CN1677815A - 可逆反极性升压斩波电路以及具有它的逆变器电路 - Google Patents

可逆反极性升压斩波电路以及具有它的逆变器电路 Download PDF

Info

Publication number
CN1677815A
CN1677815A CNA2005100717161A CN200510071716A CN1677815A CN 1677815 A CN1677815 A CN 1677815A CN A2005100717161 A CNA2005100717161 A CN A2005100717161A CN 200510071716 A CN200510071716 A CN 200510071716A CN 1677815 A CN1677815 A CN 1677815A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch element
circuit
voltage
boost chopper
load
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
CNA2005100717161A
Other languages
English (en)
Other versions
CN1677815B (zh
Inventor
仁野新一
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Denso Corp
Original Assignee
Denso Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Denso Corp filed Critical Denso Corp
Publication of CN1677815A publication Critical patent/CN1677815A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN1677815B publication Critical patent/CN1677815B/zh
Expired - Fee Related legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L15/00—Methods, circuits, or devices for controlling the traction-motor speed of electrically-propelled vehicles
    • B60L15/007—Physical arrangements or structures of drive train converters specially adapted for the propulsion motors of electric vehicles
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transportation (AREA)
  • Mechanical Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

在可逆反极性升压斩波电路中，第一半桥电路具有第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极，并且第二开关元件在第一输出端子处与第一开关元件串联相连。所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极。在可逆反极性升压斩波电路中，第二半桥电路具有第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至负载的高端端子的高端主电极。所述第二半桥电路具有第四开关元件，所述第四开关元件在第二输出端子处串联连接至第三开关元件。所述第四开关元件具有连接至负载的低端端子和直流电源负极的低端主电极。在所述可逆反极性升压斩波电路中，反应器连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间。

Description

可逆反极性升压斩波电路以及 具有它的逆变器电路
相关申请的交叉引用
本申请以2004年3月31日提交的2004-106002号日本专利申请为基础，并且要求该篇专利申请的优先权，将该篇申请的全部内容引入于此，以供参考。
技术领域
本发明涉及一种可逆反极性升压(buck-boost)斩波电路(chopper circuit)以及具有它的逆变器(inverter)电路。更具体来讲，本发明可以用于每一个均提供驱动扭矩的电力牵引发动机的驱动控制。
背景技术
在双动力型车辆或者燃料电池电动车辆中，需要增加电源电压、即期望直流(DC)电池电压来减少铜耗和/或开关损耗。最近，已经把大约300伏电压用作直流电源电压；鉴于现实情况，诸如电池成本的上升，此电压是其上限。
在双动力型汽车或者燃料箱电动车辆中，为了使用高于电池电压的直流电源电压，提供了例如斩波类型的升压(boost)直流-直流转换器来升压直流电源电压。升压的直流电源电压通过逆变器被转换为交流(AC)电压，以便把所述交流电压施加到高电压交流发动机，其中所述逆变器由三相PWM(脉宽调制)桥路组成。在对应于公开号为2001-271729的日本未审专利的美国公开号为6,590,360的美国专利中公开了所述斩波类型的升压直流-直流转换器以及所述逆变器的组合电路，这种组合电路早已被实际使用了。在下文把所述组合电路称为“升压逆变器电路”。
所述升压逆变器电路的转换效率是升压直流-直流转换器的转换效率和所述逆变器的转换效率的乘积；这种依赖关系会令诸如开关损耗的电路损耗在整个升压逆变器电路中被增加。所述功耗的增加会使得难以正确地冷却升压逆变器电路。另外，所述升压逆变器电路需要升压直流-直流转换器以及逆变器两者；这种要求可令升压逆变器电路在尺寸和重量上增加。升压逆变器电路的电路尺寸的增加可能会恶化升压逆变器电路在车辆中的可安装性。
为了解决上面提出的问题，可以考虑把升压直流-直流转换器从升压逆变器电路中省去，以便允许所述逆变器直接把直流电源(电池)电压转换为更低的交流输出电压，所述交流输出电压施加到交流发动机。然而这种结构可能导致输出电流增加；输出电流的这种增加会导致传导损耗以及开关损耗的增加。所述传导损耗以及开关损耗的增加会使其难以正确地冷却所述逆变器电路。另外，所述低输出电压使磁场减弱非常困难，当把所述交流发动机作为发电机以更高转速驱动驱动时，需要减弱磁场来控制再生电流。
具体来讲，在用于车辆中牵引发动机的驱动控制的所述升压逆变器电路技术中，特别需要采用具有低损耗的升压直流-直流转换器；这种升压直流-直流转换器能够控制根据负载再生的功率以便控制车辆的制动。
发明内容
本发明是以所述背景为基础作出的，由此本发明的至少一个优选实施例提供了一种可逆反极性升压斩波电路，其能够控制传输到负载的电流，并且控制以低损耗从其中再生的电流。
依照本发明的一个方面，提供了一种连接在直流电源和负载之间的可逆反极性升压斩波电路。所述可逆反极性升压斩波电路包括具有第一输出端子的第一半桥电路。所述第一半桥电路包括第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端(high-side)主电极。所述第一半桥电路包括第二开关元件，所述第二开关元件在第一输出端子处串联连接至第一开关元件。第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端(low-side)主电极。所述可逆反极性升压斩波电路包括具有第二输出端子的第二半桥电路。所述第二半桥电路包括第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至负载的高端端子的高端主电极。所述第二半桥电路包括第四开关元件，所述第四开关元件在第二输出端子串联连接至第三开关元件。所述第四开关元件具有连接至负载的低端端子和直流电源负极的低端主电极。所述可逆反极性升压斩波电路包括连接在第一半桥电路的第一输出端子和所述第二半桥电路的第二输出端子之间的反应器(reactor)。
依照本发明的另一方面，提供了一种连接在直流电源和负载之间的逆变器电路。所述逆变器电路包括第一和第二可逆反极性升压斩波电路。第一和第二可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括具有第一输出端子的第一半桥电路。所述第一半桥电路包括第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极。所述第一半桥电路包括第二开关元件，所述第二开关元件在第一输出端子串联连接至第一开关元件。所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极。所述第一和第二可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括具有第二输出端子的第二半桥电路。所述第二半桥电路包括具有高端主电极的第三开关元件；以及在第二输出端子串联连接至所述第三开关元件的第四开关元件。所述第四开关元件具有低端主电极。第一和第二可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间的反应器。把所述第一可逆反极性升压斩波电路的高端主电极与负载的高端端子相连，并且把第二可逆反极性升压斩波电路的高端主电极与所述负载的低端端子相连。所述逆变器电路包括控制电路，所述控制电路连接至第一和第二可逆反极性升压斩波电路的每个的第一至第四开关元件的每个的控制端子。把所述控制电路配置为导通和断开所述第一可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件的至少一个，以便产生第一输出电压。把所述控制电路配置为导通和断开所述第二可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件的至少一个，以便产生第二输出电压。把所述第一输出电压施加到负载的高端端子，并且把所述第二输出电压施加到负载的低端端子。因此，所述负载由第一和第二输出电压之间的差动电压来驱动。
依照本发明的又一方面，提供了一种连接在直流电源和具有多相绕组的多相发动机之间的逆变器电路。所述逆变器电路包括多个可逆反极性升压斩波电路。所述多个可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括具有第一输出端子的第一半桥电路。所述第一半桥电路包括第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极。所述第一半桥电路包括第二开关元件，所述第二开关元件在第一输出端子串联连接至第一开关元件。所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极。所述多个可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括具有第二输出端子的第二半桥电路。所述第二半桥电路包括具有高端主电极的第三开关元件。所述第二半桥电路包括第四开关元件，所述第四开关元件经由第二输出端子串联连接至第三开关元件。所述第四开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极。所述多个可逆反极性升压斩波电路的每一个均包括连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间的反应器。所述可逆反极性升压斩波电路的数目是多相发动机相位数目的正整数倍。把多个可逆反极性升压斩波电路的第三开关元件的高端主电极的每一个与多相发动机的多相绕组的至少一个的末端相连。
依照本发明的又一方面，提供了一种连接在直流电源和负载之间的逆变器电路。所述逆变器电路包括可逆反极性升压斩波电路。所述可逆反极性升压斩波电路包括具有第一输出端子的第一半桥电路。所述第一半桥电路包括第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极。所述第一半桥电路包括第二开关元件，所述第二开关元件在第一输出端子串联连接至第一开关元件。所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极。所述可逆反极性升压斩波电路包括具有第二输出端子的第二半桥电路。所述第二半桥电路包括第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至负载的高端端子的高端主电极。所述第二半桥电路包括第四开关元件，所述第四开关元件在第二输出端子串联连接至第三开关元件。所述第四开关元件具有连接至负载的低端端子和直流电源负极的低端主电极。所述可逆反极性升压斩波电路包括连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间的反应器。所述逆变器电路包括控制电路，所述控制电路连接至所述可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件的每个的控制端子。把所述控制电路配置为导通和断开所述可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件的至少一个，以便令所述可逆反极性升压斩波电路充当直流-直流转换器。所述可逆反极性升压斩波电路产生预定的直流电压，由此把产生的直流电压施加到所述负载。
附图说明
通过以下参照附图对优选实施例的描述，本发明的其他目的和方面将变得显而易见，其中：
图1A是示出依照本发明第一实施例的逆变器电路的电路图，所述逆变器电路包括处于升压且正向功率传输模式的反极性升压斩波电路；
图1B是在升压且正向功率传输模式中导通和断开开关元件的时序图；
图2A是示出依照本发明第一实施例的逆变器电路的电路图，所述逆变器电路包括处于反极性且正向功率传输模式中的反极性升压斩波电路。
图2B是在反极性且正向功率传输模式中导通和断开开关元件的时序图；
图3A是示出依照本发明第一实施例的逆变器电路的电路图，所述逆变器电路包括处于升压且反向功率传输模式中的反极性升压斩波电路；
图3B是在升压且反向功率传输模式中导通和断开开关元件的时序图；
图4A是示出依照本发明第一实施例的逆变器电路的电路图，所述逆变器电路包括处于反极性且反向功率传输模式中的反极性升压斩波电路；
图4B是在反极性且反向功率传输模式中导通和断开开关元件的时序图；
图5是示意性地示出使用依照本发明第一实施例的图1中所示的斩波电路的三相交流逆变器系统的框图；
图6是示意性地示出依照本发明第二实施例的逆变器电路的框图；
图7是示意性地示出依照本发明第一和第二实施例的逆变器电路的修改的框图；
图8A是示意性地示出图7中所示的第一斩波电路的输出波形的图表；
图8B是示意性地示出图7中所示的第二斩波电路的输出波形的图表；并且
图8C是示意性地示出施加到图7中所示负载的电压波形的图表。
具体实施方式
在下文中将参照附图描述本发明的实施例。在每个实施例中，发动机驱动器采用具有依照本发明各方面之一的反极性/升压斩波电路的逆变器电路。
                              第一实施例
在下文将参照附图描述依照本发明第一实施例的发动机驱动器的逆变器电路。
所述逆变器电路的结构包括所述斩波电路。
如图1A中所示那样，所述逆变器电路30具有斩波电路1以及第一平滑电容器C1，其是依照本发明的第一电压平滑电路的例子。第一平滑电容器C1位于斩波电路1的输入/输出末端之一处。所述逆变器电路30具有第二平滑电容器C2，其是依照本发明的第二电压平滑电路的例子，所述第二平滑电容器C2位于所述斩波电路1的输入/输出末端的另一个中。
所述斩波电路1具有电源端半桥电路2、负载端半桥电路3以及诸如扼流线圈之类的反应器4。
所述电源端半桥电路2包括上臂(upper-arm)开关元件(高端开关元件)6，其高端主电极经由线路L1与直流电源5的阳极相连。所述电源端半桥电路2包括下臂(lower-arm)开关元件(低端开关元件)7，所述下臂开关元件在电路2的第一输出端子OT1处串联连接至上臂开关元件6。具体来讲，在所述电路2的第一输出端子OT1把所述上臂开关元件6的低端主电极与下臂开关元件7的高端主电极相连。经由线路L2把所述下臂开关元件7的低端主电极与所述直流电源5的负极相连。把第一平滑电容器C1连接在线路L1和L2之间以便与所述电源端半桥电路2(上臂和下臂开关元件6和7)和直流电源5并联。
把所述上臂开关元件6和下臂开关元件7分别称为“第一开关元件和第二开关元件”。
所述负载端半桥电路3包括上臂开关元件(高端开关元件)9，其高端主电极经由线路L3与负载8的高端端子相连。所述负载端半桥电路3包括下臂开关元件(低端开关元件)10，所述下臂开关元件10在电路3的第二输出端子OT2处串联连接至上臂开关元件9。
具体来讲，在第二输出端子OT2把所述上臂开关元件9的低端主电极与下臂开关元件10的高端主电极相连。把所述下臂开关元件10的低端主电极经由线路L4与负载8的低端端子相连，并且经由线路L2与直流电源5的负极相连。把所述第二平滑电容器C2与线路L3和L4相连，以便与负载端半桥电路3(上臂和下臂开关元件9和10)和负载8并联。把所述上臂开关元件9和下臂开关元件10分别称为“第三开关元件和第四开关元件”。
例如，如图1所示，第一至第四开关元件6、7、9和10中的每一个均包括具有高击穿电压的NMOS(N-沟道金属氧化物半导体)功率晶体管。顺便提及，参考标记D1至D4分别表示第一至第四开关元件6、7、9和10的本征二极管(intrinsic diode)。可以使用具有基本上与NMOS功率晶体管相同功能的半导体元件来代替每个NMOS功率晶体管，所述半导体元件例如是IGBT(绝缘栅双极晶体管)和惯性二极管(flywheel diode)的组合。
所述逆变器电路30具有控制电路11，所述控制电路11电连接至第一至第四开关元件6、7、9和10的控制(栅极)端子中的每一个(参见图1中的S1至S4)，以便所述控制电路11允许导通和断开每个开关元件6、7、9和10。
在第一实施例中，所述控制电路11例如由至少具有模数转换器、数模转换器、CPU和存储器的计算机电路组成。所述控制电路11被编程来逐一地执行第一至第四开关元件6、7、9和10的导通和断开操作。顺便提及，对于所述控制电路11来说，可以使用具有至少一个PWM电路和栅级驱动电路的模拟电路来逐一地执行第一至第四开关元件6、7、9和10的导通和断开操作。
把所述反应器4连接在电源端半桥电路2的第一输出端子OT1和负载端半桥电路3的第二输出端子OT2之间。
优选的是，所述逆变器电路30具有连接至所述控制电路11的一对电流传感器。所述电流传感器之一被配置为感测从斩波电路1朝向直流电源5流出的输出电流，以便把电流信号送回控制电路11。所述电流传感器的另一个被配置为感测从斩波电路1朝向负载8流出的输出电流，以便把电流信号馈送回控制电路11。
在第一实施例中，提供了电流传感器CS(参见图1)来感测从斩波电路1朝向直流电源5输出的输出电流，以便把电流信号DS1馈送回控制电路11。
在第一实施例中，所述控制电路11可操作来基于对应于所述反馈电流的检测信号DS1来逐一地控制控制信号(PWM信号)的占空比(duty)(占空比率)，以便控制第一至第四开关元件6、7、9和10。来自于斩波电路11的目标输出电流和实际输出电流之间的任何偏差可以通过这种占空比控制来最小化。
另外，所述逆变器电路30可以具有连接至所述控制电路11的一对电压传感器。所述电压传感器之一被配置为感测施加到所述负载8的输出电压以便把电压信号馈送回控制电路11。所述电压传感器的另一个被配置为感测施加到所述直流电源5的输出电压以便把电压信号馈送回控制电路11。
在第一实施例中，提供了电压传感器VS来感测施加到所述负载8的输出电压，以便把电压信号DS2馈送回到控制电路11。
在第一实施例中，所述控制电路11被操作来基于电压信号DS2逐一地控制第一至第四开关元件6、7、9和10的开关，由此使来自于斩波电路11的目标电压和输出电压之间的偏差最小化。
图1中所示的斩波电路1的负载8例如是具有固定电阻的电阻负载，以便跨越电阻负载的电压降与流入负载8的输出电流成比例。这样允许上文提出的电流反馈控制和电压反馈控制基本上彼此相同，以便所述逆变器电路30可以采用电流反馈控制和电压反馈控制中的至少一个。
在第一实施例中，例如把所述目标电压设定为正弦电压，所述正弦电压的最大瞬时电压几乎是跨越直流电源5的直流电压的两倍高。所述控制电路11具有存储器，在所述存储器中存储有表示所述正弦电压(目标电压)波形的数据。
可以把依照第一实施例的目标电压设定为可以根据逆变器电路30的多个用途而改变的直流电压。把所述直流电压用作目标电压，可以允许图1中所示的电路30充当斩波型的直流-直流转换器。所述斩波类型的直流-直流转换器具有可逆功率传输能力，并且在发电机的情况下，允许跨越负载8的电压根据直流电源5的直流电压来逐步升降。第一和第二平滑电容器C1和C2中的每一个均具有减少高频噪声的功能，所述噪声是因第一至第四开关元件6、7、9和10的开关操作而生成的。这种减噪功能本身是公知的，因此省略了对其的描述。
接下来，在下文将描述斩波电路1的操作。顺便提及，在第一实施例中，在下文把从直流电源5至负载8的功率传输称为“正向功率传输”，而把从负载8到直流电源5的功率传输称为“反向功率传输”。
                     升压且正向功率传输模式
在下文将描述当跨越负载8两端的输出电压高于直流电源5的直流电压时，处于升压且正向功率传输模式中的逆变器电路30的操作，其中所述输出电压是基于检测信号DS2由控制电路11检测到的。顺便提及，把跨越所述负载8的输出电压称为“V2”，并且把跨越直流电源5的直流电压称为“V1”(参见图1A)。
在图1A中，由箭头x和y来表示在升压且正向功率传输模式中斩波电路30中电流的流动。
当保持第一开关元件6导通时，所述控制电路11执行以下操作。
具体来讲，当控制第一开关元件6保持导通时，所述控制电路11根据每个预定开关周期的预定占空比(on duty)来导通和断开第四开关元件10。顺便提及，所述第二和第三开关元件7和9在整个开关周期中、在控制电路11的控制下保持断开。第四开关元件10的占空比表示其导通周期与其开关周期的比率(参见图1B)。例如，所述预定的开关周期是第四开关元件10的开关频率的倒数。
在每个预定的开关周期，并且在第四开关元件10的导通周期期间，来自于直流电源5的输入电流x以第一开关元件6、反应器4和第四开关元件10的顺序流过。此电流x激励反应器4，以便使反应器4在其中存储磁能。把第四开关元件10的导通周期称为“激励周期”。
在每个预定的开关周期中，并在第四开关元件10的断开周期期间，来自于所述直流电源5的输出电流y以第一开关元件6、反应器4、第三开关元件9的本征二极管D3和负载8的顺序流过。把第四开关元件10的断开周期称为“去激励周期”。
由于电流y流经的通路中的电阻因负载8的电阻而高于电流x流经的通路的电阻，所以所述电流y与电流x相比较减小了。电流y的这种减小导致反应器4沿取消电流y改变的方向来释放存储的磁能。具体来讲，基于从反应器4释放的磁能而生成的电压ΔV的极性导致增加直流电压V1；在图1A中把这种极性表示为“+和-”。
也就是说，除直流电压V1以外，把从反应器4中生成的电压ΔV施加到负载8，以便所述负载8历经表示为“V2＝V1+ΔV”的输出电压V2。
具体来讲，根据每个预定开关周期的预定占空比，当第一开关元件6保持导通时、重复导通和断开第四开关元件10允许输入的直流电压V1被升压至输出电压V2。所述升压的输出电压V2允许驱动负载8。顺便提及，所述负载8可以具有固定的自身电压或者开路电压，诸如电池电压和/或开路电压；在该情况下，来自于斩波电路1的输出电流y取决于负载8的自身电压。
所述反应器电压ΔV取决于存储在反应器4中的磁能数量。为了产生符合在预定电压和电流范围内设定的期望波形的升压的输出电压V2，依照所述期望电压波形来调节第四开关元件10的占空比。例如，基于存储在控制电路11的存储器中的正弦电压(目标电压)波形来改变所述第四开关元件10的占空比，可以允许产生具有对应于正弦电压波形的波形的升压输出电压V2。为了减少第三开关元件9例如因其本征二极管D3的传导电阻而产生的损失，所述控制电路11可以执行同步整流操作，以便在第四开关元件10的每个断开周期期间、控制所述第三开关元件9导通。
                    反极性且正向功率传输模式
当跨越负载8的交流电压V2低于直流电源5的直流电压V1时，处于反极性且正向功率传输模式中的逆变器电路30的操作。在图2A中，由箭头x和y来表示在反极性且正向功率传输模式中斩波电路30中电流的流动。
当控制第三开关元件9保持导通时，所述控制电路11执行以下操作。
具体来讲，当控制第三开关元件9保持导通(正常导通状态)时，所述控制电路11根据每个预定开关周期的预定占空比来导通和断开第一开关元件6。顺便提及，所述第二和第四开关元件7和10在控制电路11的控制下保持断开。第一开关元件6的占空比表示其导通时间与其断开时间的比率(参见图2B)。例如，所述预定的开关周期是第一开关元件6的开关频率的倒数。
在每个预定的开关周期，并且在第一开关元件6的导通周期期间，来自于直流电源5的输入电流x以第一开关元件6、反应器4和第三开关元件9的顺序流过。此输入电流x激励反应器4，以便使反应器4在其中存储磁能。流经所述反应器4的输出电流x生成跨越所述反应器4的反应器电压ΔV，以便把对应于“直流电压V1-反应器电压ΔV”的输出电压V2施加到负载8。
在每个预定的开关周期中，并在第一开关元件6的断开周期期间，所述反应器4把存储的磁能作为电功率释放，以便使惯性电流(flywheel current)y在所述反应器4、第三开关元件9、负载8和第二开关元件7的本征二极管D2中循环。所述惯性电流y令所述反应器电压ΔV施加到负载8作为输出电压V2(ΔV＝V2)。所述输出电压V2随着反应器4去激励而减少。把第一开关元件6的断开周期称为“去激励周期”。
如上所述，根据每个预定开关周期的预定占空比，当第三开关元件9保持导通时、重复导通和断开第一开关元件6允许输入直流电压V1被逐步降至输出电压V2。从直流输入电压V1降低的输出电压V2允许驱动负载8。顺便提及，所述负载8可以具有自身电压或者开路电压，诸如电池电压和/或开路电压；在该情况下，来自于斩波电路1的输出电流y取决于负载8的自身电压。
所述反应器电压ΔV取决于存储在其中的磁能量。为了产生符合在预定电压和电流范围内设定的期望波形的逐步降低的输出电压V2，依照所述期望电压波形来调节第一开关元件6的占空比。例如，基于存储在控制电路11的存储器中的正弦电压(目标电压)波形来改变第一开关元件6的占空比，允许产生具有对应于正弦电压波形的波形的逐步降低的输出电压V2。为了减少第二开关元件7例如因其传导电阻而产生的损失，所述控制电路11可以执行同步整流操作，以便在第一开关元件6的每个断开周期期间、控制第二开关元件7导通。
上面提出的升压且正向功率传输模式和反极性且正向功率传输模式构成了一种正向功率传输模式，其中功率从直流电源5传输至负载8。
具体来讲，为了把完全摆动正弦电压施加到负载8，所述控制电路11需要在升压且正向模式和反极性且正向模式之间调停。对于输出电压V2高于直流电源电压V1的正弦波的上半部来说，所述控制电路11在升压且正向功率传输模式中操作，在该模式中，所述第四开关元件10被导通和断开，而对于输出电压V2低于直流电源电压的正弦波的下半部而言，所述控制电路在反极性且正向功率传输模式中操作，在该模式中第一开关元件6被导通和断开。
接下来，在下文将描述处于反向功率传输模式中的斩波电路1的操作，在该模式中，功率从负载8传输至直流电源5。当所述负载8具有产生功率能力时使用所述反向功率传输模式。在第一实施例中，所述负载8是牵引发动机的定子线圈。
                    升压且反向功率传输模式
当跨越负载8的交流电压V2低于跨越直流电源5的直流电压V1时，处于升压且反向功率传输模式中的逆变器电路30的操作。在图3A中，由箭头x和y来表示在升压且反向功率传输模式中斩波电路30中电流的流动。
当控制第三开关元件9保持导通时，所述控制电路11执行以下操作。
具体来讲，当控制第三开关元件9保持导通(正常导通状态)时，所述控制电路11根据每个预定开关周期的预定占空比来导通和断开第二开关元件7。顺便提及，在整个开关周期，所述第一和第四开关元件6和10在控制电路11的控制下保持断开(参见图3B)。
在每个预定的开关周期，并且在第二开关元件7的导通周期期间，来自于负载8的输入电流x以第三开关元件9、反应器4和第二开关元件7的顺序流过。此输出电流x激励反应器4，以便使所述反应器4在其中存储磁能。把第二开关元件7的导通周期称为“激励周期”。
在每个预定的开关周期中，并在第二开关元件7的断开周期期间，从负载8再生的电流y以第三开关元件9、反应器4、第一开关元件6的本征二极管D1和直流电源5的顺序流过。把第二开关元件7的断开周期称为“去激励周期”。
由于电流y流经的通路中的电阻因直流电源5的电阻而高于电流x流经的通路的电阻，所以所述电流y与电流x相比较减小了。电流y的这种减小使反应器4沿取消电流y改变的方向来释放存储的磁能。具体来讲，基于从反应器4释放的磁能生成的电压ΔV的极性导致交流电压V2的增加；在图3A中该极性以“+和-”来表示。
也就是说，除交流电压V2以外，把从反应器4中生成的电压ΔV施加到所述直流电源5，以便升压电源5的直流电压V1。
如上所述，根据每个预定开关周期的预定占空比，当第三开关元件9保持导通时、重复导通和断开第二开关元件7允许输入的直流电压V1被升压。
当所述直流电源5是能够供给近似恒定电压的电池时，所述斩波电路1充当整流电路。所述第一实施例的升压且反向功率传输模式中的要点在于：控制第二开关元件7的占空比，以便允许调节从负载8再生的功率。
具体来讲，所述控制电路11基于检测信号DS1来检测朝向直流电源5流动的输出电流y。所述控制电路11基于检测到的反馈电流y来执行对第二开关元件7的占空比的反馈控制，以便使反馈电流y和目标电流之间的差别最小化。所述反馈控制允许基于目标电流在负载8中再生恒定功率。
也就是说，在第一实施例中，即使在负载8中再生的交流电压V2的电平低于直流电压V1，也能够向直流电源5提供再生的电功率，以便使诸如在再生制动模式下操作的牵引发动机之类的负载8可以再生具有恒定功率AC电流。即使再生电压V2超出直流电源5的电压V1，也可防止再生电流快速地增加，就像常规的再生控制一样。
                    反极性且反向功率传输模式
当从负载8再生的交流电压V2高于直流电源5的直流电压V1时，处于反极性且反向功率传输模式中的逆变器电路30的操作。在图4A中，由箭头x和y来表示在反极性且正向功率传输模式中斩波电路30中电流的流动。
当控制第三开关元件9保持导通时，所述控制电路11执行以下操作。
具体来讲，当控制第一开关元件6保持导通时，所述控制电路11根据每个预定开关周期的预定占空比来导通和断开第三开关元件9。顺便提及，在整个开关周期，所述第二和第四开关元件7和10在控制电路11的控制下保持断开。在每个预定的开关周期，并且在第三开关元件9的导通周期期间，来自于负载8的输入电流x以第三开关元件9、反应器4和第一开关元件6的顺序流过。此输入电流x激励反应器4，以便使反应器4在其中存储磁能。流经所述反应器4的输出电流x产生跨越反应器4的反应器电压ΔV，由此把对应于“交流电压V2-反应器电压ΔV”的电压施加到直流电源5。
在每个预定的开关周期中，并在第三开关元件9的断开周期期间，所述反应器4把存储的磁能作为电功率释放，以便使惯性电流y在所述反应器4、第一开关元件6、直流电源5和第四开关元件10的本征二极管D4中循环。所述惯性电流y令反应器电压ΔV施加到直流电压5作为输出电压ΔV。所述输出电压ΔV随着反应器4去激励而减少。把第三开关元件9的断开周期称为“去激励周期”。
如上所述，根据每个预定开关周期的预定占空比，当第一开关元件6保持导通时、重复导通和断开第三开关元件9允许负载8基于交流电压V2来再生功率，其中交流电压V2高于施加到直流电源5的电压。在所述反极性且反向功率传输模式中，所述控制电路11能够基于检测到的电流y来执行对第三开关元件9的占空比的反馈控制，以便使检测的电流y和目标电流之间的差别最小化。所述反馈控制允许基于目标电流在负载8中再生恒定功率。
在所述反极性且反向功率传输模式中，为了减少第四开关元件10例如因本征二极管D4的传导电阻而产生的损失，所述控制电路11可以执行同步整流操作，以便在第三开关元件9的每个断开周期期间、控制所述第四开关元件10导通。
上面提出的升压且反向功率传输模式和反极性且反向功率传输模式构成了一种反向功率传输模式，其中反向地把功率从负载8传输至直流电源5。
如上所述，在第一实施例中，如图1所示，把所述斩波电路1配置为伪桥路的形式，其允许容易地对反应器4进行交替的激励和去激励。无论跨越直流电源5的直流电压和跨越负载8的电压之间的关系如何，这种结构都允许以高传输效率进行正向功率传输和反向功率传输。
具体来讲，依照所述第一实施例的斩波电路1允许控制从负载8再生的功率。另外，无论负载8的电压和直流电源5的电压如何，所述斩波电路1都允许在直流电源5和负载8之间可逆地传输功率。调节目标电压和/或目标电流的波形允许所述斩波电路1根据用途有选择地充当逆变器和直流-直流转换器。
当所述斩波电路11被安装在车辆中并且所述车辆具有低电压(通常是12V)的辅助电池和高电压(通常是100V以上)的主电池时，所述控制电路11控制开关元件6、7、9和10以便使斩波电路1充当直流-直流转换器。这样允许辅助电池和主电池之间进行功率传输。
另外，在依照所述第一实施例的斩波电路1中，与常规的升压直流-直流转换器相比较，可以减少开关元件的数目，经由所述开关元件功率通过直流电源5和负载8之间的功率传输通路。这样能够减少电路损耗，由此减少斩波电路1的热负载。
在第一实施例中，很容易使斩波电路1输出电压的波形与目标正弦电压波形以比常规PWM逆变器更高的精确度对准。连接作为负载8的电力牵引发动机，所述第一实施例的结构会更好的控制输出扭矩并且减少其中的声学和电磁噪声。
顺便提及，在第一实施例中，可以把众所周知的软件开关技术应用到每个开关元件6、7、9和10的开关。所述软开关允许每个开关元件的零电压开关(ZVS)或者零电流开关(ZCS)，由此减少开关元件6、7、9和10因基于常规的PWM开关技术进行开关操作所引起的开关噪声。
提供诸如电压平滑电容器之类的电压平滑电路，可以允许来自于斩波电路1的输出波形被转换为平滑交流波形，而不是调制的高频锯齿波形。顺便提及，当使用待安装在车辆中的斩波电路1时，所述斩波电路1可用于根据板上任一直流电源产生单相民用(commercial)交流电压。
在该情况下，为了产生单相民用交流电压，需要提供一对斩波电路，该对斩波电路的输出电压波形在其间具有180°相移(参见在下文描述的图7、8A到8C)。具体来讲，该对斩波电路1之一的输出电压的一个波形与该对斩波电路的另一个的输出电压的另一波形反相。这样允许把单相民用交流电压施加到所述负载。
当所述直流电源的直流电压高于应该被输出的单相民用交流电压的最大瞬时值时，所述斩波电路1只需要充当正向反极性斩波电路。因此，这样允许一些开关元件被替换为二极管。
接下来，将在下文中参照图5描述使用图1中所示的斩波电路1来驱动作为负载8的多相交流发动机/发电机的例子，所述多相交流发动机/发电机例如是三相交流发动机/发电机。在图5中，参考标记80表示充当图1中所示负载8的三相交流发动机/发电机，简称为发动机/发电机或者MG。术语发动机/发电机源自于这样的实事，其中电机可以充当发动机和发电机两者。参考标记81表示电容电路，所述电容电路被配置为Δ连接形式，其中具有三相绕组(分别是U相绕组、V相绕组和W相绕组)的三个端子E1、E2和E3。所述电容电路81充当平滑电容器。
如图5所示，提供了诸如三相逆变器电路70之类的多相逆变器电路。所述三相逆变器电路70包括用于提供U相电压的第一斩波电路101，用于提供V相电压的第二斩波电路102以及用于提供W相电压的第三斩波电路103。在第一实施例中，发动机/发电机80的相位数目是三，以便依照所述第一实施例那样，把所述发动机/发电机80的相位数目(三个)的正整数倍设定为斩波电路的数目。因此提供了三个斩波电路101至103。
斩波电路101、102和103的上臂开关元件9的高端主电极被逐一地耦合至U相绕组、V相绕组和W相绕组的末端E1、E2和E3。
斩波电路101至103的每个的操作基本上等同于斩波电路1的操作，因此省略了对其的描述。
具体来讲，在发动机控制中，每个斩波电路101至103的电流有效值被收敛为生成扭矩所需要的目标电流。每个斩波电路101至103的每个开关元件的占空比被逐渐地改变，以便三相逆变器电路的线间电压在彼此之间具有120°的相移，并且兼备正反极性，由此令具有斩波电路101至103的有效值的三相交流电流流经发动机/发电机MG。每个斩波电路101至103的再生控制基本上等同于斩波电路1的再生控制。
逆变器电路70的结构允许产生输出电压，诸如产生具有最大瞬时值的三相输出电压，该最大瞬时值高于直流电源5的直流电压。因为所述逆变器电路70能够控制再生电流，而且能够生成三相电压，所以能够采用所述逆变器电路70来驱动发动机/发电机MG。
虽然常规的PWM逆变器可以产生正弦电流输出，但是它们的输出电压具有包含高频谐波的脉宽调制波形。依照所述第一实施例的斩波电路1易于允许从其中产生的输出电压变为平滑的正弦电压波形。这样能够减少开关噪声，对于射频更是如此。由于常规的PWM逆变器的输出电压被直流电源的电压严格限制，所以当以较高转速运行发动机/发电机时，由于较高的反电动势，故而必需进行磁场削弱控制。然而，磁场削弱控制增加电抗性电流，所述电抗性电流会导致功率因子恶化。依照所述第一实施例的斩波电路1能够产生高于直流电源电压的输出电压，能够消除磁场削弱控制，由此改善系统的平均功率因子。
所述第一和第二平滑电容器C1和C2有效地减少了分别传输到直流电源5和负载8的高频电压分量。这样使得能够提取适用于驱动负载8的交流电压分量，并且能够防止高频哔叽(serge)电压返回到直流电源。
顺便提及，作为电压平滑电路，均具有消除高频电压分量功能的任何电路都可以用来代替平滑电容器C1和C2。如果输出电压波动和噪声是可以接受的，那么位于与负载8并联位置上的平滑电容器C2可以被省略。
                             第二实施例
将参考附图6来描述依照本发明第二实施例的逆变器电路。所述逆变器电路使用图1中所示的多个斩波电路1并且可操作来驱动三相发动机/发电机。顺便提及，在图6中，把依照所述第一实施例的斩波电路数目设定为三相发动机的相位数目(三个)的两倍或更多倍。例如，每个相位提供了十二个斩波电路111至122。
仅仅举例说明了U相逆变器电路110，以便简单描述依照所述第二实施例的逆变器电路。U相逆变器电路110具有12个斩波电路111至112，每个均具有与斩波电路1基本上相同的结构。所述斩波电路111至122彼此并联。
每个斩波电路111至112的每个开关元件的每个导通时间(或者断开时间)通过十二分之一开关周期来顺序地切换，其中所述导通和断开是用于激励和去激励所述反应器4，并且所述开关周期是每个开关元件开关频率的倒数。
另外，即使每个去激励周期很短，斩波电路111至122的去激励周期也每隔一定间隔被变换。
所述斩波电路111至122的这个结构允许斩波电路111至122之一在相应的反应器4中存储磁能，并且允许斩波电路111至122中的另一个从其中释放所存储的磁能。这样允许U相位输出电压中包含的脉动电压分量得以减少。特别是，当把较高的升高电压施加到其电阻相对小的负载8、以便大输出电流流经负载8时，每个斩波电路111至122中的反应器4被立即去激励。这需要一段较长的时间来激励所述反应器4，这可令脉动电压分量增大。
然而在该情况下，并联的斩波电路111至122可以顺序地释放存储的磁能，换言之，令电流相对连续地从那里流出。这样提供了其波形被平滑、具有减少脉动电压分量的输出电压，由此使得能够省去电压平滑电路分别提供其波形基本上是正弦波的U相位输出电压和U相位输出电流。
同样，与并联的U相位斩波电路111至122类似，并联的V相位斩波电路允许省去所述电压平滑电路分别提供V相位输出电压和V相位输出电流，其中所述V相位输出电压和V相位输出电流的波形基本上是正弦波。另外，并联的W相位斩波电路允许省去所述电压平滑电路分别提供W相位输出电压和W相位输出电流，其中所述W相位输出电压和W相位输出电流的波形基本上是正弦波。
输出电流越小，去激励存储在每个斩波电路中的磁能的周期就越长。把此周期称为去激励周期或者电流输出周期。所述斩波电路的去激励周期(电流输出周期)可以彼此重覆，在该情况下，所述逆变器电路的输出电流分布在所有斩波电路之中，由此使得能够减少每个斩波电路的传导损耗和开关损耗。
减少并联的斩波电路111至122中的输出电压波动，即使从中把平滑电容器省略，它们中的每一个也允许生成U相电压，所述U相电压的波形非常接近目标正弦电压波形。
当三相发动机以额定功率操作时，每个斩波电路111至122被配置来把从直流电压升压的电压施加到所述三相发动机。这样能够使铜耗和开关损耗减少，并且能够产生其波形良好的交流输出电压。优选的是，把最大输出电压值设置为直流电压的两倍。所述斩波电路的输出电压包含直流电压偏移。在包括三相发动机的多相发动机中，其中所述三相发动机的三相绕组大略像希腊语Δ(△连接)形状相连，或者大略像星(星形连接)形状相连，施加到定子线圈的输入端子的直流电压分量彼此抵消，由此几乎不影响定子电流。
彼此并联的斩波电路数目可以增减。减少在所述逆变器电路中彼此并联的斩波电路的数目可以使输出电压波动增大。当减少在逆变器电路中彼此并联的斩波电路的数目时，对于所述逆变器电路来说优选的是具有至少一个电压平滑电路，诸如如上所述的平滑电容器。在该情况下，12个斩波电路111至122使得能够减少平滑电容器的尺寸。优选的是，每个斩波电路111至122中的每个开关元件的开关频率范围可以在容许范围之内尽可能的高；可以把反应器4设计为在可用电流范围内是不饱和的。
作为所述斩波电路的修改，电源电路根据其使用状态有选择地充当逆变器和/或充当直流-直流转换器。
依照此修改，当所述电源电路充当逆变器时，所述逆变器的输出电压包含直流电压分量偏移。
为了从所述逆变器的输出电压去除直流偏移，如图7所示，依照所述修改，提供了多个斩波电路，诸如第一斩波电路1A和第二斩波电路1B，每个斩波电路均具有与斩波器1相同的结构。所述第一斩波电路1A的高端开关元件9的高端主电极经由线路L3a与负载8A的高端端子相连。所述第一斩波电路1A的低端开关元件10的低端主电极与负载8A的低端端子相连。相反，所述第二斩波电路1B的高端开关元件9的高端主电极经由线路L3a与负载8A的低端端子相连。所述第二斩波电路1B的低端开关元件10的低端主电极与负载8A的高端端子相连。具体来讲，所述第一斩波电路1A的输出电压和所述第二斩波电路1B的输出电压分极性被施加到负载8A。
如图8A所示，依照所述修改，所述第一斩波电路1A的控制电路11控制其开关元件6、7、9和10的开关，以便把包含预定直流电压分量的正弦电压作为第一斩波器1A的输出电压施加到负载8A。另外，如图8B所示，依照所述修改，所述第二斩波电路1B的控制电路11控制其开关元件6、7、9和10的开关，以便把包含预定直流电压偏移的正弦电压作为所述第二斩波器1B的输出电压施加到负载8A。所述第二斩波电路1B的输出电压(正弦电压)相对于所述第一斩波电路1A的输出电压例如具有180°的相移。所述第一和第二斩波电路1A和1B的电压大小根据第一和第二斩波电路1A和1B的控制电路11的开关控制而可以改变。
图7中所示的电源电路的这种结构允许所述第一斩波电路1A的输出电压的直流电压偏移和所述第二斩波电路1B的输出电压的直流电压偏移彼此抵消。如图8C所示，这将导致：当第一和第二斩波电路1A和1B的电压大小基本上彼此相同并且所述第一斩波电路1A的输出电压和所述第二斩波电路1B的输出电压其间具有180°相移，图7中所示的电源电路的输出电压变为正确的交流电压，所述交流电压的波形基本上是峰峰幅值为2VA的正弦波。
在第一和第二实施例中，描述了所述三相逆变器电路，但是本发明不局限于所述结构。据此，可以使用一对斩波电路，该对斩波电路的输出电压波形在其间具有180°相移。具体来讲，该对斩波电路1之一的输出电压的其中一个波形与该对斩波电路的另一个的输出电压的另一波形反相。这样允许把单相交流电压施加到所述负载。
虽然已经描述了本发明的这些实施例和修改，但是应该理解的是，也可以做出还没有描述的各种修改，并且本发明打算在所附权利要求书中涵盖所有落入本发明的真实精神和范围内的这种修改。

Claims (14)

1.一种连接在直流电源和负载之间的可逆反极性升压斩波电路，所述电路包括：
具有第一输出端子的第一半桥电路，所述第一半桥电路包括：
第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极；以及
第二开关元件，在第一输出端子处串联连接至第一开关元件，所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极；
具有第二输出端子的第二半桥电路，所述第二半桥电路包括：
第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至负载的高端端子的高端主电极；以及
第四开关元件，在第二输出端子处串联连接至第三开关元件，所述第四开关元件具有连接至负载的低端端子以及直流电源负极的低端主电极；以及
反应器，连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间。
2.如权利要求1所述的可逆反极性升压斩波电路，其中，第一至第四开关元件的每个均具有控制端子，所述斩波电路还包括：
控制电路，连接至第一至第四开关元件中的每一个的控制端子，并且被配置为导通和断开第一至第四开关元件中的至少一个，以便产生输出电压，由此把所述输出电压施加到直流电源或者负载。
3.如权利要求2所述的可逆反极性升压斩波电路，其中，当跨越所述负载的第一电压高于跨越直流电源的第二电压时，进行第一操作模式，并且其中，所述控制电路被配置为在保持第一开关元件导通且第二开关元件断开的同时、基于每个预定开关周期中的预定占空比来导通和断开第四开关元件。
4.如权利要求2所述的可逆反极性升压斩波电路，其中，当跨越所述负载的第一电压高于跨越直流电源的第二电压时，进行第二操作模式，并且其中，所述控制电路被配置为在保持第三开关元件导通且第四开关元件断开的同时、基于每个预定开关周期中的预定占空比来导通和断开第一开关元件。
5.如权利要求2所述的可逆反极性升压斩波电路，其中，当跨越所述负载的第一电压低于跨越直流电源的第二电压时，进行第三操作模式，并且其中，所述控制电路被配置为在保持第三开关元件导通且第四开关元件断开的同时、基于每个预定开关周期中的预定占空比来导通和断开第二开关元件。
6.如权利要求2所述的可逆反极性升压斩波电路，其中，当跨越所述负载的第一电压高于跨越直流电源的第二电压时，进行第四操作模式，并且其中，所述控制电路被配置为在保持第一开关元件导通且第二开关元件断开的同时、基于每个预定开关周期中的预定占空比来导通和断开第三开关元件。
7.如权利要求1所述的可逆反极性升压斩波电路，还包括：
第一电压平滑电路，与直流电源和第一半桥电路并联；以及
第二电压平滑电路，与所述负载和所述第二半桥电路并联。
8.一种连接在直流电源和负载之间的逆变器电路，所述电路包括：
第一和第二可逆反极性升压斩波电路，第一和第二可逆反极性升压斩波电路中的每一个均包括：
具有第一输出端子的第一半桥电路，所述第一半桥电路包括：第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极；以及在第一输出端子处串联连接至第一开关元件的第二开关元件，所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极；
具有第二输出端子的第二半桥电路，所述第二半桥电路包括：第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至所述负载的高端端子的高端主电极；以及在第二输出端子处串联连接至第三开关元件的第四开关元件，所述第四开关元件具有低端主电极；以及
反应器，连接在第一半桥电路的第一输出端子和所述第二半桥电路的第二输出端子之间，其中所述第一可逆反极性升压斩波电路的高端主电极与负载的高端端子相连，所述第二可逆反极性升压斩波电路的高端主电极与所述负载的低端端子相连；以及
控制电路，连接至第一和第二可逆反极性升压斩波电路的每一个的第一至第四开关元件中的每一个的控制端子，并且被配置为：
导通和断开所述第一可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的至少一个，以便产生第一输出电压；并且
导通和断开所述第二可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的至少一个，以便产生第二输出电压，其中所述第一输出电压被施加到所述负载的高端端子，所述第二输出电压被施加到所述负载的低端端子。
9.一种连接在直流电源和具有多相绕组的多相发动机之间的逆变器电路，所述电路包括：
多个可逆反极性升压斩波电路，多个可逆反极性升压斩波电路中的每一个均包括：
具有第一输出端子的第一半桥电路，所述第一半桥电路包括：第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极；以及在第一输出端子处串联连接至第一开关元件的第二开关元件，所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极；
具有第二输出端子的第二半桥电路，所述第二半桥电路包括：第三开关元件，所述第三开关元件具有高端主电极；以及在第二输出端子处串联连接至第三开关元件的第四开关元件，所述第四开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极；以及
反应器，连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间，可逆反极性升压斩波电路的数目是多相发动机的相位数目的正整数倍，并且
其中，多个可逆反极性升压斩波电路的第三开关元件的高端主电极中的每一个与多相发动机的多相绕组中的至少一个的末端相连。
10.如权利要求9所述的逆变器电路，其中，所述可逆反极性升压斩波电路的数目是多相发动机相位数目的两倍或更多倍，并且连接至多相发动机的多相绕组的一个公共相位绕组的可逆反极性升压斩波电路部分的导通时间被顺序地变换。
11.如权利要求9所述的逆变器电路，还包括：
控制电路，连接至多个可逆反极性升压斩波电路中每一个的第一至第四开关元件中的每一个的控制端子，并且被配置为：
导通和断开所述多个可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件的中至少一个，以便产生交流电压和交流电流，对于多相发动机的每个相位而言，所述交流电压的波形基本上是正弦波，并且所述交流电流的波形基本上是正弦波。
12.如权利要求9所述的逆变器电路，还包括：
控制电路，连接至多个可逆反极性升压斩波电路中每一个的第一至第四开关元件中的每一个的控制端子，并且被配置为：
导通和断开多个可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的至少一个，以便升压跨越直流电源的电压，从而当多相发动机以其额定功率操作时，把升压的电压施加到所述多相发动机。
13.一种连接在直流电源和负载之间的逆变器电路，所述电路包括：
可逆反极性升压斩波电路，包括：
具有第一输出端子的第一半桥电路，所述第一半桥电路包括：第一开关元件，所述第一开关元件具有连接至直流电源正极的高端主电极；以及在第一输出端子处串联连接至第一开关元件的第二开关元件，所述第二开关元件具有连接至直流电源负极的低端主电极；
具有第二输出端子的第二半桥电路，所述第二半桥电路包括：第三开关元件，所述第三开关元件具有连接至所述负载的高端端子的高端主电极；以及在第二输出端子处串联连接至第三开关元件的第四开关元件，所述第四开关元件具有连接至负载低端端子和直流电源负极的低端主电极；以及
反应器，连接在第一半桥电路的第一输出端子和第二半桥电路的第二输出端子之间；以及
控制电路，连接至所述可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的每一个的控制端子，并且被配置为：
导通和断开所述可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的至少一个，从而令所述可逆反极性升压斩波电路充当直流-直流转换器，以便使所述可逆反极性升压斩波电路产生预定的直流电压，由此把产生的直流电压施加到负载。
14.如权利要求13所述的逆变器电路，其中，所述控制电路被配置为：导通和断开所述可逆反极性升压斩波电路的第一至第四开关元件中的至少一个，从而选择可逆反极性升压斩波电路是充当直流-直流转换器把产生的直流电压施加到所述负载，还是充当逆变器产生预定的交流电压，由此把产生的交流电压施加到所述负载。
CN2005100717161A 2004-03-31 2005-03-31 可逆反极性升压斩波电路以及具有它的逆变器电路 Expired - Fee Related CN1677815B (zh)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2004106002A JP4196867B2 (ja) 2004-03-31 2004-03-31 双方向昇降圧型チョッパ回路及びそれを用いたインバータ回路並びにｄｃ−ｄｃコンバータ回路
JP106002/2004 2004-03-31
JP106002/04 2004-03-31

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN1677815A true CN1677815A (zh) 2005-10-05
CN1677815B CN1677815B (zh) 2010-06-23

Family

ID=35034297

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN2005100717161A Expired - Fee Related CN1677815B (zh) 2004-03-31 2005-03-31 可逆反极性升压斩波电路以及具有它的逆变器电路

Country Status (4)

Country Link
US (1) US7088595B2 (zh)
JP (1) JP4196867B2 (zh)
CN (1) CN1677815B (zh)
DE (1) DE102005014758A1 (zh)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100433522C (zh) * 2006-10-23 2008-11-12 南京航空航天大学 双buck/boost双向交流斩波器
CN100459393C (zh) * 2006-10-23 2009-02-04 南京航空航天大学 双向交流斩波器
CN102474181A (zh) * 2009-08-06 2012-05-23 洋马株式会社 Dc－dc转换器电路
CN103053105A (zh) * 2010-07-30 2013-04-17 Ifp新能源公司 双向电流双升压平方dc/dc转换器
CN103079299A (zh) * 2011-10-05 2013-05-01 日立空调·家用电器株式会社 电磁感应加热装置
CN104067497A (zh) * 2012-01-25 2014-09-24 丰田自动车株式会社 电压转换装置的控制装置
CN104170237A (zh) * 2012-03-12 2014-11-26 易达有限公司 用于控制h桥逆变器的方法
CN111262429A (zh) * 2020-03-17 2020-06-09 阳光电源股份有限公司 直流变换电路及光伏逆变装置
CN116990601A (zh) * 2023-06-28 2023-11-03 荣信汇科电气股份有限公司 一种大功率斩波电路直流负载能力试验装置及试验方法

Families Citing this family (120)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100409552C (zh) * 2002-01-16 2008-08-06 丰田自动车株式会社 电压转换装置及方法，驱动系统和装有该驱动系统的车辆
US7084525B2 (en) * 2003-08-28 2006-08-01 Delphi Technologies, Inc. Power system to transfer power between a plurality of power sources
JP4589093B2 (ja) * 2004-12-10 2010-12-01 日立オートモティブシステムズ株式会社 同期モータ駆動装置及び方法
US10693415B2 (en) 2007-12-05 2020-06-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
US11881814B2 (en) 2005-12-05 2024-01-23 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
ITGE20060078A1 (it) * 2006-08-02 2008-02-03 Selin Sistemi S P A Sistema di controllo per veicoli a trazione elettrica.
JP2010508798A (ja) * 2006-08-25 2010-03-18 ローソン ラブス，インコーポレーテッド バイポーラ双方向エネルギー平衡化電力変換エンジン
DE102006044814A1 (de) * 2006-09-22 2008-04-03 Bayerische Motoren Werke Ag Kraftfahrzeug
DE102006056888A1 (de) * 2006-12-01 2008-06-05 Daimler Ag DC/DC-Wandleranordnung zur Verschaltung einer Brennstoffzellenvorrichtung mit einer Energiespeichervorrichtung und Energieversorgungssystem für ein Fahrzeug
US8531055B2 (en) 2006-12-06 2013-09-10 Solaredge Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US8319471B2 (en) 2006-12-06 2012-11-27 Solaredge, Ltd. Battery power delivery module
US8947194B2 (en) 2009-05-26 2015-02-03 Solaredge Technologies Ltd. Theft detection and prevention in a power generation system
US11735910B2 (en) 2006-12-06 2023-08-22 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US11855231B2 (en) 2006-12-06 2023-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US9088178B2 (en) 2006-12-06 2015-07-21 Solaredge Technologies Ltd Distributed power harvesting systems using DC power sources
US9112379B2 (en) 2006-12-06 2015-08-18 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US11296650B2 (en) 2006-12-06 2022-04-05 Solaredge Technologies Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US11728768B2 (en) * 2006-12-06 2023-08-15 Solaredge Technologies Ltd. Pairing of components in a direct current distributed power generation system
US8319483B2 (en) 2007-08-06 2012-11-27 Solaredge Technologies Ltd. Digital average input current control in power converter
US11687112B2 (en) 2006-12-06 2023-06-27 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8618692B2 (en) 2007-12-04 2013-12-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power system using direct current power sources
US8963369B2 (en) 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US9130401B2 (en) 2006-12-06 2015-09-08 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8816535B2 (en) 2007-10-10 2014-08-26 Solaredge Technologies, Ltd. System and method for protection during inverter shutdown in distributed power installations
US11888387B2 (en) 2006-12-06 2024-01-30 Solaredge Technologies Ltd. Safety mechanisms, wake up and shutdown methods in distributed power installations
US8013472B2 (en) 2006-12-06 2011-09-06 Solaredge, Ltd. Method for distributed power harvesting using DC power sources
US11569659B2 (en) * 2006-12-06 2023-01-31 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8384243B2 (en) 2007-12-04 2013-02-26 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US8473250B2 (en) 2006-12-06 2013-06-25 Solaredge, Ltd. Monitoring of distributed power harvesting systems using DC power sources
US11309832B2 (en) 2006-12-06 2022-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
WO2008094357A2 (en) * 2007-01-29 2008-08-07 Sumitomo Heavy Industries, Ltd. Expander speed control
JP2010530212A (ja) * 2007-06-14 2010-09-02 ケタリング・ユニバーシティ 構成可能な入力高電力ｄｃ−ｄｃコンバータ
US8054652B2 (en) * 2007-07-16 2011-11-08 Texas Instruments Incorporated Systems and methods for off-time control in a voltage converter
GB2451910A (en) * 2007-08-17 2009-02-18 Pwm Drives Ltd Bidirectional DC AC converter with multiple buck boost converters and magnetic energy storage device.
JP5498388B2 (ja) 2007-10-15 2014-05-21 エーエムピーティー， エルエルシー 高効率太陽光電力のためのシステム
US11264947B2 (en) 2007-12-05 2022-03-01 Solaredge Technologies Ltd. Testing of a photovoltaic panel
WO2009072076A2 (en) 2007-12-05 2009-06-11 Solaredge Technologies Ltd. Current sensing on a mosfet
JP5262101B2 (ja) 2007-12-17 2013-08-14 パナソニック株式会社 電力変換回路
US8143835B2 (en) * 2007-12-28 2012-03-27 Honda Motor Co., Ltd. Method of driving DC/DC converter, method of controlling DC/DC converter apparatus, method of controlling driving operation of vehicle, and method of driving fuel cell system
JP4561841B2 (ja) * 2008-02-12 2010-10-13 株式会社デンソー 回転機の制御装置、及び回転機の制御システム
US8143851B2 (en) * 2008-02-15 2012-03-27 Apple Inc. Power source having a parallel cell topology
JP4535148B2 (ja) * 2008-03-03 2010-09-01 株式会社デンソー 電力変換回路の駆動制御装置及び駆動制御システム
JP4530066B2 (ja) * 2008-03-12 2010-08-25 株式会社デンソー 電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム
JP4535153B2 (ja) 2008-03-21 2010-09-01 株式会社デンソー 電力変換回路の制御装置、及び電力変換システム
US8111052B2 (en) 2008-03-24 2012-02-07 Solaredge Technologies Ltd. Zero voltage switching
US7952900B2 (en) * 2008-04-16 2011-05-31 Analog Devices, Inc. H-bridge buck-boost converter
JP4444343B2 (ja) * 2008-04-25 2010-03-31 本田技研工業株式会社 燃料電池車両
WO2009136358A1 (en) 2008-05-05 2009-11-12 Solaredge Technologies Ltd. Direct current power combiner
ATE531120T1 (de) * 2008-07-07 2011-11-15 St Ericsson Sa Spannungswandler
JP4655119B2 (ja) * 2008-07-28 2011-03-23 株式会社デンソー 電力変換回路、及び多相回転機の制御装置
DE102008064402B4 (de) * 2008-12-22 2011-03-10 Texas Instruments Deutschland Gmbh Gleichrichterschaltung
SG175717A1 (en) 2009-04-17 2011-12-29 Ampt Llc Methods and apparatus for adaptive operation of solar power systems
FR2945684B1 (fr) * 2009-05-14 2011-06-17 Commissariat Energie Atomique Circuit convertisseur et systeme electronique comportant un tel circuit
JP5355284B2 (ja) * 2009-07-30 2013-11-27 ヤンマー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
JP5355283B2 (ja) * 2009-07-30 2013-11-27 ヤンマー株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
CN102474179A (zh) * 2009-07-30 2012-05-23 洋马株式会社 Dc－dc转换器电路
JP5493568B2 (ja) * 2009-08-06 2014-05-14 株式会社デンソー 電動機駆動装置及び電動機駆動装置の制御方法ならびに電動装置
JP2011041340A (ja) * 2009-08-06 2011-02-24 Yanmar Co Ltd Ｄｃ−ｄｃコンバータ回路
WO2011049985A1 (en) 2009-10-19 2011-04-28 Ampt, Llc Novel solar panel string converter topology
JP5382139B2 (ja) * 2009-12-28 2014-01-08 トヨタ自動車株式会社 電源装置
JP5511529B2 (ja) * 2010-06-09 2014-06-04 九州電力株式会社 電源回路
EP2605365A1 (en) * 2010-08-11 2013-06-19 Ingeteam Power Technology, S.A. Management system for variable-resource energy generation systems
US8749215B2 (en) 2010-08-31 2014-06-10 Texas Instruments Incorporated Switching method to reduce ripple current in a switched-mode power converter employing a bridge topology
JP5496038B2 (ja) * 2010-09-22 2014-05-21 三菱電機株式会社 Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP5569331B2 (ja) * 2010-10-20 2014-08-13 株式会社日本自動車部品総合研究所 電力供給装置
US10673229B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
US10230310B2 (en) 2016-04-05 2019-03-12 Solaredge Technologies Ltd Safety switch for photovoltaic systems
US10673222B2 (en) 2010-11-09 2020-06-02 Solaredge Technologies Ltd. Arc detection and prevention in a power generation system
GB2485527B (en) 2010-11-09 2012-12-19 Solaredge Technologies Ltd Arc detection and prevention in a power generation system
GB2486408A (en) 2010-12-09 2012-06-20 Solaredge Technologies Ltd Disconnection of a string carrying direct current
CN102594317B (zh) * 2011-01-10 2014-07-23 曹先国 具有电压极性转换的功率开关
GB2483317B (en) 2011-01-12 2012-08-22 Solaredge Technologies Ltd Serially connected inverters
JP5800130B2 (ja) * 2011-06-20 2015-10-28 富士電機株式会社 直流電源システム
JP5743269B2 (ja) * 2011-07-11 2015-07-01 富士電機株式会社 昇降圧型コンバータ
US8570005B2 (en) 2011-09-12 2013-10-29 Solaredge Technologies Ltd. Direct current link circuit
JP5355756B2 (ja) * 2011-09-30 2013-11-27 シャープ株式会社 スイッチング電源装置と、それを用いたインバータ、コンバータ、エアーコンディショナー、ソーラーパワーコントローラ、および自動車
GB2498365A (en) 2012-01-11 2013-07-17 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic module
US9853565B2 (en) 2012-01-30 2017-12-26 Solaredge Technologies Ltd. Maximized power in a photovoltaic distributed power system
GB2498790A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Maximising power in a photovoltaic distributed power system
GB2498791A (en) 2012-01-30 2013-07-31 Solaredge Technologies Ltd Photovoltaic panel circuitry
GB2499991A (en) 2012-03-05 2013-09-11 Solaredge Technologies Ltd DC link circuit for photovoltaic array
US9171784B2 (en) * 2012-03-28 2015-10-27 International Rectifier Corporation Dual power converter package using external driver IC
US10115841B2 (en) 2012-06-04 2018-10-30 Solaredge Technologies Ltd. Integrated photovoltaic panel circuitry
AU2012385647B2 (en) * 2012-07-19 2016-10-13 Mitsubishi Electric Corporation Device and method for controlling propulsion of electric vehicle
KR20140079156A (ko) * 2012-12-18 2014-06-26 현대자동차주식회사 하이브리드 차량의 모터의 토크 결정 방법 및 시스템
US9548619B2 (en) 2013-03-14 2017-01-17 Solaredge Technologies Ltd. Method and apparatus for storing and depleting energy
EP2779251B1 (en) 2013-03-15 2019-02-27 Solaredge Technologies Ltd. Bypass mechanism
US9397497B2 (en) 2013-03-15 2016-07-19 Ampt, Llc High efficiency interleaved solar power supply system
JP6140007B2 (ja) * 2013-07-01 2017-05-31 東洋電機製造株式会社 電力変換装置
CN103488103B (zh) * 2013-09-30 2015-11-04 哈尔滨工业大学 一种电磁驱动控制系统
KR101591161B1 (ko) 2014-02-27 2016-02-04 명지대학교 산학협력단 전기 차량용 모터를 구동하기 위한 인버터
DE102014211853A1 (de) * 2014-06-20 2015-12-24 Robert Bosch Gmbh Spannungskonverter und Verfahren zum Konvertieren einer elektrischen Spannung
DE102014219909A1 (de) * 2014-10-01 2016-04-07 Robert Bosch Gmbh Ladeschaltung für einen elektrischen Energiespeicher, elektrisches Antriebssystem und Verfahren zum Betreiben einer Ladeschaltung
JP6304015B2 (ja) * 2014-12-15 2018-04-04 株式会社デンソー Ｄｃ−ｄｃコンバータ
JP6284496B2 (ja) 2015-02-20 2018-02-28 オムロンオートモーティブエレクトロニクス株式会社 電圧変換装置
US10250234B2 (en) * 2015-06-25 2019-04-02 Arm Limited Signal generation and waveform shaping
CN105119489B (zh) * 2015-08-28 2017-10-31 株洲南车时代电气股份有限公司 一种双向升降压斩波电路
DE102016201283A1 (de) * 2016-01-28 2016-12-29 Conti Temic Microelectronic Gmbh Wechselrichter, elektrische Antriebsanordnung mit einem Wechselrichter
CN107153212B (zh) 2016-03-03 2023-07-28 太阳能安吉科技有限公司 用于映射发电设施的方法
US11081608B2 (en) 2016-03-03 2021-08-03 Solaredge Technologies Ltd. Apparatus and method for determining an order of power devices in power generation systems
US10599113B2 (en) 2016-03-03 2020-03-24 Solaredge Technologies Ltd. Apparatus and method for determining an order of power devices in power generation systems
US11018623B2 (en) 2016-04-05 2021-05-25 Solaredge Technologies Ltd. Safety switch for photovoltaic systems
US11177663B2 (en) 2016-04-05 2021-11-16 Solaredge Technologies Ltd. Chain of power devices
DE102016207941A1 (de) * 2016-05-09 2017-11-09 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Vorrichtung zur Erzeugung einer Wechselspannung, Schaltungsanordnung zur Erzeugung einer Ausgangswechselspannung, Verfahren zur Erzeugung einer Ausgangswechselspannung für eine Energiesenke, Wechselrichter zur Erzeugung einer Wechselspannung aus einer Gleichspannung, Energiespeicher-Vorrichtung zur Bereitstellung einer Wechselspannung unter Verwendung eines Gleichspannungsenergiespeichers, dreiphasige Wechselrichtervorrichtung, dreiphasige Wechselrichterschaltung, und Konzept zur Erzeugung einer Gleichspannung
DE102016209898A1 (de) 2016-06-06 2017-12-07 Continental Automotive Gmbh Fahrzeugbordnetz mit Wechselrichter, Energiespeicher, elektrischer Maschine und Gleichstrom-Übertragungsanschluss
DE102016209872A1 (de) * 2016-06-06 2017-12-07 Continental Automotive Gmbh Fahrzeugbordnetz mit Wechselrichter, Energiespeicher, elektrischer Maschine und Wechselstrom-Übertragungsanschluss
US20180076647A1 (en) * 2016-09-13 2018-03-15 Intersil Americas LLC Hybrid power buck-boost charger
US10250059B2 (en) * 2016-09-19 2019-04-02 Microsoft Technology Licensing, Llc Charging circuit for battery-powered device
DE112017006409T5 (de) * 2016-12-21 2019-08-29 Sony Corporation Leistungsversorgungsschaltung und elektrofahrzeug
CN106712480A (zh) * 2017-01-10 2017-05-24 佛山信开益科技有限公司 一种消除场效应管开通干扰的电路
DE102017200904A1 (de) * 2017-01-20 2018-07-26 Continental Automotive Gmbh Leistungsansteuervorrichtung für eine elektrische Maschine und Verfahren zum Abtrennen einer elektrischen Maschine von einem elektrischen Energiespeicher
JP6503413B2 (ja) * 2017-05-31 2019-04-17 本田技研工業株式会社 Ｄｃ／ｄｃコンバータおよび電気機器
JP7086787B2 (ja) * 2017-09-12 2022-06-20 矢崎総業株式会社 Ｄｃｄｃコンバータの制御装置
CH714180B1 (de) * 2017-09-20 2021-11-15 Eth Zuerich Konverter zur Übertragung von elektrischer Energie zwischen einem DC und einem AC-System.
US11791739B2 (en) * 2018-01-25 2023-10-17 Auckland Uniservices Limited AC-AC converter
CN108649845A (zh) * 2018-04-16 2018-10-12 杭州志驱传动技术有限公司 一种电机限功率运行功率计算方法
WO2022269332A1 (en) * 2021-06-23 2022-12-29 Balakrishnan Jayanand System to power an ac source to a three-phase load
US11476788B1 (en) * 2021-08-24 2022-10-18 Irp Nexus Group Ltd. Optimal open windings inverter for controlling three-phase AC motors
CN115296515B (zh) * 2022-08-16 2023-06-06 深圳市皓文电子股份有限公司 一种四开关管升降压变换电路的调制系统
CN115589146A (zh) * 2022-09-21 2023-01-10 华为数字能源技术有限公司 电压转换器及控制方法、电池模块、电子设备和充电柜

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR0177873B1 (ko) * 1995-12-02 1999-05-15 변승봉 순환전류 프리형 고주파 소프트 스위칭FB(Full Bridge)DC-DC컨버터
DE19630983C1 (de) * 1996-07-31 1998-01-08 Transtechnik Gmbh Wandler
US5923547A (en) * 1998-01-22 1999-07-13 Lucent Technologies Snubber circuit for a power converter and method of operation thereof
US6310785B1 (en) * 1999-09-01 2001-10-30 Regents Of The University Of Minnesota Zero voltage switching DC-DC converter
JP4460708B2 (ja) 2000-03-29 2010-05-12 株式会社東芝 エンジンのスタータと発電機とを兼用した永久磁石モータの制御装置
US6483724B1 (en) * 2002-02-15 2002-11-19 Valere Power, Inc. DC/DC ZVS full bridge converter power supply method and apparatus
JP2005137125A (ja) * 2003-10-30 2005-05-26 Toyota Motor Corp 動力出力装置およびこれを搭載する自動車。

Cited By (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100459393C (zh) * 2006-10-23 2009-02-04 南京航空航天大学 双向交流斩波器
CN100433522C (zh) * 2006-10-23 2008-11-12 南京航空航天大学 双buck/boost双向交流斩波器
CN102474181A (zh) * 2009-08-06 2012-05-23 洋马株式会社 Dc－dc转换器电路
CN103053105A (zh) * 2010-07-30 2013-04-17 Ifp新能源公司 双向电流双升压平方dc/dc转换器
CN103053105B (zh) * 2010-07-30 2016-07-20 Ifp新能源公司 双向电流双升压平方dc/dc转换器
CN103079299B (zh) * 2011-10-05 2015-09-02 日立空调·家用电器株式会社 电磁感应加热装置
CN103079299A (zh) * 2011-10-05 2013-05-01 日立空调·家用电器株式会社 电磁感应加热装置
CN104067497B (zh) * 2012-01-25 2016-09-28 丰田自动车株式会社 电压转换装置的控制装置
CN104067497A (zh) * 2012-01-25 2014-09-24 丰田自动车株式会社 电压转换装置的控制装置
CN104170237A (zh) * 2012-03-12 2014-11-26 易达有限公司 用于控制h桥逆变器的方法
CN104170237B (zh) * 2012-03-12 2017-05-24 易达有限公司 用于控制h桥逆变器的方法
CN111262429A (zh) * 2020-03-17 2020-06-09 阳光电源股份有限公司 直流变换电路及光伏逆变装置
CN116990601A (zh) * 2023-06-28 2023-11-03 荣信汇科电气股份有限公司 一种大功率斩波电路直流负载能力试验装置及试验方法
CN116990601B (zh) * 2023-06-28 2024-04-02 荣信汇科电气股份有限公司 一种大功率斩波电路直流负载能力试验装置及试验方法

Also Published As

Publication number Publication date
JP2005295671A (ja) 2005-10-20
DE102005014758A1 (de) 2005-10-20
JP4196867B2 (ja) 2008-12-17
US20050218876A1 (en) 2005-10-06
US7088595B2 (en) 2006-08-08
CN1677815B (zh) 2010-06-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN1677815A (zh) 可逆反极性升压斩波电路以及具有它的逆变器电路
CN102099995B (zh) 方法、电路布置和桥电路
CN100342632C (zh) 功率变换器和用于功率变换的方法
CN100550589C (zh) 频率转换器及其控制方法
CN1890866A (zh) Dc－dc变换器
CN102593928A (zh) 用于形成充电电路的方法及设备
CN1808874A (zh) 三相电力变换装置
CN1537355A (zh) 电动机驱动控制装置
US7675192B2 (en) Active DC bus filter for fuel cell applications
CN1890864A (zh) Dc－dc变换器
CN1906837A (zh) 直流－直流转换器
CN1143852A (zh) 电力变换器
US9093929B2 (en) Circuit arrangements and methods for operating an electrical machine
CN101064438A (zh) 能够提供正弦波输出交流电压的不断电电源供应器
CN1518200A (zh) 开关式电源装置
CN1841900A (zh) 开关调节器电路
JP2005261059A (ja) 電流双方向コンバータ
CN1841908A (zh) 功率变换系统
CN1489267A (zh) 电源系统
JP2004215356A (ja) スイッチング電源装置
JP5176922B2 (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータおよびその制御方法
CN111211678A (zh) 调节电路、控制方法、装置、控制电路、家电设备和介质
JP4265354B2 (ja) 双方向ｄｃ−ｄｃコンバータ
WO2012054279A2 (en) Combination inverter and charger
JP2012044765A (ja) バッテリ制御装置及び車両

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
C14 Grant of patent or utility model
GR01 Patent grant
CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee

Granted publication date: 20100623

CF01 Termination of patent right due to non-payment of annual fee