:

[Gleichung 1]

wobei "θ" die Rotorstellung bezeichnet, "ma" die Modulati onsrate bezeichnet und "T_samp" die Schalttaktzeit bezeich net.

Die obige Gleichung 1 bezieht sich auf den Fall, in dem die c-Phase des 3-Phasen-Motors mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator verbunden ist. Unter Bezugnahme auf die Gleichung 1 kann ersehen werden, dass die Spannungen Vw und Vu zwischen sich eine Phasendifferenz von 60° auf weisen und die Spannung Vu gegenüber der Spannung Va in Bezug auf die Phase um 30° verzögert ist. D. h., für die Taktzeit gibt es eine EIN-Zeit, die sich zwischen der Pha sendifferenz und der Phasenverzögerung erstreckt.

Entsprechend kann die Taktzeit mittels der EIN-Zeit ge steuert werden. Aus diesem Grund ist es möglich, den 3-Phasen-Motor mittels vier Schaltelementen zu steuern.

Die Zwischenspannung in dem sogenannten herkömmlichen B4-Wechselrichter entspricht der an dem oberen Gleichspan nungs-Verbindungskondensator anliegenden Spannung oder der am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anlie genden Spannung gemäß dem Schaltzustand des B4-Wechselrichters. Da sich jedoch die Zwischenspannung von dem nur einem Kondensator, nämlich dem oberen oder dem un teren Gleichspannungs-Verbindungskondensator, gelieferten Strom ergibt, ist die Spannungswelligkeit von jedem Kon densator beträchtlich hoch. Wenn die jeweiligen an den Kondensatoren anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, tritt keine Phasenveränderung bei den 3-Phasen-Spannungsvektoren auf. Wenn jedoch die jeweiligen an den Kondensatoren anliegenden Spannungen voneinander unter schiedlich sind, können die den Schaltzuständen entspre chenden Zwischenspannungen unterschiedliche Beträge und unterschiedliche Phasen aufweisen, was zu einem Leistungs rückgang führt. Wenn beispielsweise die an dem oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung V1 und die an dem unteren Gleichspannungs-Verbindungs kondensator anliegende Spannung V2 gleich zueinander sind, sind, wie auf der linken Seite der Fig. 5 dargestellt, die von dem B4-Wechselrichter erzeugten Spannungsvektoren rechtwinklig zueinander. Wenn jedoch die Spannungen V1 und V2 voneinander verschieden sind, werden, wie auf der rech ten Seite von Fig. 5 dargestellt, in Bezug auf Betrag und Phase verzerrte Spannungsvektoren erzeugt. Wenn die Span nungen V1 und V2 gleich zueinander sind, wird weiterhin, wie auf der linken Seite von Fig. 6 dargestellt, eine Normalspannung V* eingespeist. Wenn jedoch die Spannungen V1 und V2 voneinander verschieden sind, werden wie auf der rechten Seite in Fig. 6 dargestellt in Bezug auf Betrag und Phase verzerrte Spannungen eingespeist, was zu einem Leistungsrückgang führt.

Die folgende Erfindung wurde mit Blick auf die oben ge nannten Probleme beim Stand der Technik gemacht, und es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Vorrichtung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels vier Schalter für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, die in der Lage sind, eine Spannungswelligkeit zu kompensieren.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, bei denen entsprechende Ladepfade eines oberen und eines unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensators zur Spannungs versorgung eines B4-Wechselrichters voneinander verschie den sind, um ein Spannungsungleichgewicht zu verringern, wobei auf diese Weise ein Leistungsrückgang vermieden wird.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, bei denen die Spannung an einem Verbindungsknoten zwischen zwei miteinander in Serie geschalteten Kondensatoren mit einer Gleichspannungs-Verbindungsspannung, die in die Kon densatoren geladen wird, zu vergleichen, um Schaltvorgänge gemäß eines Dreiecksignal-Vergleichsalgorithmus mittels eines Gleichspannungs-Offsets zu kompensieren, der der Differenz zwischen den verglichenen Spannungen entspricht, wobei auf diese Weise eine von der Spannungswelligkeit herrührende starke Verzerrung einer eingespeisten 3-Phasen-Spannung kompensiert wird.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung ist es, eine Vorrich tung und ein Verfahren zur Spannungskompensation mittels vier Schaltern für einen 3-Phasen-Motor zu schaffen, die in der Lage sind, eine Spannungskompensation der Schalt funktionen gemäß eines Dreiecksignal-Vergleichsalgorithmus unabhängig vom Verbindungstyp des zu steuernden Motors, beispielsweise ein Y-Verbindungstyp oder ein Δ-Verbin dungstyp, zu ermöglichen.

Diese Aufgaben werden erfindungsgemäß durch eine Vorrich tung mit den Merkmalen des Anspruchs 1 sowie ein Verfahren mit den Merkmalen des Anspruchs 2 bzw. des Anspruchs 6 ge löst. Die Unteransprüche definieren jeweils bevorzugte und vorteilhafte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung.

Gemäß einer Ausführungsform schafft die vorliegende Erfin dung eine Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern mit einem obe ren und einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensa tor, die miteinander in Serie geschaltet und zum Empfang einer Eingangsgleichspannung und zur Ladung der Gleich spannung in ihnen eingerichtet sind, mit einem B4-Wechsel richter mit vier Schaltern zur Spannungsversorgung eines 3-Phasen-Motors 1 beim Empfang der geladenen Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren, mit Gleichrichtungsmitteln zum Empfang einer Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle, die die empfangene Wech selspannung in eine Gleichspannung gleichrichten und die gleichgerichtete Gleichspannung dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator zuführen, und mit einem Triac, der mit einem Eingangsanschluss von ihm an eine Leitung der Wechselspannungsquelle angeschlossen ist, während an einen Ausgangsanschluss von ihm ein Verbin dungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleich spannungs-Verbindungskondensator angeschlossen ist, wobei der Triac dazu dient, zu steuern, ob der obere bzw. der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator mit der Gleichspannung geladen wird oder nicht geladen wird.

Gemäß einer weiteren Ausführungsform schafft die Erfindung ein Verfahren zur Spannungskompensation eines 3-Phasen-Wechselrichters mit vier Schaltern mit den folgenden Schritten:
Erfassung eines Null-Durchgangs einer Eingangswech selspannung mittels eines Interrupts mit einer Frequenz von 120 Hz,
Ermitteln der Spannungen, die jeweils an dem mit der Eingangsspannung geladenen oberen bzw. unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannungen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung ab dem Null-Durchgangspunkt in Abhängigkeit der ermittelten Welligkei ten und
Erzeugung eines Triac-Steuerungssignals, um auf diese Weise den Triac einzuschalten, wenn die gesteuerte Zeit verzögerung abläuft.

Der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuerungssignals kann einen Unterschritt zur Erzeugung des Triac-Steuerungs signals in Abhängigkeit einer negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung umfassen, wenn die an dem oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung höher als die an dem unteren Gleichspannungs-Verbindungs kondensator anliegende Spannung ist.

Der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuerungssignals kann weiterhin einen Unterschritt zur Erzeugung des Triac-Steuerungssignals in Abhängigkeit einer positiven Polari tät (+) der Eingangswechselspannung aufweisen, wenn die an dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anlie gende Spannung größer als die an dem oberen Gleichspan nungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung ist.

Das Triac-Steuerungssignal kann zu einem Zeitpunkt erzeugt werden, zu dem die Eingangswechselspannung einen bestimm ten Spannungswert erreicht hat.

Die oben genannten Aufgaben und weitere Merkmale und Vor teile der vorliegenden Erfindung werden aus der folgenden detaillierten Beschreibung in Verbindung mit den Zeichnun gen deutlicher, von denen:

Fig. 1 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit sechs Schal telementen zeigt,

Fig. 2 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen herkömmlichen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schal tern zeigt,

Fig. 3 ein Diagramm ist, das 3-Phasen-Spannungsvektoren einer Phasendifferenz von 120° zueinander zusammen mit 2-Phasen-Spannungsvektoren mit einer Phasendifferenz von 60° zwischen ihnen zeigt, wobei die Spannungsvektoren zur Dre hung eines 3-Phasen-Motors dienen,

Fig. 4a bis 4d schematische Schaltungsdiagramme sind, die jeweils verschiedenen Verbindungen zwischen einem y-Verbindungs-3-Phasen-Motor und einer Gleichspannungsver bindung jeweils gemäß verschiedenen Schalterzuständen in der Konfiguration der Fig. 2 zeigen,

Fig. 5 ein Diagramm ist, das für die Konfiguration der Fig. 2 die erzeugten Spannungsvektoren jeweils für den Fall, in dem die an dem oberen und dem unteren Kondensator anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, und für den Fall zeigt, in dem die am unteren Kondensator anliegende Spannung größer als die am oberen Kondensator anliegende Spannung ist,

Fig. 6 ein Diagramm ist, das für die Konfiguration der Fig. 2 aktuelle Spannungsvektoren zeigt, die jeweils für den Fall, in dem die am oberen bzw. am unteren Kondensator anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, und für den Fall zeigt, in dem die am unteren Kondensator anliegende Spannung größer als die am oberen Kondensator anliegende Spannung ist,

Fig. 7A ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen Wechselrichter zeigt, der durch Hinzufügung eines Gleichrichtungs-Schaltkreises zu der Konfiguration der Fig. 2 aufgebaut wurde,

Fig. 7B ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen Schaltkreis zur Spannungswelligkeitskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt,

Fig. 8 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen Wechselrichter zeigt, der durch Hinzufügung eines Spannungsverteilungsschaltkreises zu der Konfiguration der Fig. 2 aufgebaut wurde,

Fig. 9 ein schematisches Schaltungsdiagramm ist, das ei nen Schaltkreis zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der vorlie genden Erfindung zeigt,

Fig. 10A und 10B Leitungspfad-Diagramme sind, die Lade vorgänge bzw. Entladevorgänge zeigen, die in der Konfigu ration der Fig. 9 gemäß Schaltvorgängen eines Triacs durchgeführt werden,

Fig. 11 ein Wellenform-Diagramm ist, das die Ansteuerung des Triacs in Abhängigkeit der angeschlossenen Wechsel spannung zeigt, und

Fig. 12 ein Flussdiagramm ist, das ein Verfahren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt.

Fig. 9 ist ein schematisches Schaltungsdiagramm, das die Konfiguration eines Schaltkreises zur Spannungskompensati on für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Wie in Fig. 9 dargestellt, weist der Schaltkreis zur Spannungskompensa tion einen oberen und einen unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C1 und C2 auf, die miteinander in Serie verbunden sind und zum Empfang einer Eingangsgleich spannung und zum Speichern der Eingangsgleichspannung in ihnen eingerichtet sind. Der Schaltkreis zur Spannungskom pensation weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe 2, die mittels vier Schaltern Spannungen an einem 3-Phasen-Motor 1 liefert, wenn sie die geladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren C1 und C2 erhält, und eine Diodenbrücke BD auf, die eine Wechselspannung von einer Wechselspannungsquelle erhält und die erhaltene Wechselspannung in eine Gleichspannung, nämlich die Ein gangsgleichspannung, gleichrichtet. Der Schaltkreis zur Spannungskompensation weist weiterhin einen Triac T auf, der an einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung der Wechselspannungsquelle verbunden ist, während er an einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Verbindungskno ten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C1 und C2 verbunden ist. Der Triac T dient dazu, zu kontrollieren, ob die Kondensatoren C1 und C2 mit der Gleichspannung geladen bzw. nicht geladen werden.

Nun wird der Betrieb, die Funktion und die Wirkung des Schaltkreises zur Spannungskompensation mit der oben ge nannten Konfiguration gemäß der vorliegenden Erfindung im Detail beschrieben.

Fig. 7A zeigt den Fall, in dem eine B4-Wechselrichter stufe bei einem allgemeinen Gleichrichtungsschaltkreis an gewendet wird, um eine Spannungswelligkeit zu kompensie ren.

In dem Fall der Fig. 7A wird eine von der Diodenbrücke gleichgerichtete Gleichspannung immer in die Kondensatoren C1 und C2 entlang eines Pfads Pfad 1 gespeichert, wenn die Gleichspannung auf die B4-Wechselrichter aufgeschaltet wird. Entsprechend werden die Kondensatoren C1 und C2 mit der gleichen Ladungsmenge geladen.

Da die Kondensatoren C1 und C2 mit der gleichen Ladungs menge geladen werden, wird trotz der Tatsache, dass wegen der Charakteristiken einer B4-Wechselrichterstufe mit vier Schaltern die am Kondensator C1 anliegende Spannung klei ner als die am Kondensator C2 anliegende Spannung ist, der Kondensator C1 mit einer Spannung von 110 V aufgeladen, wohingegen der Kondensator C2 mit einer Spannung von 220 V aufgeladen wird. Der gleiche Effekt tritt in dem Fall ein, in dem die am Kondensator C1 anliegende Spannung größer als die am Kondensator C2 anliegende Spannung ist.

Aus diesem Grund ist es dort, wo eine große Spannungswel ligkeit erzeugt wird, notwendig, eine Spannungskompensati on mittels einer Schaltung unter Berücksichtigung des La depfads vorzusehen. Selbstverständlich kann, wenn eine ge ringe Spannungswelligkeit erzeugt wird, die Spannungskom pensation durch Verwendung eines Software-Programms er reicht werden.

Entsprechend ist in der vorliegenden Erfindung beabsich tigt, eine Spannungskompensation durch Verwendung der Cha rakteristiken eines Spannungsverteilschaltkreises zu er reichen.

Vor einer Beschreibung der vorliegenden Erfindung wird der Spannungsverteilschaltkreis für den Fall beschrieben, in dem der Spannungsverteilschaltkreis wie in Fig. 8 darge stellt bei einer B4-Wechselrichter angewendet wird.

In der Schaltungskonfiguration der Fig. 8 haben die Kon densatoren C1 und C2 jeweils verschiedene Ladepfade. Da es keine Gelegenheit gibt, bei der die Kondensatoren C1 und C2 gleichzeitig geladen werden, wird nur der Kondensator geladen, bei dem eine Spannungswelligkeit erzeugt wird.

Wenn jedoch ein solcher Spannungsverteilschaltkreis in Ge genden mit einer 220-V-Stromversorgung verwendet wird, kann die Verbindungsgleichspannung 660 V überschreiten, also die Nennspannung für Leistungsschaltelemente. Aus diesem Grund ist es nicht möglich, den Spannungsverteil schaltkreis anzuwenden.

Gemäß der vorliegenden Erfindung wird daher eine beabsich tigte Spannungskompensation durch Verwendung der Charakte ristiken eines Spannungsverteilschaltkreises und einer allgemeinen Gleichrichterdiode erreicht. Dies wird im Zu sammenhang mit Fig. 9 beschrieben.

Wenn in der in Fig. 8 dargestellten Konfiguration eine Wechselspannung auf den Eingang gelegt wird, wird diese mittels der Diodenbrücke BD gleichgerichtet und dann zu einem oberen und einem unteren Gleichspannungs-Verbin dungskondensator C1 und C2 geleitet, so dass sie den obe ren und den unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 auflädt.

Wenn der Triac T während des vorgenannten Ladevorgangs in seinem AUS-Zustand ist, werden der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2, wie in Fig. 10A dargestellt, gleichzeitig mit der gleichgerich teten Spannung geladen. Wenn der Triac T in seinen EIN-Zustand geschaltet wird, werden verschiedene Ladepfade ge schaffen, nämlich die Pfade Pfad 1 und Pfad 2, da eine Leitung der Wechselspannungsquelle, wie in Fig. 10B dar gestellt, mit dem Verbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 und C2 verbunden ist, die miteinander in Serie verbunden sind.

Wie in Fig. 11A dargestellt, weist eine Wechselspannung Polaritäten auf, die als positive Spannung bzw. als nega tive Spannung definiert werden. Aufgrund der Charakteri stiken der Diodenbrücke sind die den positiven bzw. den negativen Spannungen entsprechenden Stromflüsse voneinan der verschieden. Im Fall der Fig. 10A fließt Strom in ei ne durch den Pfeil mit durchgestrichener Linie gezeigte Richtung, wenn die Wechselspannung eine positive Polarität hat. Auf der anderen Seite fließt Strom in eine mit einer unterbrochenen Linie angegebenen Richtung, wenn die Wech selspannung eine negative Polarität hat. Selbstverständ lich ist in diesem Zustand der Triac in seinem AUS-Zustand. In dem Fall der Fig. 10B wird der obere Gleich spannungs-Verbindungskondensator C1 geladen, wenn die Polarität der Wechselspannung positiv ist. Auf der anderen Seite wird der untere Gleichspannungs-Verbindungskonden sator C2 geladen, wenn die Wechselspannung eine negative Polarität hat.

Wenn daher festgestellt wird, dass die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span nung kleiner ist als die am unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C2 anliegende Spannung, wird der Triac in seinen EIN-Zustand geschaltet, wenn die Eingangs spannung eine positive Polarität hat, wobei auf diese Wei se ein erster Strompfad geschaltet wird. Wenn ermittelt wird, dass die am unteren Gleichspannungs-Verbindungskon densator C2 anliegende Spannung kleiner als die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span nung ist, wird der Triac in Abhängigkeit einer negativen Polarität der Eingangsspannung in seinen AUS-Zustand ge schaltet, wobei auf diese Weise ein zweiter Strompfad ge schaltet wird.

Auf diese Weise ist es möglich, das vom gleichzeitigen La den des oberen und des unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensators C1 und C2 herrührende Problem zu lösen, indem diese Kondensatoren über verschiedene Lade pfade geladen werden.

Aus diesem Grund ist es nötig, den Triac in Abhängigkeit der Polarität der Eingangsspannung zu steuern, wobei die am Kondensator C1 bzw. C2 anliegenden Spannungen miteinan der verglichen werden. Da es nicht möglich ist, den Triac auszuschalten, wird die tatsächliche Ladezeit von dem Zeitpunkt bestimmt, zu dem der Triac in seinen EIN-Zustand geschaltet wird. In anderen Worten ausgedrückt, wird die Zeitdauer, für die das Laden der Kondensatoren C1 und C2 im EIN-Zustand des Triacs durchgeführt wird, wie in Fig. 11 dargestellt, in dem Maße erhöht, in dem die Zeitverzö gerung verringert wird. Ein Interrupt zum Schalten des Triacs wird zu einem bestimmten Punkt der Eingangsspannung erzeugt. Der Interrupt ist zur Steuerung der Menge an ge ladener Spannung vorgesehen. Um ein Aufladen der Kondensa toren C1 und C2 mit der gleichen Spannung zu ermöglichen, ist es erforderlich, den Ladegrad für den ungenügend auf geladenen Kondensator zu steuern. Der Ladegrad wird davon bestimmt, um wieviel Zeit der Zeitpunkt, zu dem der Triac eingeschaltet wird, dem Null-Durchgangspunkt der Eingangs spannung vorauseilt.

Wenn daher die Zeitverzögerung für den Zeitpunkt, zu dem der Triac geschaltet wird, in Bezug auf den Null-Durchgangspunkt der Eingangsspannung geeignet gewählt wird, ist es möglich, den Ladegrad zu steuern, da der Triac zu einem bestimmten Punkt der Eingangsspannung einge schaltet wird. Wenn die Eingangsspannung kleiner als die geladene Spannung ist, wird der Triac ausgeschaltet, wobei auf diese Weise der Ladevorgang beendet wird. Wenn die Eingangsspannung eine Frequenz von 60 Hz hat, ist das In tervall der Null-Durchgangspunkte 120 Hz.

Zur Steuerung des Motors wird daher die Polarität der Ein gangsspannung, bei der der Triac eingeschaltet wird, be stimmt, wobei die an den Kondensatoren C1 bzw. C2 anlie genden Spannungen miteinander verglichen werden. Anschlie ßend wird die Zeitverzögerung für den EIN-Zustand des Triacs bestimmt, so dass es möglich ist, den Triac zu ei nem Zeitpunkt einzuschalten, der gegenüber dem Null-Durchgangspunkt der Eingangsspannung um die bestimmte Zeitverzögerung verzögert ist. Sowie der Triac eingeschal tet wird, wird der Ladevorgang des zugeordneten Kondensa tors durchgeführt. Die Steuerung, die es ermöglicht, dass die an den Kondensatoren C1 bzw. C2 anliegenden Spannungen gleich zueinander sind, wird durch geeignetes Erhöhen oder Verringern der Zeitverzögerung erreicht.

In Fig. 11 stellt Vt den Wert der Eingangsspannung zu dem Zeitpunkt dar, zu dem der Triac eingeschaltet wird. Nur wenn die Spannung Vt größer als die am zu ladenden Konden sator anliegende Spannung ist, wird der Triac in seinen leitenden Zustand gebracht, wobei er auf diese Weise ein Laden des Kondensators ermöglicht.

Der vorgenannte Steuervorgang wird nun in Beziehung zu Fig. 7B im Detail beschrieben. Ein in der Fig. 7B darge stellter Mikrocomputer ermittelt die jeweils am oberen bzw. unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 bzw. C2 anliegende Spannung, wobei auf diese Weise der Be trag der Spannungswelligkeit ermittelt wird. Aufgrund des Betrags der Spannungswelligkeit steuert der Mikrocomputer die Zeitverzögerung für den EIN-Zustand des Triacs.

Wenn beispielsweise die Spannungswelligkeit gering ist, wird die Zeitverzögerung dementsprechend verringert, um die Ladezeit für den zugeordneten Kondensator zu erhöhen. Wenn auf der anderen Seite die Spannungswelligkeit hoch ist, wird die Zeitverzögerung entsprechend erhöht, um die Ladezeit für den zugeordneten Kondensator zu verringern.

Nach der Zeitverzögerung wird ein Triac-Steuersignal aus gegeben. Dies bedeutet, dass der Microcomputer, wie in Fig. 11B dargestellt, ein Triac-Signal in Abhängigkeit ei ner negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung erzeugt, wenn er feststellt, dass die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anliegende Span nung Vc1 größer als die am unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C2 anliegende Spannung Vc2 ist (Vc1 < Vc2), wobei auf diese Weise der Triac T geschaltet wird.

Sowie der Triac T eingeschaltet wird, wird der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator C2 über den Pfad Pfad 2, wie in Fig. 10B dargestellt, geladen.

Nachdem wie in Fig. 11 dargestellt, die Wechselspannung den Wert Vt zu dem Zeitpunkt besitzt, zu dem der Mikrocom puter das Triac-Steuersignal erzeugt, wird der Ladevorgang des unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensators C2 durchgeführt, wenn die am Kondensator C2 anliegende Span nung kleiner als der Betrag von Vt ist.

Wenn andererseits die am unteren Gleichspannungs-Verbin dungskondensator C2 anliegende Spannung Vc2 größer als die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 anlie gende Spannung Vc1 ist (Vc2 < Vc1), erzeugt der Mikrocom puter das Triac-Signal in Abhängigkeit einer positiven Po larität (+) der Eingangswechselspannung, wobei auf diese Weise der Triac T eingeschaltet wird.

Sowie der Triac T eingeschaltet wird, wird der obere Gleichspannungs-Verbindungskondensator C1 über den Pfad Pfad 1, wie in Fig. 10B dargestellt, geladen.

Die geladene Spannung kann durch Steuerung der Zeitverzö gerung auf der Grundlage des Betrags der Spannungswellig keit gesteuert werden.

Fig. 7B zeigt einen Schaltkreis zur Kompensation der Spannungswelligkeit für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. In Fig. 7 sind die Elemente, die jeweils denen in Fig. 9 entsprechen, mit den gleichen Be zugszeichen versehen. Wie in Fig. 7B dargestellt, weist der Schaltkreis zur Spannungswelligkeitkompensation einen oberen bzw. einen unteren Gleichspannungs-Verbindungskon densator C1 bzw. C2 auf, die miteinander in Serie geschal tet und so eingerichtet sind, dass sie eine Eingangs gleichspannung erhalten und die Gleichspannung in sich speichern. Der Schaltkreis zur Spannungswelligkeitkompen sation weist ebenso eine B4-Wechselrichterstufe 2 auf, die derart eingerichtet ist, dass sie in Abhängigkeit eines Schaltersteuerungssignals ein- oder ausgeschaltet wird, wenn sie die geladene Spannung von jedem der Gleichspan nungs-Verbindungskondensatoren C1 und C2 erhält, um einen 3-Phasen-Motor 1 zu drehen. Der 3-Phasen-Motor 1 ist mit Schalterpfaden des B4-Wechselrichters 2 so gekoppelt, dass er gedreht wird. Der Schaltkreis zur Kompensation der Spannungswelligkeit weist weiterhin einen Mikrocomputer 3 zum Vergleich der Gleichverbindungsspannungen mit der Spannung an dem Verbindungsknoten zwischen den Kondensato ren C1 und C2 zum Ableiten einer Potentialdifferenz und zum Kompensieren eines der abgeleiteten Potentialdifferenz entsprechenden Gleichspannungs-Offsets auf. Nun wird der Betrieb, die Funktion und die Wirkung dieses Schaltkreises zur Kompensation einer Spannungswelligkeit im Detail be schrieben.

In dem Fall der Verwendung von vier Schaltern werden der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskonden sator C1 und C2, die in Serie geschaltet sind, mit einer Gleichspannung geladen, sobald die Gleichspannung zuge führt wird. Die in jedem Kondensator gespeicherte Spannung wird dann dem 3-Phasen-Motor 1 in Form einer 3-Phasen-Spannung zugeführt, die gemäß dem Schaltzustand des B4- Wechselrichters 2 erzeugt wird.

Der B4-Wechselrichter hat, wie in Fig. 4 dargestellt, vier Schaltzustände.

Wenn die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung V1 und die am unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator anliegende Spannung V2 gleich zu einander sind, sind die vom B4-Wechselrichter 2 erzeugten Spannungsvektoren, wie auf der linken Seite der Fig. 5 dargestellt, senkrecht zueinander. Wenn jedoch die Span nungen V1 und V2 voneinander verschieden sind, werden, wie auf der rechten Seite der Fig. 5 dargestellt, in Bezug auf Betrag und Phase verzerrte Spannungsvektoren erzeugt. Weiterhin wird, wenn die Spannungen V1 und V2 gleich zu einander sind, wie auf der linken Seite der Fig. 6 darge stellt, eine Normalspannung V* aufgeschaltet. Wenn jedoch die Spannungen V1 und V2 verschieden voneinander sind, werden in Bezug auf Betrag und Phase verzerrte Spannungen aufgeschaltet.

Ein solches Problem kann im Wesentlichen gelöst werden, indem die Kapazität von jedem Kondensator erhöht wird. In diesem Fall geht jedoch der Kostenvorteil aufgrund der Verwendung von vier Schaltern verloren.

Um dieses Problem zu lösen, wurden verschiedene Verfahren zum Erreichen einer Kompensation von Spannungswelligkeiten bei Beibehaltung des Kostenvorteils vorgeschlagen. Nun wird ein Beispiel eines solchen Verfahrens beschrieben.

In dem Fall eines Raumvektor-PWM-Verfahrens kann die Schaltfunktion in einer Form ausgedrückt werden, die die Spannungen V1 und V2 verwendet. Die folgende Gleichung ist ein Beispiel der Schaltfunktionen zu einem bestimmten In tervall:

[Gleichung 2]

Gemäß dem vorgenannten Verfahren wird zu jeder Zeit ein aktueller Wert zur Anwendung in der Gleichung 2 eingele sen, im Vergleich zu dem Fall, in dem die Spannungen V1 und V2 gleich zueinander sind.

Dieses Verfahren jedoch bringt eine komplizierte Rechnung mit sich und erfordert den Einsatz eines Hochleistungs-Mikro computers.

Aus diesem Grund versucht die vorliegende Erfindung ein Verfahren vorzuschlagen, das in der Lage ist, Spannungs welligkeiten einfach zu kompensieren, indem ein Dreiecksignal-Ver gleichsverfahren im Gegensatz zum Raumvektor-PWM-Verfahren angewendet wird.

In einer Konfiguration mit einem B4-Wechselrichter, wie im Fall der Fig. 2, werden die Schaltfunktionen S1 und S2 in dem Raumvektor-PWM-Verfahren durch die folgende Gleichung 3 ausgedrückt:

[Gleichung 3]

wobei "m_f" eine Modulationsfunktion darstellt, die die Größe eines Spannungsvektors anzeigt.

Aus dem in Fig. 3 dargestellten Vektordiagramm der aufge schalteten Spannung kann ersehen werden, dass die Spannungsvektoren Vu bzw. Vw, die den Schaltfunktionen S1 und S2 entsprechen, gegenüber der a-Phasenspannung Va um 30° bzw. 90° verzögert sind. Obwohl solche Verzögerungswinkel von der Phase abhängen, die im Fall der Fig. 2 an den Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren angeschlossen ist, kann die gleiche Wirkung erzielt werden.

Wenn beispielsweise während des Betriebs des 3-Phasen-Motors Spannungswelligkeiten der Spannungen V1 und V2 er zeugt werden, wird das Potential am Verbindungsknoten zwi schen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator C1 und C2 verändert.

In diesem Fall werden die entsprechenden Potentiale an den Knoten a und b durch die Veränderung des Potentials am Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren verschoben.

Dies kann in Form von jeweiligen Gleichungen ausgedrückt werden. Die Schaltfunktionen S1 und S2 können nämlich wie folgt bestimmt werden:

[Gleichung 4]

wobei V_DC die Gleichverbindungsspannung und V_C2 die am unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannungswelligkeit darstellt.

Wenn die Spannungen V1 und V2 die gleiche Spannungswellig keit beinhalten, sind die obigen Schaltfunktionen S1 und S2 die gleichen wie die eines allgemeinen Dreiecksignal-Ver gleichsverfahrens. Wenn jedoch die Spannungswelligkeit der Spannung V2 größer als die Spannungswelligkeit der Spannung V1 ist, wird gemäß dem oben genannten Verfahren der Offset, der der Differenz zwischen diesen Spannungs welligkeiten entspricht, der Schaltfunktion S1 bzw. der Schaltfunktion S2 hinzuaddiert. Da die Kompensationswerte für die Schaltfunktionen S1 und S2 in diesem Fall gleich zu einander sind, werden ausglichene 3-Phasen-Spannungs vektoren erzeugt.

Unter der Annähme, dass die Gleichverbindungsspannung kon stant ist, kann die Kompensation nur auf der Grundlage des Potentials am Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren durchgeführt werden.

Wenn ein solches Kompensationsverfahren verwendet wird, ist es möglich, ein vereinfachtes Dreiecksignal-Ver gleichsverfahren zu verwenden. Ebenso erhöht sich dann der Berechnungsaufwand nicht oder wenig, da Spannungswel ligkeiten wie Gleichspannungs-Offsets kompensiert werden.

Dies bedeutet in anderen Worten, dass auch, wenn die Schaltfunktionen S1 und S2 sich in Abhängigkeit der am Verbindungsknoten zwischen den Kondensatoren im Fall eines 3-Phasen-Wechselrichters mit vier Schaltern angeschlosse nen Phase verändern, die vorgeschlagene Gleichspannungs-Offset-Kompensation gemäß der vorliegenden Erfindung bei jedem System unabhängig von den Schaltfunktionen S1 und S2 angewendet werden kann, um die gleiche Wirkung zu erzie len.

Weiterhin kann, auch wenn die Schaltfunktionen S1 und S2 sich in Abhängigkeit des Verbindungstyps des Motors, bei spielsweise ein Y-Verbindungstyp oder ein Δ-Verbindungs typ, verändern, die vorgeschlagene Gleichspannung-Offset-Kompensation gemäß der vorliegenden Erfindung bei jedem System unabhängig von den Schaltfunktionen S1 und S2 ange wendet werden, um die gleiche Wirkung zu erzielen.

Wie aus der vorgenannten Beschreibung hervorgeht, schafft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung und ein Verfah ren zur Spannungskompensation mit allgemeinen Gleichrich tungsmitteln und einem Triac, der es ermöglicht, obere und untere Gleichspannungs-Verbindungskondensatoren, die je weils zur Versorgung der B4-Wechselrichterstufe mit Gleichspannungen eingerichtet sind, jeweils über verschie dene Pfade aufzuladen, wobei auf diese Weise eine Steue rung der Gleichverbindungsspannung ermöglicht wird und ei ne Verringerung der Spannungswelligkeit erreicht und gleichzeitig ein Leistungsrückgang minimiert wird. Auf diese Weise kann das aufgrund der Verwendung der B4-Wechselrichterstufe auftretende Problem, nämlich die Pha senverzerrung, aufgrund von Spannungswelligkeiten, wir kungsvoll eliminiert werden. Entsprechenderweise ermög licht die vorliegende Erfindung die Verwendung einer B4-Wechselrichterstufe, wobei der Kostenvorteil des B4-Wechselrichters beibehalten wird.

Obgleich die bevorzugten Ausführungsformen der Erfindung zu veranschaulichenden Zwecken angegeben wurden, werden Fachleute erkennen, dass zahlreiche Veränderungen, Hinzu fügungen und Ersetzungen möglich sind, ohne den Bereich und Grundgedanken der Erfindung, so wie sie in den beglei tenden Ansprüchen wiedergegeben ist, zu verlassen.

Claims

1. Vorrichtung zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern mit:
wenigstens einem oberen und wenigstens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator, die miteinander in Reihe geschaltet und so eingerichtet sind, dass sie eine Eingangsgleichspannung erhalten und jeweils die Gleich spannung in sich speichern,
einer B4-Wechselrichterstufe zur Bereitstellung einer 3-Phasen-Spannung mittels vier Schaltern, wenn sie die ge ladene Spannung von jedem der Gleichspannungs-Verbindungs kondensatoren erhält, und
mit einem Triac, der mit einem Eingangsanschluss von ihm mit einer Leitung einer Wechselspannungsquelle verbun den ist und mit einem Ausgangsanschluss von ihm mit einem Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensator verbunden ist, wobei der Triac zur Steuerung, ob der obere und der untere Gleichspannungs-Verbindungskondensator mit der Eingangs gleichspannung geladen werden bzw. nicht geladen werden, betriebsfähig ist.

2. Verfahren zur Spannungskompensation für einen 3-Phasen-Wechselrichter mit vier Schaltern mit den Schrit ten:
Erfassung eines Null-Durchgangspunkts einer Eingangs wechselspannung mit einer doppelt so hohen Rate wie die Eingangswechselspannung,
Einlesen der an wenigstens einem oberen bzw. wenig stens einem unteren Gleichspannungs-Verbindungskonden sator, die mit einer von der Eingangswechselspannung gleichgerichteten Gleichspannung geladen sind, anliegenden Spannungen, um auf diese Weise bei den Kondensatorspannun gen auftretende Spannungswelligkeiten zu erfassen,
Steuerung einer Zeitverzögerung von dem Null-Durchgangspunkt ab auf der Grundlage der ermittelten Wel ligkeiten, und
Erzeugung eines Triac-Steuersignals, wobei der Triac, der die Eingangsgleichspannung an den oberen und unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator liefert, einge schaltet wird, wenn die gesteuerte Zeitverzögerung ab läuft.

3. Verfahren zur Spannungskompensation gemäß Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuersignals folgenden Schritt aufweist:
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner negativen Polarität (-) der Eingangswechselspannung, wenn die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer als die am unteren Gleichspan nungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung ist.

4. Verfahren zur Spannungskompensation nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Schritt der Erzeugung des Triac-Steuersignals weiterhin den folgenden Schritt aufweist:
Erzeugung des Triac-Steuersignals in Abhängigkeit ei ner positiven Polarität (+) der Eingangswechselspannung, wenn die am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Spannung größer ist als die am oberen Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegende Span nung.

5. Verfahren zur Spannungskompensation nach einem der Ansprüche 2 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Triac-Steuersignal zu einem Zeitpunkt erzeugt wird, zu dem die Eingangswechselspannung einen bestimmten Spannungswert aufweist.

6. Verfahren zur Spannungskompensation bei einem 3-Phasen-Wechselrichter, bei dem eine Phase einer 3-phasigen elektrischen Last mit einem Verbindungsknoten zwischen ei nem oberen und einem unteren Gleichspannungs-Verbindungs kondensator verbunden ist, die miteinander in Reihe ge schaltet und derart eingerichtet sind, dass sie jeweils eine an sie angelegte Eingangsgleichspannung speichern, wobei die übrigen Phasen der 3-phasigen Last mit jeweili gen Schaltpfaden einer B4-Wechselrichterstufe verbunden sind, mit den folgenden Schritten:
Erfassung der Eingangsgleichspannung,
Einlesen einer Spannung am Serienverbindungsknoten zwischen dem oberen und dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator,
Erfassen eines Verhältnisses zwischen der Eingangs gleichspannung und der Spannung am Verbindungsknoten,
Steuerung der Beaufschlagung des oberen und des unte ren Gleichspannungs-Verbindungskondensators mit der Ein gangsgleichspannung in Abhängigkeit eines Gleichspannungs-Offsets, der dem ermittelten Spannungsverhältnis ent spricht, auf der Grundlage eines Dreiecksignal-Ver gleichsverfahrens zur Kompensation von Spannungswellig keiten bei der Ladung des oberen und des unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensators.

7. Verfahren zur Kompensation von Spannungswelligkeiten nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Fall, in dem die am oberen bzw. am unteren Gleichspannungs-Verbindungskondensator anliegenden Span nungen verschieden voneinander sind, die Beaufschlagung mit der Eingangsgleichspannung gemäß dem Dreiecksignal-Ver gleichsalgorithmus gesteuert wird, der im Folgenden ausgedrückt ist:
wobei V_DC die Eingangsgleichspannung darstellt und V_C2 die Spannungswelligkeit bei dem unteren Gleichspannungs-Ver bindungskondensator darstellt.