JP7086787B2 - Ｄｃｄｃコンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータの制御装置に関する。

電機自動車やハイブリッド車や燃料電池車においては、バッテリからの直流電源をインバータにより交流に変換して電動モータに供給している（力行）。また、電動モータの回生電力をインバータにより直流に変換してバッテリに蓄電している（回生）。銅損やスイッチング損失の低減のためにバッテリの電圧を増大させて、電流を抑制することは好適であるが種々の問題が派生することから現状では３００Ｖ程度が限界となっている。

そこで、バッテリとインバータとの間に双方向ＤＣＤＣコンバータを設け、バッテリからの電源を昇圧してインバータに供給し、インバータからの電源を降圧してバッテリに供給している。

従来、上述したＤＣＤＣコンバータの制御としては、インバータ側電圧を一定にするフィードバック制御が考えられる。しかしながら、この制御方法を、電気自動車やハイブリッド車や燃料電池車などに用いた場合、インバータ側電圧を一定にすることができず、指示通りの走行ができず、車両の走行特性がよくない、と言う問題が生じる。

また、上述したＤＣＤＣコンバータとして、例えば、特許文献１、２に記載されたものが提案されている。

特許文献１に記載された双方向昇降圧型チョッパ回路２００は、図２７に示すように、電源側ハーフブリッジ回路２０１と、負荷側ハーフブリッジ回路２０２と、２つのハーフブリッジ回路２０１、２０２の出力端を接続するリアクトル２０３と、制御装置２０４と、を備えている。電源側ハーフブリッジ回路２０１は、電源側に直列に接続された２つの電源側スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２から構成されている。負荷側ハーフブリッジ回路２０２は、負荷側に直列に接続された２つの負荷側スイッチング素子Ｑ２１、Ｑ２２から構成されている。

制御装置２０４は、予め定めた運転モード（Ｉ：順送電昇圧、ＩＩ：順送電降圧、ＩＩＩ：逆送電昇圧、ＩＶ：逆送電降圧）に応じて各スイッチング素子Ｑ１１、Ｑ１２、Ｑ２１、Ｑ２２を制御する。上述した双方向昇降圧型チョッパ回路２００では、チョッパ回路を疑似的なブリッジ回路構成としているため、二方向（順送電方向、逆送電方向）、二機能（昇圧、降圧）を実現することができる。

しかしながら、上述した特許文献１の双方向昇降圧型チョッパ回路２００は、ｕ、ｖ、ｗの各相毎の計３個が必要であり、ＤＣＤＣコンバータ全体の体積、重量、部品点数が増大する。また、予め定めた運転モードと、実際の運転モードとのずれが生じることによる、スイッチングタイミングのずれによる特性劣化、エネルギーロス、ノイズ発生等の懸念がある。

また、特許文献２の車両用電源システムは、発電機側の電圧を所定の目標電圧に保つ定電圧型のＤＣＤＣコンバータと、発電機側の電流を所定の目標値に保つ定電流型のＤＣＤＣコンバータと、を備えている。しかしながら、上述した特許文献２の車両用電源システムは、２つのＤＣＤＣコンバータを必要とするため、ＤＣＤＣコンバータ全体の体積、重量、部品点数等が増大する。

また、非特許文献１は、一般的な双方向ＤＣＤＣコンバータの制御方法であって、負荷側電圧をフィードバック制御して、負荷側電流の目標値を設定し、負荷側電流が設定した目標値になるようにＤＣＤＣコンバータを制御する制御方法が開示されている。しかしながら、上述した非特許文献１は、系統電源との系統連携を実施するスマートグリッド用ＤＣＤＣコンバータであり、これをハイブリッド車やＥＶ車に適用した場合、インバータ側電圧を一定にすることができず、走行特性がよくない、と言う問題が生じている。

特開２００５－２９５６７１号公報 特開２０１１－２７２５４０号公報

２０１３年大阪大学大学院 博士学位論文（直流接続された家庭用ハイブリッド発電システムの制御に関する研究、龍、建儒） 自動車技術会2017年春季大会学術講演（電気自動車用モータドライブシステムのモデリングとシステム設計、石川 裕記、関末 崇行、阿部 貴志、中津川 義規）

本発明は、以上の背景に鑑みてなされたものであり、走行特性の向上を図ったＤＣＤＣコンバータの制御装置を提供することを目的としている。

本発明者は、検討を重ねた結果、インバータ側電圧、インバータ側電流、バッテリ側電流又はコンデンサ側電流の３つのフィードバック制御を行うと、一般的な双方向ＤＣＤＣコンバータを用いて、ハイブリッド車やＥＶ車において走行特性の向上を図ることができることを見い出し、本発明を完成するに至った。

即ち、本発明の態様であるＤＣＤＣコンバータの制御装置は、バッテリ又はコンデンサとインバータとの間に設けられた双方向ＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差、インバータ側電流の測定値と目標値との偏差、及び、バッテリ側電流又はコンデンサ側電流の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータのフィードバック制御を行うことを特徴とする。

また、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の目標値を定める第１のフィードバック制御部と、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定める第２のフィードバック制御部と、前記インバータ側電流の測定値と前記第２のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御する第３のフィードバック制御部と、を備えてもよい。

また、前前記第２のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差を－１倍にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に加算し、当該入力を加算したバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧とインバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定めてもよい。

また、前記第２のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差を－１倍にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に乗じ、当該入力を乗じたバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧とインバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定めてもよい。

また、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定める第４のフィードバック制御部と、前記インバータ側電流の測定値と前記第４のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の目標値を定める第５のフィードバック制御部と、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御する第６のフィードバック制御部と、を備えてもよい。

また、前記第４のフィードバック制御部は、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差を０にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に乗じ、当該乗じたバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧と前記インバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定め、前記第６のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差の－１倍に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御するようにしてもよい。

また、前記第４のフィードバック制御部は、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差を０にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に加算し、当該加算したバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧と前記インバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定め、前記第６のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差の－１倍に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御するようにしてもよい。

以上説明したように本発明の態様によれば、走行特性の向上を図ることができる。

本願の双方向ＤＣＤＣコンバータの制御装置を組み込んだ車両用電源システムの一実施形態を示すブロック図である。 図１に示す双方向ＤＣＤＣコンバータの詳細を示す回路図である。 第１及び第２実施形態における図１に示す制御装置の詳細を示す制御ブロック図である。 第１実施形態における図３に示す制御装置のさらに詳細を示す制御ブロック図である。 図３に示すロジック回路から出力されるパルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２のタイムチャートである。 比較品Ａの制御装置４を示す制御ブロック図である。 比較品Ｂの制御装置４を示す制御ブロック図である。 比較品Ｂの制御装置４を示す制御ブロック図である。 図４に示す本発明品Ａを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図４に示す本発明品Ａを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図６に示す比較品Ａを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図６に示す比較品Ａを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図７Ｂに示す比較品Ｂを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図７Ｂに示す比較品Ｂを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図６に示す比較品Ａ（図１０とは回路パラメータ、制御パラメータが異なる）を用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 第２実施形態における図３に示す制御装置のさらに詳細を示す制御ブロック図である。 図１５に示す本発明品Ｂを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図１５に示す本発明品Ｂを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 第３及び第４実施形態における図１に示す制御装置の詳細を示すブロック図である。 第３実施形態における図１８に示す制御装置のさらに詳細を示す制御ブロック図である。 図１９に示す本発明品Ｃを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図１９に示す本発明品Ｃを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 第４実施形態における図１９に示す制御装置のさらに詳細を示す制御ブロック図である。 図２２に示す本発明品Ｄを用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧の関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 図２２に示す本発明品Ｄを用いた電源供給システムの車速、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 本願の双方向ＤＣＤＣコンバータの制御装置を組み込んだ車両用電源システムの変形例を示すブロック図である。 図４に示す本発明品Ａのバッテリをコンデンサに置き換えた発明品を用いた電源供給システムの車速、コンデンサ側電圧、インバータ側電圧、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした結果を示すグラフである。 従来のＤＣＤＣコンバータの一例を示す回路図である。

（第１実施形態）
以下、本発明の第１実施形態を、図１ないし図４に基づいて説明する。同図に示すように、車両用電源システム１は、バッテリ２と、双方向ＤＣＤＣコンバータ３と、制御装置４と、インバータ５と、電動モータ６と、を備えている。

バッテリ２は、車両に搭載され、複数の二次電池が直並列に接続されて構成されている。双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、バッテリ２の電圧を昇圧してインバータ５に供給すると共に、インバータ５の電圧を降圧してバッテリ２に供給する。制御装置４は、例えば、マイクロコンピュータから構成され、双方向ＤＣＤＣコンバータ３を制御する。

インバータ５は、双方向ＤＣＤＣコンバータ３からの直流電源を交流電源に変換して電動モータ６に供給すると共に、電動モータ６からの交流電源を直流電源に変換して双方向ＤＣＤＣコンバータ３に出力する。電動モータ６は、所謂三相交流モータから構成され、バッテリ２からの電力供給を受けて、車両を駆動する。また、電動モータ６は、坂道や減速時などに発電機として働き、回生電流を発生し、バッテリ２に供給する。

次に、双方向ＤＣＤＣコンバータ３について説明する。双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、図２に示すように、インダクタンスＬと、一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２と、平滑コンデンサＣと、を備えている。インダクタンスＬの一端は、バッテリ２の正極に接続される。インダクタンスＬの他端は、互いに直列接続された一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２間に接続される。

半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２は、互いに直列接続される。半導体スイッチＱ_１の半導体スイッチＱ_２から離れた側の端部は、インバータ５の正極に接続される。半導体スイッチＱ_２の半導体スイッチＱ_１から離れた側の端部は、接地されている。平滑コンデンサＣは、インバータ５側に一対の半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２に並列接続されている。

上述した双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、電流がインバータ５からバッテリ２に流れる回生時に、バッテリ側電流が目標値Ｉbatt^＊になるように、ＰＷＭ部４５からのデューティに応じて半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２をオンオフすると、インバータ５の電圧を降圧又は昇圧してバッテリ２に供給する。一方、双方向ＤＣＤＣコンバータ３は、バッテリ２からインバータ５に電流が流れる力行時に、インバータ側電圧が目標値Ｖdc^＊となるように、ＰＷＭ部４５のデューティに応じて半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２をオンオフすると、バッテリ２の電圧を昇圧してインバータ５に供給する。

また、上述した双方向ＤＣＤＣコンバータ３には、バッテリ側電圧計３１と、バッテリ側電流計３２と、インバータ側電圧計３３と、インバータ側電流計３４と、を備えている。バッテリ側電圧計３１は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｖbattを後述する制御装置４に出力する。バッテリ側電流計３２は、インダクタンスＬよりもバッテリ２側のバッテリ側電流Ｉ_ＢＡＴＴを測定し、その測定値Ｉbattを制御装置４に出力する。

インバータ側電圧計３３は、平滑コンデンサＣよりもインバータ５側のインバータ側電圧Ｖ_ＤＣを測定し、その測定値Ｖdcを制御装置４に出力する。インバータ側電流計３４は、平滑コンデンサＣよりもインバータ５側のインバータ側電流Ｉ_ＤＣを測定し、その測定値Ｉdcを制御装置４に出力する。

制御装置４は、図３に示すように、第１のフィードバック（以下、「ＦＢ」と略記する）制御部としてのＶ_ＤＣコントローラ４１と、第２のＦＢ制御部としてのＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２と、第３のＦＢ制御部としてのＩ_ＤＣコントローラ４３と、ＰＷＭ部４５と、ロジック回路４６と、を備えている。

Ｖ_ＤＣコントローラ４１は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差に基づいてバッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊を定める。即ち、Ｖ_ＤＣコントローラ４１は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３のＦＢ制御を行う。なお、目標値Ｖdc^＊は、予め定めた値であり、本実施例では例えば６５０Ｖに設定されている。

Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２は、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと上記目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。即ち、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２は、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと上記目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３のＦＢ制御を行う。

Ｉ_ＤＣコントローラ４３は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと上記目標値Ｉdc^＊との偏差に基づいたＰＷＭ部４５の入力を出力する。即ち、Ｉ_ＤＣコントローラ４３は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３のＦＢ制御を行う。

ＰＷＭ部４５は、例えば、Ｉ_ＤＣコントローラ４３からの入力と三角波との比較により、入力に応じたデューティ比のパルス信号ＰＷＭ１を出力する。ロジック回路４６は、図５に示すように、パルス信号ＰＷＭ１とパルス信号ＰＷＭ１の反転信号であるパルス信号ＰＷＭ２の相互間にデットタイムＴＤを設けて、どんな状況においても、半導体スイッチＱ_１、Ｑ_２が同時にオンすることによる貫通電流が防止されるように、パルス信号ＰＷＭ１、ＰＷＭ２を波形生成する。また、ロジック回路４６は、パルス信号ＰＷＭ１を半導体スイッチＱ_１のゲートに供給し、パルス信号ＰＷＭ２を半導体スイッチＱ_２のゲートに供給する。即ち、上記制御装置４は、回生時も力行時もインバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差、インバータ側電流の測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差、及び、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいて、ＤＣＤＣコンバータ３のＦＢ制御を行う。

次に、上述したＶ_ＤＣコントローラ４１、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２及びＩ_ＤＣコントローラ４３のさらに詳細を図４に基づいて説明する。Ｖ_ＤＣコントローラ４１は、減算器４１Ａと、ＰＩＤ制御部４１Ｂと、Ｖdc／Ｖbatt算出部４１Ｃと、乗算器４１Ｄと、を備えている。減算器４１Ａは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を出力する。ＰＩＤ制御部４１Ｂは、偏差の一次関数として後段への入力を制御するＰ制御、偏差の積分に比例して後段への入力を変化させるＩ制御、偏差の微分に比例して後段への入力を変化させるＤ制御を行う周知のＰＩＤ制御部である。

本実施形態では、減算器４１Ａは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を０にするように後述するＰＩＤ制御部４１Ｂへ入力する。Ｖdc／Ｖbatt算出部４１Ｃは、測定値Ｖdc、Ｖbattが入力され、Ｖdc／Ｖbattを算出する。乗算器４１Ｄは、ＰＩＤ制御部４１Ｂからの入力とＶdc／Ｖbatt算出部４１Ｃにより算出されたＶdc／Ｖbattとを乗算して、バッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊とする。

ところで、上述したＤＣＤＣコンバータ３においては、バッテリ２側の電力とインバータ５側の電力とが等しいと考え、下記の式（１）が成立する。
Ｖ_ＤＣ×Ｉ_ＤＣ＝Ｖ_ＢＡＴＴ×Ｉ_ＢＡＴＴ …（１）

上記式（１）から下記の式（２）、（３）が求められる。
Ｉ_ＢＡＴＴ＝Ｖ_ＤＣ／Ｖ_ＢＡＴＴ×Ｉ_ＤＣ …（２）
Ｉ_ＤＣ＝Ｖ_ＢＡＴＴ／Ｖ_ＤＣ×Ｉ_ＢＡＴＴ …（３）

上記ＰＩＤ制御部４１Ｂからの入力は、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、即ちインバータ側電流Ｉ_ＤＣに応じた値とみなせる。よって、乗算器４１Ｄの出力は、式（２）に概ね応じた値であるとみなせ、バッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊として設定できる。

Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２は、バッテリ側電流の測定値ＩbattとＶ_ＤＣコントローラ４１により定められた目標値Ｉbatt^＊との偏差に基づいてインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。詳しく説明すると、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２は、減算器４２Ａと、乗算器４２Ｂと、ＰＩＤ制御部４２Ｃと、加算器４２Ｄと、１／Ｖdc算出部４２Ｅと、乗算器４２Ｆと、を備えている。減算器４２Ａは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt^＊との偏差を０とするように乗算器４２Ｂへ入力する。

乗算器４２Ｂは、測定値Ｉbattと目標値Ｉbatt^＊との偏差を－１倍する。ＰＩＤ制御部４２Ｃは、偏差を－１倍にするように後段への入力を制御する。加算器４２Ｄは、ＰＩＤ制御部４２Ｃ側の出力である入力と測定値Ｖbattとを加算する。１／Ｖdc算出部４２Ｅは、測定値Ｖdcが入力され、１／Ｖdcを算出する。乗算器４２Ｆは、加算器４２Ｄ及び１／Ｖdc算出部４２Ｅの出力を乗算する。この乗算器４２Ｆの出力は、概ね式（３）に応じた値であり、インバータ側電流の目標値Ｉdc^＊に設定できる。

Ｉ_ＤＣコントローラ４３は、減算器４３Ａによるインバータ側電流の測定値ＩdcとＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２により定められた目標値Ｉdc^＊との偏差に基づいてＤＣＤＣコンバータ３を制御する。詳しく説明すると、Ｉ_ＤＣコントローラ４３は、減算器４３Ａと、ＰＩＤ制御部４３Ｂと、を備えている。減算器４３Ａは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差を０とするようにＰＩＤ制御部４３Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部４３Ｂは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差を０にするように後段への入力を制御する。ＰＩＤ制御部４３Ｂは、ＰＷＭ部４５への入力を出力する。

上述した第１実施形態によれば、インバータ側電圧、インバータ側電流及びバッテリ側電流のフィードバック制御を行うことにより、１つの周知の双方向ＤＣＤＣコンバータ３を用いて車両搭載時の特性を向上させることができる。このため、部品点数の削減、エネルギーロスの低減、特性向上を図ることができる。

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく、図４に示す制御装置４（本発明品Ａ）を用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図８及び図９に示す。

また、本発明者は、図６に示すＤＣＤＣコンバータの制御装置４（比較品Ａ）を用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図１０及び図１１に示す。また、本発明者は、図６に示すＤＣＤＣコンバータの制御装置４（比較品Ａ）について、回路パラメータ（リアクトルのインダクタンス、コンデンサの容量等）、制御パラメータ（ＰＩＤ制御部のＰ係数、Ｉ係数、Ｄ係数）が上記と異なる条件でのインバータ側電圧を一定にするＦＢ制御を行う電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣの関係をシミュレーションした。結果を図１４に示す。

また、本発明者は、図７Ｂに示す制御装置４（比較品Ｂ）を用いた電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図１２及び図１３に示す。

図６に示す比較品Ａの制御装置４は、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣを一定にするＦＢ制御を行う装置である。比較品Ａの制御装置４は、減算器１００Ａと、ＰＩＤ制御部１００Ｂと、から構成されている。減算器１００Ａは、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を０とするようにＰＩＤ制御部１００Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部１００Ｂは、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差が０になるようにＰＷＭ部４５への入力を制御する。

図７Ａに示す比較品Ｂの制御装置４は、非特許文献１の装置に相当する。非特許文献１は、天候等により変動する太陽電池の出力電力の最大化を図りながら、出力電圧、出力電流を安定化させるＤＣＤＣコンバータに関し、太陽電池側電圧Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}及び太陽電池側電流Ｉ_ＥＤＬＣを一定にするＦＢ制御を行う装置である。比較品Ｂの制御装置４は、Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}コントローラ１１１と、Ｉ_ＥＤＬＣコントローラ１１２と、を備えている。Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}コントローラ１１１は、太陽電池側電圧の測定値Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}と目標値Ｖ^* _{ＤＣＢＶＳ}との偏差が０になるような太陽電池側電流の目標値Ｉ^* _ＥＤＬＣを定める。Ｉ_ＥＤＬＣコントローラ１１２は、太陽電池側電流の測定値Ｉ_ＥＤＬＣと上記目標値Ｉ^* _ＥＤＬＣとの偏差が０になるようなＰＷＭ部４５の入力を出力する。本発明品Ａとの違いは、第二の電流コントローラに相当するＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２がない点である。

Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}コントローラ１１１は、減算器１１１Ａと、ＰＩ制御部１１１Ｂと、加算器１１１Ｃと、Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}／Ｖ_{ＥＤＬＣｌｏａｄ}算出部１１１Ｄと、を備えている。減算器１１１Ａは、太陽電池側電圧の測定値Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}と目標値Ｖ^* _{ＤＣＢＶＳ}との偏差を０とするようにＰＩ制御部１１１Ｂへ入力する。ＰＩ制御部１１１Ｂは、太陽電池側電圧の測定値Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}と目標値Ｖ^* _{ＤＣＢＶＳ}との偏差が０になるように後段への入力を制御する。

加算器１１１Ｃは、ＰＩ制御部１１１Ｂ側の出力である入力と負荷側電流の測定値Ｉ_{ＥＤＬＣｌｏａｄ}とを加算する。Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}／Ｖ_{ＥＤＬＣｌｏａｄ}算出部１１１Ｄは、測定値Ｉ_{ＥＤＬＣｌｏａｄ}が入力され、Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}／Ｖ_{ＥＤＬＣｌｏａｄ}を算出する。

Ｉ_ＥＤＬＣコントローラ１１２は、減算器１１２Ａと、ＰＩ制御部１１２Ｂと、減算器１１２Ｃと、算出部１１２Ｄと、を備えている。減算器１１２Ａは、測定値Ｉ_ＥＤＬＣと目標値Ｉ^* _ＥＤＬＣとの偏差を０にするようにＰＩ制御部１１２Ｂへ入力する。ＰＩ制御部１１２Ｂは、測定値Ｉ_ＥＤＬＣと目標値Ｉ^* _ＥＤＬＣとの偏差を０にするように後段への入力を制御する。減算器１１２Ｃは、ＰＩ制御部１１２Ｂ側の出力である入力と太陽電池側電圧の測定値Ｖ_ＥＤＬＣと、を減算する。算出部１１２Ｄは、減算器１１２Ｃの出力を１/Ｖ_{ＤＣＢＶＳ}倍する。算出部１１２は、ＰＷＭ部４５への入力を出力する。

図７Ｂに示す比較品Ｂの制御装置４は、非特許文献１の装置を自動車に適用した例であり、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ及びインバータ側電流Ｉ_ＤＣを一定にするＦＢ制御を行う装置である。比較品Ｂの制御装置４は、Ｖ_ＤＣコントローラ１０１と、Ｉ_ＤＣコントローラ１０２と、を備えている。Ｖ_ＤＣコントローラ１０１は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差が０になるようなインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。Ｉ_ＤＣコントローラ１０２は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと上記目標値Ｉdc^＊との偏差が０になるようなＰＷＭ部４５の入力を出力する。本発明品Ａとの違いは、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４２がない点である。

Ｖ_ＤＣコントローラ１０１は、減算器１０１Ａと、ＰＩＤ制御部１０１Ｂと、乗算器１０１Ｃと、ＰＩＤ制御部１０１Ｄと、Ｖdc／Ｖbatt算出部１０１Ｅと、乗算器１０１Ｆと、を備えている。減算器１０１Ａは、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を０とするようにＰＩＤ制御部１０１Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部１０１Ｂは、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差が０になるように後段への入力を制御する。

乗算器１０１Ｃは、ＰＩＤ制御部１０１Ｂからの入力とバッテリ側電流の測定値Ｉbattとを乗算する。ＰＩＤ制御部１０１Ｄは、減算器１０１Ａの偏差が０になるように後段への入力を制御する。Ｖdc／Ｖbatt算出部１０１Ｅは、測定値Ｖdc、Ｖbattが入力され、Ｖdc／Ｖbattを算出する。乗算器１０１Ｆは、ＰＩＤ制御部１０１Ｄからの入力とＶdc／Ｖbattとを乗算して、インバータ側電流の目標値Ｉdc^＊として設定する。

Ｉ_ＤＣコントローラ１０２は、減算器１０２Ａと、ＰＩＤ制御部１０２Ｂと、を備えている。減算器１０２Ａは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差を０にするようにＰＩＤ制御部１０２Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部１０２Ｂは、測定値Ｉdcと目標値Ｉdc^＊との偏差を０にするように後段への入力を制御する。ＰＩＤ制御部１０２Ｂは、ＰＷＭ部４５への入力を出力する。

なお、本発明品Ａ～Ｄ、及び、比較品Ａ、Ｂのシミュレーションは、自動車技術会２０１７年春季大会で報告されているＥＶモデルを用いたモータドライブシステム（ＭＤＳ）を用いて行われている。このＭＤＳは、図１に示す、インバータ５をベクトル制御で駆動し、インバータ５の駆動により、永久磁石同期モータ６が加速時、定速時に力行回転し、減速時に回生回転する、一般的なモータドライブをモデル化し、実機モータドライブシステムと同様の挙動が得られているものである。

図８～図１４は、上記ＭＤＳを用いて、０ｋｍ／ｈから８０ｋｍ／ｈまでの加速、８０ｋｍ／ｈでの定速、８０ｋｍ／ｈから０ｋｍ／ｈまでの減速を順次、指示（操作）したときの車速、バッテリ側電圧、インバータ側電圧、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣのシミュレーション値である。

まず、比較品Ａについて検討する。図１１に示すように、比較品Ａでは、力行時にＳＯＣが減少し、回生時にＳＯＣが増加して、電動モータ６による正常な走行が行われているものの、図１０に示すように、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴとインバータ側電圧Ｖ_ＤＣとがほぼ同じでＤＣＤＣコンバータ１による昇圧が全く行われていない。次に、比較品Ａの他の回路パラメータ、制御パラメータの場合について検討する。図１４に示すように、比較品Ａでは、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ及び車速ともに不安定で、回生時には、指示通りの走行ができなくなる。

次に、比較品Ｂについて検討する。図１２に示すように、比較品Ｂでは、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣは、加速時、定速時にバッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴとほぼ同じになり、その後、減速時に２００Ｖを上回った後、１００Ｖ程度に下がってしまう。即ち、目標値Ｖdc^＊＝６５０Ｖに対して、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣが２００Ｖ以下であり、かつ不安定である。一方、車両の速度は、指示通りになっているが、図１３に示すように、加速、等速時（即ち、バッテリ２の放電時）にＳＯＣに変化がなく、減速時（即ちバッテリ２の充電時）にＳＯＣが減ってしまっているため、電動モータ６による正常な走行が行われている、とは言えない。

次に、本発明品Ａについて検討してみる。図８に示すように、本発明品Ａでは、インバータ電圧Ｖ_ＤＣを目標値Ｖdc^＊＝６５０Ｖで安定させることができ、車速も指示通りになっている。また、図９に示すように、加速、等速時にＳＯＣが減少し、減速時にＳＯＣが増加しているため、電動モータ６による正常な走行が行われていることが分かる。即ち、本発明品Ａは、比較品Ａ～Ｃに比べて車両搭載時の特性を大幅に向上できることが分かった。

（第２実施形態）
次に、第２実施形態について図１５を参照して説明する。第１実施形態と第２実施形態とで大きく異なる点は、制御装置４のＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２の構成である。図１５に第２実施形態における図３に示す制御装置を示す。同図において、図４について第１実施形態で既に説明した制御装置４の各部と同等の部分には同一符号を付してその説明を省略する。

第２実施形態におけるＩ_ＢＡＴＴコントローラ４２は、第１実施形態の加算器４２Ｄの代わりに乗算器４２Ｇを用いている。乗算器４２Ｇは、ＰＩＤ制御部４２Ｃからの入力とバッテリ側電圧の測定値Ｖbattとを乗算する。このように構成しても第１実施形態と同様に、周知の双方向ＤＣＤＣコンバータ３を用いて車両搭載時の特性を向上させることができ、部品点数の削減、エネルギーロスの低減、特性向上を図ることができる。

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく図１５に示す制御装置４（本発明品Ｂ）を用いて電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図１６及び図１７に示す。

同図からも明らかなように、本発明品Ｂもインバータ電圧Ｖ_ＤＣを目標値Ｖdc^＊＝６５０Ｖで安定させることができ、車速も指示通りになっている。また、図１７に示すように、加速、等速時にＳＯＣが減少し、減速時にＳＯＣが増加しているため、電動モータ６による正常な走行が行われていることが分かる。即ち、本発明品Ｂは、比較品Ａ～Ｃに比べて車両搭載時の特性を大幅に向上できることが分かった。

（第３実施形態）
次に、第３実施形態について図１８及び図１９を参照して説明する。第３実施形態と第１実施形態とで大きく異なる点は、Ｉ_ＢＡＴＴコントローラとＩ_ＤＣコントローラとが入れ替わっている点である。なお、図１８及び図１９において、図３及び図４について上述した第１実施形態で既に説明した制御装置４と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

第３実施形態における制御装置４は、図１８に示すように、第５のＦＢ制御部としてのＶ_ＤＣコントローラ４６と、第６のＦＢ制御部としてのＩ_ＤＣコントローラ４７と、第７のＦＢ制御部としてのＩ_ＢＡＴＴコントローラ４８と、ＰＷＭ部４５と、ロジック回路４６と、を備えている。

Ｖ_ＤＣコントローラ４６は、インバータ側電圧の測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差が０になるようなインバータ側電流の目標値Ｉdc^＊を定める。Ｉ_ＤＣコントローラ４７は、インバータ側電流の測定値Ｉdcと上記目標値Ｉdc^＊との偏差が０になるようなバッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊を定める。Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４８は、バッテリ側電流の測定値Ｉbattと上記目標値Ｉbatt^＊との偏差が０になるようなＰＷＭ部４５の入力を出力する。

次に、上述したＶ_ＤＣコントローラ４６、Ｉ_ＤＣコントローラ４７及びＩ_ＢＡＴＴコントローラ４８のさらに詳細を図１９に基づいて説明する。Ｖ_ＤＣコントローラ４６は、減算器４６Ａと、ＰＩＤ制御部４６Ｂと、乗算器４６Ｃと、１／Ｖdc算出部４６Ｄと、乗算器４６Ｅと、を備えている。

減算器４６Ａは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を０にするようにＰＩＤ制御部４６Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部４６Ｂは、測定値Ｖdcと目標値Ｖdc^＊との偏差を０にするように後述する乗算器４６Ｃへの入力を制御する。乗算器４６Ｃは、バッテリ側電圧の測定値ＶbattとＰＩＤ制御部４６Ｂからの出力を乗じる。１／Ｖdc算出部４６Ｄは、測定値Ｖdcが入力され、１／Ｖdcを算出する。乗算器４６Ｅは、１／Ｖdcと乗算器４６Ｃの出力とを乗算して、インバータ側電流の目標値Ｉdc^＊に設定する。

Ｉ_ＤＣコントローラ４７は、減算器４７Ａと、ＰＩＤ制御部４７Ｂと、Ｖdc／Ｖbatt算出部４７Ｃと、乗算器４７Ｄと、を備えている。減算器４７Ａは、Ｖ_ＤＣコントローラ４６により設定された目標値Ｉdc^＊と測定値Ｉdcとの偏差を０にするように後述するＰＩＤ制御部４７Ｂへ入力する。ＰＩＤ制御部４７Ｂは、Ｖ_ＤＣコントローラ４６により設定された目標値Ｉdc^＊と測定値Ｉdcとの偏差を０にするように後述する乗算器４７Ｄへの入力を制御する。Ｖdc／Ｖbatt算出部４７Ｃは、測定値Ｖdc、Ｖbattが入力され、Ｖdc／Ｖbattを算出する。乗算器４７Ｄは、Ｖdc／ＶbattとＰＩＤ制御部４７Ｂからの入力を乗算して、バッテリ側電流の目標値Ｉbatt^＊に設定する。

Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ４８は、減算器４８Ａと、乗算器４８Ｂと、ＰＩＤ制御部４８Ｃと、を備えている。減算器４８Ａは、Ｉ_ＤＣコントローラ４７により設定された目標値Ｉbatt^＊と測定値Ｉbattとの偏差を０にするように乗算器４８Ａへ入力する。乗算器４８Ｂは、Ｉ_ＤＣコントローラ４７により設定された目標値Ｉbatt^＊と測定値Ｉbattとの偏差を－１倍する。ＰＩＤ制御部４８Ｃは、偏差を－１倍にするように後述するＰＷＭ部４５への入力を制御する。

このように構成しても第１実施形態と同様に、周知の双方向ＤＣＤＣコンバータ３を用いて車両搭載時の特性を向上させることができ、部品点数の削減、エネルギーロスの低減、特性向上を図ることができる。

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく図１８及び図１９に示す制御装置４（本発明品Ｃ）を用いて電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図２０及び図２１に示す。

同図からも明らかなように、本発明品Ｃもインバータ電圧Ｖ_ＤＣを目標値Ｖdc^＊＝６５０Ｖで安定させることができ、車速も指示通りになっている。また、図２１に示すように、加速、等速時にＳＯＣが減少し、減速時にＳＯＣが増加しているため、電動モータ６による正常な走行が行われていることが分かる。即ち、本発明品Ｃは、比較品Ａ～Ｃに比べて車両搭載時の特性を大幅に向上できることが分かった。

（第４実施形態）
次に、第４実施形態について図２２を参照して説明する。第３実施形態と第４実施形態とで大きく異なる点は、制御装置４のＶ_ＤＣコントローラ４６の構成である。図２２に第４実施形態における図１８に示す制御装置を示す。同図において、図２２について第３実施形態で既に説明した制御装置４の各部と同等の部分には同一符号を付してその説明を省略する。

第４実施形態におけるＶ_ＤＣコントローラ４６は、第３実施形態の乗算器４６Ｃの代わりに加算器４６Ｆを用いている。加算器４６Ｆは、ＰＩＤ制御部４６Ｂからの入力とバッテリ側電圧の測定値Ｖbattとを加算する。このように構成してもよい。

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく図２２に示す制御装置４（本発明品Ｄ）を用いて電源供給システムの車速、バッテリ側電圧Ｖ_ＢＡＴＴ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータのトルク電流及びトルク、バッテリのＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図２３及び図２４に示す。同図からも明らかなように、バッテリ側電圧Ｖ_ＤＣを一定に保つことはできないが、２０２Ｖ以上にすることができ、車速は、指示通りになっている。また、図２４に示すように、加速、等速時にＳＯＣが減少し、減速時にＳＯＣが増加しているため、電動モータ６による正常な走行が行われていることが分かる。即ち、本発明品Ｄは、比較品Ａ～Ｃに比べて車両搭載時の特性を大幅に向上できることが分かった。

（第５実施形態）
次に、第５実施形態について図２５を参照して説明する。第５実施形態は、上述した第１実施形態の変形例であり、第１実施形態と大きく異なる点は、バッテリ２の代わりにコンデンサ７を用いる点である。なお、図２５において、図１について上述した第１実施形態で既に説明した制御装置４と同等の部分には同一符号を付してその詳細な説明を省略する。

第５実施形態における車両用電源システム１は、上述した第１実施形態についての説明において、「バッテリ」を「コンデンサ」に、「batt」を「con」に、「_ＢＡＴＴ」を「_ＣＯＮ」に、読み替えたものと同じであるため、ここでは詳細な説明を省略する。

次に、本発明者は、上述した効果を確認すべく、制御装置４（本発明品Ａのバッテリをコンデンサに置き換えた発明品）を用いた電源供給システムの車速、コンデンサ側電圧Ｖ_ＣＯＮ、インバータ側電圧Ｖ_ＤＣ、電動モータ６のトルク電流及びトルク、バッテリ２のＳＯＣの関係をシミュレーションした。結果を図２６に示す。なお、第５実施形態では、コンデンサ７として４８Ｖのものを用いて、目標値Ｖdc^＊を４００Ｖに設定してシミュレーションしている。

図２６に示すように、本発明品Ａのバッテリをコンデンサに置き換えた発明品でも、インバータ電圧Ｖ_ＤＣを目標値Ｖdc^＊＝４００Ｖで安定させることができ、車速も指示通りになっている。また、加速、等速時にＳＯＣが減少し、減速時にＳＯＣが増加しているため、電動モータ６による正常な走行が行われていることが分かる。

即ち、上述したようにバッテリ２をコンデンサ７に代えても問題なく動作できることがことが分かった。よって、第２～第４実施形態についても同様に、バッテリ２をコンデンサ７に置き換えてもよい。

なお、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。即ち、本発明の骨子を逸脱しない範囲で種々変形して実施することができる。

２ バッテリ
７ コンデンサ
３ 双方向ＤＣＤＣコンバータ
４ 制御装置
５ インバータ
４１ Ｖ_ＤＣコントローラ（第１のフィードバック制御部）
４２ Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ（第２のフィードバック制御部）
４３ Ｉ_ＤＣコントローラ（第３のフィードバック制御部）
４６ Ｖ_ＤＣコントローラ（第４のフィードバック制御部）
４７ Ｉ_ＢＡＴＴコントローラ（第５のフィードバック制御部）
４８ Ｉ_ＤＣコントローラ（第６のフィードバック制御部）
Ｉbatt バッテリ側電流の測定値
Ｉbatt^＊ バッテリ側電流の目標値
Ｉdc インバータ側電流の測定値
Ｉdc^＊ インバータ側電流の目標値
Ｖdc インバータ側電圧の測定値
Ｖdc^＊ インバータ側電圧の目標値
Ｖbatt バッテリ側電圧の測定値

Claims (7)

1. バッテリ又はコンデンサとインバータとの間に設けられた双方向ＤＣＤＣコンバータの制御装置であって、
   インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差、インバータ側電流の測定値と目標値との偏差、及び、バッテリ側電流又はコンデンサ側電流の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータのフィードバック制御を行うことを特徴とするＤＣＤＣコンバータの制御装置。
2. 前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の目標値を定める第１のフィードバック制御部と、
   前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定める第２のフィードバック制御部と、
   前記インバータ側電流の測定値と前記第２のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御する第３のフィードバック制御部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
3. 前記第２のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差を－１倍にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に加算し、当該入力を加算したバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧とインバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定めることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
4. 前記第２のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第１のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差を－１倍にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に乗じ、当該入力を乗じたバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧とインバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定めることを特徴とする請求項２に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
5. 前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差に基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定める第４のフィードバック制御部と、
   前記インバータ側電流の測定値と前記第４のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の目標値を定める第５のフィードバック制御部と、
   前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御する第６のフィードバック制御部と、を備えたことを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
6. 前記第４のフィードバック制御部は、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差を０にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に乗じ、当該乗じたバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧と前記インバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定め、
   前記第６のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差の－１倍に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御することを特徴とする請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。
7. 前記第４のフィードバック制御部は、前記インバータ側電圧の測定値と目標値との偏差を０にするように制御された入力をバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧の測定値に加算し、当該加算したバッテリ側電圧又はコンデンサ側電圧と前記インバータ側電圧の測定値とに基づいて、前記インバータ側電流の目標値を定め、
   前記第６のフィードバック制御部は、前記バッテリ側電流又は前記コンデンサ側電流の測定値と前記第５のフィードバック制御部により定められた目標値との偏差の－１倍に基づいて、前記ＤＣＤＣコンバータを制御することを特徴とする請求項５に記載のＤＣＤＣコンバータの制御装置。

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