JP2016131429A - 電源装置、産業車両 - Google Patents

Abstract

【課題】ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制可能な電源装置を提供する。
【解決手段】双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、１次側と２次側で双方向にエネルギーを授受可能に構成される。コンバータコントローラ１３０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を制御する。フィードバックコントローラ１４０は、ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが所定の目標電圧Ｖ_ｒに近づくように値が調節されるフィードバック値Ｄ_ＦＢを生成する。フィードフォワード部１４２は、フィードバック値Ｄ_ＦＢに、負荷に流れる負荷電流Ｉ_Ｍが反映されたフィードフォワード値Ｄ_ＦＦを重畳し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のデューティ比を指示するデューティ指令値Ｓ４を生成する。
【選択図】図３

Description

本発明は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

近年のパワーショベルやクレーンをはじめとする建設機械において、上部旋回体の動力源として、油圧モータと交流電動機のハイブリッド型が利用される。ハイブリッド型の旋回動力源は、上部旋回体の加速時において、交流電動機によって油圧モータをアシストし、減速時においては交流電動機によって回生運転を行い、発電エネルギーによってバッテリなどの蓄電器を充電する。

交流電動機とバッテリ間でエネルギーを相互に授受するために、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ（昇降圧コンバータともいう）を用いた電源装置が設けられる。図１は、電源装置１００ｒの基本構成を示す回路図である。電源装置１００ｒは、蓄電器１０２、ＤＣバス１０４、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、コントローラ１２０を備える。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ４２の１次側には蓄電器１０２が接続され、その２次側にはＤＣバス１０４が接続される。ＤＣバス１０４は、負荷２００と接続される。負荷２００は、電動機およびインバータを含む。電源装置１００ｒからみて、負荷２００は、可変の負荷電流Ｉ_Ｍを生成する可変電流源として作用する。たとえば交流電動機が力行運転するとき、負荷電流Ｉ_Ｍは正であり、回生運転するとき負荷電流Ｉ_Ｍは負となる。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、リアクトル（インダクタ）Ｌ１、平滑キャパシタＣ１、トランジスタＭ１、Ｍ２を含む。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のトポロジーは公知であるため説明を省略する。

コントローラ１２０は、上流のコントローラから、ＤＣバス１０４の電圧（ＤＣリンク電圧）Ｖ_ＤＣの目標値を指示する電圧指令Ｖ_ｒを受け、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが電圧指令Ｖ_ｒと一致するように、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチングのデューティ比を制御する。

特開２００９−１８３０９８号公報 特開２０１３−１７２９９号公報 特開２０１０−２７９０８７号公報

図１の電源装置１００ｒにおいて、平滑キャパシタＣ１の充放電電流Ｉ_ＣＨＧは、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０が生成する電流（キャパシタ電流という）Ｉｃと負荷電流Ｉ_Ｍの和であたえられる。ある時刻に、負荷２００の回生電流Ｉ_Ｍ（＜０）が急峻に増大すると、平滑キャパシタＣ１に流れ込む充電電流Ｉ_ＣＨＧが急激に上昇することとなる。ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを一定に保つには、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０が、回生電流Ｉ_Ｍの増大に追従して、キャパシタ電流Ｉｃを増大させる必要がある。ところがコントローラ１２０の応答速度は有限であるため、キャパシタ電流Ｉｃが回生電流Ｉ_Ｍの上昇に追従できない場合があり、結果としてＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが跳ね上がることとなる。ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０や負荷２００を構成する回路部品の耐圧を超える程度に跳ね上がると、装置の信頼性に影響を及ぼすおそれがある。

同様に、ある時刻に負荷２００の力行電流Ｉ_Ｍが急峻に増大すると、平滑キャパシタＣ１から流れ出る放電電流Ｉ_ＣＨＧが急激に上昇し、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが急激に低下する可能性もある。これらの問題を解決するためには、平滑キャパシタＣ１を大容量化すればよいが、これは回路面積およびコストの増加を招くため好ましくない。

本発明は、かかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制可能な電源装置の提供にある。

本発明のある態様の電源装置は、１次側に蓄電器が接続され、２次側にＤＣバスを介して負荷が接続され、１次側と２次側で双方向にエネルギーを授受可能に構成された双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。コンバータコントローラは、ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧が所定の目標電圧に近づくように値が調節されるフィードバック値を生成するフィードバックコントローラと、フィードバック値に、負荷に流れる負荷電流が反映されたフィードフォワード値を重畳し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を指示するデューティ指令値を生成するフィードフォワード部と、デューティ指令値にもとづいて双方向ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチングするドライバと、を備える。

この態様によると、フィードフォワード値を、負荷電流に応じて変化させることにより、フィードバックループのみにより負荷電流の変動に追従させる場合に比べてＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制でき、即応性を高めることができる。

フィードフォワード値は、負荷電流Ｉ_Ｍと、その経路上の抵抗ｒの積ｒＩ_Ｍの項を含んでもよい。

蓄電器の電圧をＶ_Ｂ、ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの目標値をＶ_ｒとするとき、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（１）
であってもよい。これにより、Ｄ_ＦＦ＝Ｖ_Ｂ／Ｖ_ＤＣ（＝Ｖ_Ｂ／Ｖ_ｒ）とした場合に比べて、高速な制御が可能となる。

フィードフォワード部は、抵抗ｒの値を双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルの温度に応じて変化させてもよい。
リアクトルの温度Ｔが上昇すると、その等価直流抵抗が増加し、ｒＩ_Ｍの影響が大きくなる。特に負荷電流Ｉ_Ｍが増加すると、それにともないリアクトルに流れる電流が増加し、リアクトルの温度Ｔが上昇することから、ｒＩ_Ｍの影響は一層大きくなる。そこで温度依存性を考慮することで、温度上昇時の電圧変動を抑制できる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｔ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｔ）は、抵抗ｒの温度依存性を表す関数である。

フィードフォワード部は、抵抗ｒの値を、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルに流れる電流に応じて変化させてもよい。
リアクトルの電流Ｉ_Ｌが増大すると、リアクトルの温度が上昇し、その等価直流抵抗が増加する。つまり抵抗ｒの値は、リアクトルの電流Ｉ_Ｌに応じて変化する。そこで電流依存性を考慮することで、大電流時の電圧変動を抑制できる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｉ_Ｌ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｉ_Ｌ）は、抵抗ｒのリアクトル電流の依存性を表す関数である。

フィードバックコントローラは、ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧が所定の目標電圧に近づくように値が調節される電流指令を生成する電圧コントローラと、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータに流れる電流の検出値が電流指令と一致するようにフィードバック値を生成する電流コントローラと、を含んでもよい。

電源装置は、電動機と、電動機を駆動するインバータと、蓄電器と、インバータが接続されるＤＣバスと、を備える産業車両に使用され、蓄電器とＤＣバスの間で相互にエネルギーを授受してもよい。

本発明の別の態様は、産業車両に関する。産業車両は、電動機と、電動機を駆動するインバータと、蓄電器と、インバータが接続されるＤＣバスと、蓄電器とＤＣバスの間で相互にエネルギーを授受する上述のいずれかに記載の電源装置と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、ＤＣリンク電圧の変動を抑制できる。

電源装置の基本構成を示す回路図である。 実施の形態に係る電源装置の回路図である。 図２の電源装置の制御ブロック図である。 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータの一部のブロック図である。 実施の形態に係る建設機械の一例であるショベルの外観を示す斜視図である。 実施の形態に係るショベルの電気系統や油圧系統などのブロック図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

図２は、実施の形態に係る電源装置１００の回路図である。
電源装置１００は、蓄電器１０２、ＤＣバス１０４、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０、コントローラ１２０を備える。蓄電器１０２は、電池や大容量キャパシタである。ＤＣバス１０４には、後述するようにインバータ１８Ａ〜１８Ｃが接続されうるが、理解の容易化と説明の簡潔化のため、図２には、電動発電機１２を駆動する１個のインバータ１８Ａのみを示している。

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の１次側には蓄電器１０２が接続され、２次側にはＤＣバス１０４が接続される。双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は、１次側と２次側で双方向にエネルギーを授受可能に構成される。電動発電機１２が力行運転するときには、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は昇圧動作（Ｉｃ＞０）となり、蓄電器１０２から、リアクトルＬ１およびトランジスタＭ１を介して平滑キャパシタＣ１を充電する。電動発電機１２が回生運転するときには、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０は降圧動作（Ｉｃ＜０）となり、電動発電機１２が生成する回生電流を、トランジスタＭ１およびリアクトルＬ１を介して、蓄電器１０２に回収する。

コントローラ１２０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を制御する。コントローラ１２０は、ＤＣバス１０４に生ずるＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが所定の目標電圧Ｖ_ｒに近づくように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０を制御する。たとえばコントローラ１２０は、Ａ／Ｄコンバータ１２２、１２４、ゲートドライバ１２６、１２８、デューティサイクルコントローラ１３０、パルス変調器１３１を備える。

Ａ／Ｄコンバータ１２２は、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値をデジタル値Ｓ１に変換する。Ａ／Ｄコンバータ１２４は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０に流れる電流（コンバータ電流）の検出値をデジタル値Ｓ２に変換する。Ａ／Ｄコンバータ１２４は、コンバータ電流として、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の１次側に流れるバッテリ電流Ｉ_Ｂ（リアクトル電流）を、デジタル値Ｓ２に変換してもよいし、 双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の２次側に流れるキャパシタ電流Ｉ_Ｃをデジタル値Ｓ２に変換してもよい。

デューティサイクルコントローラ１３０には、２つのデジタル値Ｓ１，Ｓ２に加えて、負荷電流Ｉ_Ｍを示すデジタル値Ｓ３が入力される。デジタル値Ｓ３は、負荷電流Ｉ_Ｍの測定値であってもよいし、その目標値であってもよい。デジタル値Ｓ３は、インバータ１８Ａに入力され、あるいはその内部で生成される信号を使用することができる。

デューティサイクルコントローラ１３０は、ソフトウェア制御によって、トランジスタＭ１、Ｍ２のスイッチングのデューティ比を指示するデューティ指令値Ｓ４を生成する。パルス変調器１３１は、デューティ指令値Ｓ４を受け、それが指示するデューティ比を有する駆動パルスＳ５を生成する。ゲートドライバ１２６、１２８は、駆動パルスＳ５に応じてトランジスタＭ１、Ｍ２をスイッチングする。

図３は、図２の電源装置１００の制御ブロック図である。デューティサイクルコントローラ１３０は、フィードバックコントローラ１４０およびフィードフォワード部１４２を備える。フィードバックコントローラ１４０は、ＤＣバス１０４に生ずるＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣが所定の目標電圧Ｖ_ｒに近づくように値が調節されるフィードバック値Ｄ_ＦＢを生成する。このフィードバック値Ｄ_ＦＢによって双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のスイッチングのデューティ比が微調節される。したがってフィードバック値Ｄ_ＦＢは、デューティ比と同じ無次元である。

フィードバックコントローラ１４０は、たとえば電圧コントローラ１３２、電流コントローラ１３８、ＡＶＲ１３９を含む。電圧コントローラ１３２は、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの検出値Ｓ１が、電圧指令Ｖ_ｒと一致するように値が調節される電流指令Ｉｒを生成する。たとえば電圧コントローラ１３２は、ＰＩ補償器で構成される。ＰＩ制御に代えて、Ｐ制御あるいはＰＩＤ制御を用いてもよい。

電流コントローラ１３８は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０に流れるコンバータ電流（つまりキャパシタ電流Ｉ_Ｃもしくはバッテリ電流Ｉ_Ｂ）の検出値Ｓ２が電流指令Ｉｒと一致するように、フィードバック値Ｄ_ＦＢを調節する。電流コントローラ１３８は、電圧コントローラ１３２と同様にＰＩ補償器が好適であるが、Ｐ補償器あるいはＰＩＤ補償器を用いてもよい。

電流コントローラ１３８の後段には、ＡＶＲ（Automatic Voltage Regulator）１３９が挿入される。ＡＶＲ１３９は、利得ｇが可変に構成されており、ループゲインが一定となるように、その利得ｇが調節される。ＡＶＲ１３９は、フィードバック値Ｄ_ＦＢに利得ｇを乗じた値Ｄ_ＦＢ’を出力する。なおフィードバックコントローラ１４０の構成は、図３のそれには限定されない。電圧コントローラ１３２、電流コントローラ１３８を備えるコントローラは電流モードとも称される、電流コントローラ１３８を省略して電圧モードのコントローラであってもよい。

フィードフォワード部１４２は、フィードバック値Ｄ_ＦＢ’に、負荷である電動発電機１２に流れる負荷電流Ｉ_Ｍが反映されたフィードフォワード値Ｄ_ＦＦを重畳し、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のデューティ比を指示するデューティ指令値Ｓ４を生成する。フィードフォワード部１４２は、加算器もしくは減算器で表される。負荷電流Ｉ_Ｍは、上述のデジタル値Ｓ３に応じており、負荷電流Ｉ_Ｍの目標値であってもよいし、その測定値であってもよい。

デューティ指令値Ｓ４は、駆動パルスＳ５に変換される。図３のブロック１１０は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０をモデル化したものであり、リアクトルＬ１の等価直列抵抗等を含む内部抵抗ｒを考慮したもモデルである。ブロック１５０は、リアクトルＬ１をモデル化したものであり、リアクトルＬ１のインダクタンスＬ、等価直列抵抗ｒを含む。

ブロック１５４は、上側アームＭ１と下側アームＭ２のスイッチングをモデル化したものであり、駆動パルスＳ５のデューティ比Ｄに、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣを乗算する。ブロック１５４の出力は、上側アームＭ１と下側アームＭ２の接続ノードの電圧Ｖａの時間平均を表す。ブロック１５６は、リアクトル電圧Ｖ_Ｌを表しており、減算器を用いて、Ｖ_Ｌ＝Ｖａ−Ｖ_Ｂの式をモデル化している。ブロック１５８は、平滑キャパシタＣ１を表しており、具体的には負荷電流Ｉ_Ｍとキャパシタ電流Ｉ_Ｃの合計あるいは差分により、平滑キャパシタＣ１が充放電される現象をモデル化している。なおキャパシタ電流Ｉ_Ｃは、電池電流Ｉ_Ｂにデューティ比Ｄを乗じた値（＝Ｄ・Ｉ_Ｂ）となる。

続いて、フィードフォワード制御について説明する。
本実施の形態において、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、負荷電流Ｉ_Ｍとその経路上の抵抗ｒの積ｒＩ_Ｍの項を含む。蓄電器１０２の電圧をＶ_Ｂ、ＤＣバス１０４の目標値をＶ_ＤＣとするとき、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、式（１）となる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（１）
ｒＩ_Ｍの項に、定数ｋを挿入し、式（２）のように一般化してもよい。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒｋＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（２）

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０において、デューティ指令値Ｓ４（駆動パルスＳ５）に応じてトランジスタＭ１，Ｍ２がデューティ比Ｄでスイッチングされると、リアクトルＬ１とトランジスタＭ１，Ｍ２の接続点の電圧Ｖａの時間平均値は、Ｄ×Ｖ_ＤＣとなる。リアクトルＬ１の両端間には、Ｖａ−Ｖ_Ｂが印加され、バッテリ電流（リアクトル電流）Ｉ_Ｂは、以下の式で与えられる。
Ｉ_Ｂ＝（Ｖａ−Ｖ_Ｂ）／（ｒ＋Ｌｓ）

双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０のスイッチングのデューティ比がＤであるとき、キャパシタ電流Ｉ_Ｃは、Ｉ_Ｃ＝Ｄ・Ｉ_Ｂである。平滑キャパシタＣ１の充放電電流Ｉ_ＣＨＧは、Ｉ_Ｍ＋Ｉ_Ｃであり、キャパシタＣ１のインピーダンス１／Ｃｓにより電圧Ｖ_ＤＣに変換される。

以上が電源装置１００の構成である。実施の形態の電源装置１００の原理を説明する前に、比較技術について検討する。リアクトルＬ１と、トランジスタＭ１，Ｍ２の接続ノードを電圧Ｖａとする。このとき、リアクトルＬ１に関して、以下の式が成り立つ。
Ｖａ−Ｖ_Ｂ＝Ｌ・ｄＩ_Ｂ／ｄｔ
ΔＩ_Ｂ＝（Ｖａ−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ …（３）

トランジスタＭ１がオン、トランジスタＭ２がオフの期間ΔＴ_ＯＮに関して、Ｖａ＝Ｖ_ＤＣである。この期間ΔＴ_ＯＮの電流Ｉ_Ｂの変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}は、式（４）となる。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}＝（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ_ＯＮ …（４）
デューティ比をＤ、スイッチング周期をＴ_Ｓとすれば、式（５）を得る。
ΔＩ_{Ｂ（Ｍ１）}＝（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×Ｄ・Ｔ_Ｓ …（５）

トランジスタＭ２がオン、トランジスタＭ１がオフの期間ΔＴ_ＯＦＦに関して、Ｖａ＝０である。この期間ΔＴ_ＯＦＦの電流Ｉ_Ｂの変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}は、式（６）となる。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}＝（−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ_ＯＦＦ …（６）
ΔＴ_ＯＦＦ＝（１−Ｄ）×Ｔ_Ｓであるから、式（７）を得る。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}＝（−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×（１−Ｄ）・Ｔ_Ｓ …（７）

定常状態では、オン期間ΔＴ_ＯＮとオフ期間ΔＴ_ＯＦＦそれぞれの電流変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}、ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}の絶対値は等しく、式（８）を得る。
（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ）／Ｌ×Ｄ・Ｔ_Ｓ＝Ｖ_Ｂ／Ｌ×（１−Ｄ）・Ｔ_Ｓ …（８）

式（８）をＤについて解くと、式（９）を得る。
Ｖ_Ｂ＝Ｄ・Ｖ_ＤＣ …（９）
これは一般的な降圧ＤＣ／ＤＣコンバータの定常状態における、デューティ比と入出力電圧の関係を示す式である。したがって、比較技術としてフィードフォワード値Ｄ_ＦＦを式（１０）とすることが考えられる。
Ｄ_ＦＦ＝Ｖ_Ｂ／Ｖ_ＤＣ …（１０）

このような比較技術におけるフィードフォワード制御では、リアクトルＬ１の等価直流抵抗をはじめとする寄生抵抗ｒならびに負荷電流Ｉ_Ｍが考慮されておらず、実際の現象との乖離が大きく、即応性に改善の余地があった。

続いて実施の形態に係る電源装置１００におけるフィードフォワード制御を説明する。図４は、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ１１０の一部のブロック図である。このブロック図における回路ブロック１５０は、図３の回路ブロック１５０と等価である。
このブロック図から、式（１１）を得る。
Ｖａ−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ＝Ｌ・ｄＩ_Ｂ／ｄｔ
ΔＩ_Ｂ＝（Ｖａ−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ …（１１）

トランジスタＭ１がオン、トランジスタＭ２がオフの期間ΔＴ_ＯＮに関して、Ｖａ＝Ｖ_ＤＣである。この期間ΔＴ_ＯＮの電流Ｉ_Ｂの変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}は、式（１２）となる。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}＝（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ_ＯＮ …（１２）
デューティ比をＤ、スイッチング周期をＴ_Ｓとすれば、式（１３）を得る。
ΔＩ_{Ｂ（Ｍ１）}＝（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×Ｄ・Ｔ_Ｓ …（１３）

トランジスタＭ２がオン、トランジスタＭ１がオフの期間ΔＴ_ＯＦＦに関して、Ｖａ＝０である。この期間ΔＴ_ＯＦＦの電流Ｉ_Ｂの変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}は、式（１４）となる。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}＝（−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×ΔＴ_ＯＦＦ …（１４）
ΔＴ_ＯＦＦ＝（１−Ｄ）×Ｔ_Ｓであるから、式（１５）を得る。
ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}＝（−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×（１−Ｄ）・Ｔ_Ｓ …（１５）

定常状態では、オン期間ΔＴ_ＯＮとオフ期間ΔＴ_ＯＦＦそれぞれの電流変化量ΔＩ_{Ｂ（ＯＮ）}、ΔＩ_{Ｂ（ＯＦＦ）}の絶対値は等しく、式（１３）と式（１５）それぞれの絶対値が等しいとして関係式（１６）を得る。
（Ｖ_ＤＣ−Ｖ_Ｂ−ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×Ｄ・Ｔ_Ｓ＝（Ｖ_Ｂ＋ｒＩ_Ｂ）／Ｌ×（１−Ｄ）・Ｔ_Ｓ …（１６）

式（１６）をＤについて解くと、式（１７）を得る。
Ｄ＝（Ｖ_Ｂ＋ｒＩ_Ｂ）／Ｖ_ＤＣ …（１７）

キャパシタ電流Ｉ_Ｃとバッテリ電流Ｉ_Ｂの間には式（１８）が成り立つ。
Ｉ_Ｃ＝Ｄ・Ｉ_Ｂ …（１８）
ここで定常状態では、負荷電流Ｉ_Ｍとキャパシタ電流Ｉ_Ｃは等しいから、式（１９）を得る。
Ｉ_Ｂ＝Ｉ_Ｃ／Ｄ＝Ｉ_Ｍ／Ｄ …（１９）

式（１９）を式（１７）に代入すると、式（２０）を得る。
Ｄ＝（Ｖ_Ｂ＋ｒＩ_Ｂ）／Ｖ_ＤＣ＝（Ｖ_Ｂ＋ｒＩ_Ｍ／Ｄ）／Ｖ_ＤＣ
Ｄについて整理すると式（２１）を得る。
Ｄ^２Ｖ_ＤＣ−ＤＶ_Ｂ−ｒＩ_Ｍ＝０ …（２１）
式（２１）の２次方程式を解くと、式（２２）を得る。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ±√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（２２）

コンバータにおいて一方の解Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ−√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣは不適切であるから、抵抗ｒを考慮した場合の好ましいフィードフォワード値Ｄ_ＦＦとして、式（１）が導かれる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（１）
抵抗ｒの値は、シミュレーションあるいは実測データから最適化した定数を用いればよい。

以上が実施の形態に係る電源装置１００の構成および原理である。
この電源装置１００によれば、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦを、負荷電流Ｉ_Ｍに応じて変化させることにより、フィードバックループのみによって負荷電流の変動に追従させる場合に比べて、ＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制でき、即応性を高めることができる。

またＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣの変動を抑制できることから、平滑キャパシタＣ１の容量値を小さくできるという効果を得ることができる。これは装置の小型化、低コスト化、あるいはメンテナンスの容易性に資する。

最後に電源装置１００の好ましい用途を説明する。
図５は、実施の形態に係る建設機械の一例であるショベル１の外観を示す斜視図である。ショベル１は、主として走行機構２と、走行機構２の上部に旋回機構３を介して回動自在に搭載された上部旋回体（以下、単に旋回体ともいう）４とを備えている。

旋回体４には、ブーム５と、ブーム５の先端にリンク接続されたアーム６と、アーム６の先端にリンク接続されたバケット１０とが取り付けられている。バケット１０は、土砂、鋼材などの吊荷を捕獲するための設備である。ブーム５、アーム６、及びバケット１０は、それぞれブームシリンダ７、アームシリンダ８、及びバケットシリンダ９によって油圧駆動される。また、旋回体４には、バケット１０の位置や励磁動作および釈放動作を操作する操作者を収容するための運転室４ａや、油圧を発生するためのエンジン１１といった動力源が設けられている。エンジン１１は、例えばディーゼルエンジンで構成される。

図６は、実施の形態に係るショベル１の電気系統や油圧系統などのブロック図である。なお、図６では、機械的に動力を伝達する系統を二重線で、油圧系統を太い実線で、操縦系統を破線で、電気系統を細い実線でそれぞれ示している。

ショベル１は電動発電機１２および減速機１３を備えており、エンジン１１及び電動発電機１２の回転軸は、共に減速機１３の入力軸に接続されることにより互いに連結されている。エンジン１１の負荷が大きいときには、電動発電機１２が自身の駆動力によりエンジン１１の駆動力を補助（アシスト）し、電動発電機１２の駆動力が減速機１３の出力軸を経てメインポンプ１４に伝達される。一方、エンジン１１の負荷が小さいときには、エンジン１１の駆動力が減速機１３を経て電動発電機１２に伝達されることにより、電動発電機１２が発電を行う。電動発電機１２は、例えば、磁石がロータ内部に埋め込まれたＩＰＭ（Interior Permanent Magnetic）モータによって構成される。電動発電機１２の駆動と発電との切りかえは、ショベル１における電気系統の駆動制御を行うコントローラ３０により、エンジン１１の負荷等に応じて行われる。

減速機１３の出力軸にはメインポンプ１４及びパイロットポンプ１５が接続されており、メインポンプ１４には高圧油圧ライン１６を介してコントロールバルブ１７が接続されている。コントロールバルブ１７は、ショベル１における油圧系の制御を行う装置である。コントロールバルブ１７には、図５に示した走行機構２を駆動するための油圧モータ２Ａ及び２Ｂの他、ブームシリンダ７、アームシリンダ８、及びバケットシリンダ９が高圧油圧ラインを介して接続されており、コントロールバルブ１７は、これらに供給する油圧を運転者の操作入力に応じて制御する。

パイロットポンプ１５には、パイロットライン２５を介して操作装置２６（操作手段）が接続されている。操作装置２６は、旋回用電動機２１、走行機構２、ブーム５、アーム６、及びバケット１０を操作するための操作装置であり、操作者によって操作される。操作装置２６には、油圧ライン２７を介してコントロールバルブ１７が接続され、また、油圧ライン２８を介して圧力センサ２９が接続される。操作装置２６は、パイロットライン２５を通じて供給される油圧（１次側の油圧）を操作者の操作量に応じた油圧（２次側の油圧）に変換して出力する。操作装置２６から出力される２次側の油圧は、油圧ライン２７を通じてコントロールバルブ１７に供給されるとともに、圧力センサ２９によって検出される。

圧力センサ２９は、操作装置２６に対して旋回機構３を旋回させるための操作が入力されると、この操作量を油圧ライン２８内の油圧の変化として検出する。圧力センサ２９は、油圧ライン２８内の油圧を表す電気信号を出力する。この電気信号は、コントローラ３０に入力され、旋回用電動機２１の駆動制御に用いられる。

コントローラ３０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）及び内部メモリを含む演算処理装置によって構成され、内部メモリに格納された駆動制御用のプログラムをＣＰＵが実行することにより実現される。コントローラ３０は、各種センサ及び操作装置２６等からの操作入力を受けて、インバータ１８Ａ、１８Ｂ、１８Ｃ及び蓄電手段１０１等の駆動制御を行う。

油圧モータ３１０は、ブーム５が下げられるときにブームシリンダ７から吐出される油によって回転されるように構成されており、ブーム５が重力に従って下げられるときのエネルギーを回転力に変換するために設けられている。油圧モータ３１０は、コントロールバルブ１７とブームシリンダ７の間の油圧管７Ａに設けられている。ブーム回生用発電機３００で発電された電力は、回生エネルギーとしてインバータ１８Ｂを経て蓄電手段１０１に供給される。

旋回用電動機２１は、図５の旋回機構３に設けられ、上部旋回体４を回動させる。旋回用電動機２１は交流電動機であり、旋回体４を旋回させる旋回機構３の動力源である。旋回用電動機２１の回転軸２１Ａには、レゾルバ２２、メカニカルブレーキ２３、及び旋回減速機２４が接続される。旋回用インバータ１８Ｃは、蓄電手段１０１からの電力を受け、旋回用電動機２１を駆動する。また旋回用電動機２１の回生運転時には、旋回用電動機２１からの電力を蓄電手段１０１に回収する。

旋回用電動機２１が力行運転を行う際には、旋回用電動機２１の回転駆動力の回転力が旋回減速機２４にて増幅され、旋回体４が加減速制御され回転運動を行う。また、旋回体４の慣性回転により、旋回減速機２４にて回転数が増加されて旋回用電動機２１に伝達され、回生電力を発生させる。

レゾルバ２２は、旋回用電動機２１の回転軸２１Ａの回転位置及び回転角度を検出するセンサであり、旋回用電動機２１と機械的に連結することで回転軸２１Ａの回転角度及び回転方向を検出する。レゾルバ２２が回転軸２１Ａの回転角度を検出することにより、旋回機構３の回転角度及び回転方向が導出される。メカニカルブレーキ２３は、機械的な制動力を発生させる制動装置であり、コントローラ３０からの指令によって、旋回用電動機２１の回転軸２１Ａを機械的に停止させる。旋回減速機２４は、旋回用電動機２１の回転軸２１Ａの回転速度を減速して旋回機構３に機械的に伝達する減速機である。

続いて電気系統について詳細に説明する。電気系統は主として、コントローラ３０、電源装置１００、インバータ１８Ａ〜１８Ｃを備える。

（アシスト）
アシスト用のインバータ１８Ａの２次側（出力）端には、電動発電機１２が接続される。インバータ１８Ａは、コントローラ３０の一部であるアシスト用インバータコントローラ３０Ａからの指令にもとづき、電動発電機１２の運転制御を行う。

（ブーム回生）
インバータ１８Ｂの２次側（出力）端には、ブーム回生用発電機３００が接続されている。上述のようにブーム回生用発電機３００は、ブーム５が重力の作用により下げられるときに、位置エネルギーを電気エネルギーに変換する電動作業要素である。インバータ１８Ｂは、コントローラ３０のブーム回生用のインバータコントローラ３０Ｂによって制御され、ブーム回生用発電機３００が発生する電気エネルギーを直流電力に変換し、電源装置１００に回収する。

（旋回）
旋回用電動機２１、レゾルバ２２、メカニカルブレーキ２３、旋回減速機２４、旋回用インバータ１８Ｃおよびコントローラ３０の一部である旋回用のインバータコントローラ３０Ｃは、電動旋回装置５００を構成する。
旋回用電動機２１は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御指令により旋回用インバータ１８Ｃによって交流駆動される。旋回用電動機２１としては、例えば、磁石埋込型のＩＰＭモータが好適である。

旋回用インバータコントローラ３０Ｃは、操作入力に応じた回転速度指令を受け、レゾルバ２２により検出される旋回用電動機２１の旋回速度が、回転速度指令と一致するように、旋回用インバータ１８Ｃを制御する。

（電源）
蓄電手段１０１とコントローラ３０の一部であるコンバータコントローラ３０Ｄは、電源装置１００を構成する。蓄電手段１０１は、例えば蓄電器であるバッテリと、バッテリの充放電を制御する昇降圧コンバータ（双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ）と、正極及び負極の直流配線からなるＤＣバスとを備えている（図示せず）。蓄電器としては、リチウムイオン電池等の充電可能な２次電池、キャパシタ、そのほか電力の授受が可能なその他の形態の電源を用いてもよい。ＤＣバスには、インバータ１８Ａ〜インバータ１８Ｃそれぞれの１次側（直流入力）が接続されている。コントローラ３０Ｄは、ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧が所定の電圧レベルとなるように、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御する。電源装置１００は、電動発電機１２等が力行運転する際には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを昇圧動作させ、電動発電機１２等が回生運転する際には、双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを降圧動作させ、電動発電機１２が発生した電力を蓄電器に回収する。

すなわち、インバータ１８Ａが電動発電機１２を力行運転させる際には、必要な電力をバッテリ及び昇降圧コンバータからＤＣバスを介して電動発電機に供給する。また、電動発電機１２を回生運転させる際には、電動発電機１２により発電された電力をＤＣバス及び昇降圧コンバータを介してバッテリに充電する。なお、昇降圧コンバータの昇圧動作と降圧動作の切替制御は、ＤＣバス電圧値、バッテリ電圧値、及びバッテリ電流値にもとづき、コンバータコントローラ３０Ｄによって行われる。これにより、ＤＣバスを、予め定められた一定電圧値に蓄電された状態に維持することができる。

以上、本発明を実施例にもとづいて説明した。本発明は上記実施の形態に限定されず、種々の設計変更が可能であり、様々な変形例が可能であること、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは、当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例を説明する。

（第１変形例）
フィードフォワード部１４２は、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦの算出に使用される抵抗値ｒを、温度Ｔに応じて変化させてもよい。
リアクトルＬ１の温度Ｔが上昇すると、その等価直流抵抗が増加し、ｒ・Ｉ_Ｍの影響が大きくなる。特に負荷電流Ｉ_Ｍが増加すると、それにともないリアクトルに流れる電流が増加し、リアクトルの温度Ｔが上昇することから、ｒ・Ｉ_Ｍの影響は一層大きくなる。そこでリアクトルの温度依存性を考慮することで、温度上昇時の電圧変動を抑制できる。このときのフィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、以下の式で与えられる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｔ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｔ）は、抵抗ｒの温度依存性を表す関数である。

（第２変形例）
フィードフォワード部１４２は、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦの算出に使用される抵抗ｒを、リアクトルに流れる電流（バッテリ電流Ｉ_Ｂ）に応じて変化させてもよい。
リアクトルの電流が増大すると、リアクトルの温度が上昇し、その等価直流抵抗が増加する。つまり抵抗ｒの値は、リアクトルの電流に応じて変化する。この場合、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、以下の式で与えられる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｉ_Ｌ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｉ_Ｌ）は、抵抗ｒのリアクトル電流Ｉ_Ｌの依存性を表す関数である。

（第３変形例）
リアクトル電流Ｉ_Ｌの平均値は、負荷電流Ｉ_Ｍに対応するから、フィードフォワード部１４２は、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦの算出に使用される抵抗ｒを、負荷電流Ｉ_Ｍに応じて変化させてもよい。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｉ_Ｍ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｉ_Ｍ）は、抵抗ｒの負荷電流Ｉ_Ｍの依存性を表す関数である。

（第４変形例）
あるいはフィードフォワード部１４２は、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦの算出に使用される抵抗ｒを、リアクトルに流れる電流（バッテリ電流Ｉ_Ｂ）および温度Ｔに応じて変化させてもよい。この場合、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、以下の式で与えられる。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｉ_Ｌ，Ｔ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｉ_Ｌ，Ｔ）は、抵抗ｒの、リアクトル電流Ｉ_Ｍおよび温度Ｔの依存性を示す関数である。あるいは負荷電流を用いて、フィードフォワード値Ｄ_ＦＦを以下の式で計算してもよい。
Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒ（Ｉ_Ｍ，Ｔ）Ｉ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ
ｒ（Ｉ_Ｍ，Ｔ）は、抵抗ｒの、負荷電流Ｉ_Ｍおよび温度Ｔの依存性を示す関数である。

（第５変形例）
実施の形態では、本発明に係るハイブリッド型建設機械の一例として、ショベル１を示したが、本発明のハイブリッド型建設機械の他の例としては、旋回機構を備えるリフティングマグネット車両やクレーン等が挙げられる。

１…ショベル、Ｃ１…平滑キャパシタ、Ｌ１…リアクトル、２…走行機構、２Ａ…油圧モータ、３…旋回機構、４…旋回体、４ａ…運転室、Ｓ４…デューティ指令値、５…ブーム、Ｓ５…駆動パルス、６…アーム、７…ブームシリンダ、７Ａ…油圧管、８…アームシリンダ、９…バケットシリンダ、１０…バケット、１１…エンジン、１２…電動発電機、１３…減速機、１４…メインポンプ、１５…パイロットポンプ、１６…高圧油圧ライン、１７…コントロールバルブ、１８，１８Ａ，１８Ｂ…インバータ、１８Ｃ…旋回用インバータ、２１…旋回用電動機、２１Ａ…回転軸、２２…レゾルバ、２３…メカニカルブレーキ、２４…旋回減速機、２５…パイロットライン、２６…操作装置、２７，２８…油圧ライン、２９…圧力センサ、３０…コントローラ、３０Ａ，３０Ｂ，３０Ｃ…インバータコントローラ、３０Ｄ…コンバータコントローラ、１００…電源装置、１０１…蓄電手段、１０２…蓄電器、１０４…ＤＣバス、１１０…双方向ＤＣ／ＤＣコンバータ、１２０…コントローラ、１２２，１２３，１２４…Ａ／Ｄコンバータ、１２６，１２８…ゲートドライバ、１３０…デューティサイクルコントローラ、１３１…パルス変調器、１３２…電圧コントローラ、１３８…電流コントローラ、１３９…ＡＶＲ、１４０…フィードバックコントローラ、１４２…フィードフォワード部、２００…負荷、３００…ブーム回生用発電機、３１０…油圧モータ。

Claims (7)

1. １次側に蓄電器が接続され、２次側にＤＣバスを介して負荷が接続され、１次側と２次側で双方向にエネルギーを授受可能に構成された双方向ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータを制御するコンバータコントローラと、
   を備え、
   前記コンバータコントローラは、
   前記ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧が所定の目標電圧に近づくように値が調節されるフィードバック値を生成するフィードバックコントローラと、
   前記フィードバック値に、前記負荷に流れる負荷電流が反映されたフィードフォワード値を重畳し、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのデューティ比を指示するデューティ指令値を生成するフィードフォワード部と、
   前記デューティ指令値にもとづいて前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータをスイッチングするドライバと、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記フィードフォワード値は、前記負荷電流Ｉ_Ｍとその経路上の抵抗ｒの積ｒ・Ｉ_Ｍの項を含むことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記蓄電器の電圧をＶ_Ｂ、前記ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧の目標値をＶ_ｒとするとき、前記フィードフォワード値Ｄ_ＦＦは、
   Ｄ_ＦＦ＝（Ｖ_Ｂ＋√（Ｖ_Ｂ ^２＋４Ｖ_ＤＣｒＩ_Ｍ））／２Ｖ_ＤＣ …（１）
   であることを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 前記フィードフォワード部は、前記抵抗ｒを、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルの温度に応じて変化させることを特徴とする請求項２または３に記載の電源装置。
5. 前記フィードフォワード部は、前記抵抗ｒを、前記双方向ＤＣ／ＤＣコンバータのリアクトルの電流に応じて変化させることを特徴とする請求項２から４のいずれかに記載の電源装置。
6. 前記フィードバックコントローラは、
   前記ＤＣバスに生ずるＤＣリンク電圧が所定の目標電圧に近づくように値が調節される電流指令を生成する電圧コントローラと、
   前記負荷電流の検出値が前記電流指令と一致するように前記フィードバック値を生成する電流コントローラと、
   を含むことを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の電源装置。
7. 電動機と、
   前記電動機を駆動するインバータと、
   蓄電器と、
   前記インバータが接続されるＤＣバスと、
   前記蓄電器と前記ＤＣバスの間で相互にエネルギーを授受する請求項１から６のいずれかに記載の電源装置と、
   を備えることを特徴とする産業車両。

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