CN115296515B - 一种四开关管升降压变换电路的调制系统 - Google Patents

Abstract

本申请涉及一种四开关管升降压变换电路的调制系统，涉及电力电子控制的技术领域，所述四开关管升降压变换电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及电感，所述每个开关管均包括结电容，所述调制系统包括：检测电路，其配置为用于获取所述四开关管升降压变换电路的输入电压、输出电压以及所述电感的电流；以及控制电路，其配置为用于在所述每个开关管的软开关条件下，根据所述输入电压、输出电压以及所述电感的电流，来确定控制信号；所述控制信号用于控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的开关状态。本申请具有节约存储器资源，降低控制器成本的效果。

Description

一种四开关管升降压变换电路的调制系统

技术领域

本申请涉及电力电子控制技术领域，尤其是涉及一种四开关管升降压变换电路的调制系统。

背景技术

随着新能源、航空航天、通信电源等行业和领域的迅速发展，适用于宽输入输出电压范围、具有升降压功能的高效率前级DC-DC(Direct Current-Direct Current，直流-直流)变换器受到了广泛关注。传统的非隔离DC-DC变换器有Buck、Boost、Buck-Boost、Cuk、Zeta和Sepic变换器。其中，Buck变换器只具有降压功能而Boost变换器只具有升压功能。传统的单管Buck-Boost变换器虽然具有升降压功能，但存在功率器件电压应力过高、输入输出电压极性相反的问题。Cuk、Zeta和Sepic变换器由于无源元件较多(两个电感、两个电容)，导致变换器功率密度较低。另外，由于四开关Buck-Boost变换器，又称FSBB(FourSwitch Buck-Boost)变换器，其增益M可以大于1，也可以小于1，因此，FSBB变换器具备宽输入、宽输出电压范围的能力，且由于FSBB变换器的电感电流可以反向流动，工作在伪连续导通电流模式，可实现所有开关管的软开关，实现FSBB变换器的高频高效率。

但是，传统的FSBB变换器软开关控制策略，若要实现电感电流有效值最小，需要查表或变频。而在输入输出电压范围较宽的场合，查表法需占用大量的存储器资源，限制了控制器的选择，增加了控制器成本，而变频控制不利于电磁干扰滤波器的设计。

发明内容

为了至少解决上述问题，本申请提供了一种四开关管升降压变换电路的调制系统。该调制系统在保证了四开关管升降压变换电路具有软开关功能的同时，还可以使电感电流有效值趋于最小。而且无需查表即可实现输入输出电压范围内所有开关管的软开关功能，从而节约了存储器资源，降低了控制器成本。

本申请提供的四开关管升降压变换电路的调制系统采用如下的技术方案：

一种四开关管升降压变换电路的调制系统，所述四开关管升降压变换电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及电感，所述每个开关管均包括结电容，所述调制系统包括：检测电路，其配置为用于获取所述四开关管升降压变换电路的输入电压、输出电压以及所述电感的电流；以及控制电路，其配置为用于在所述每个开关管的软开关条件下，根据所述输入电压、输出电压以及所述电感的电流，来确定控制信号；所述控制信号用于控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的开关状态。

通过采用上述技术方案，无需查表即可实现输入输出电压范围内所有开关管的软开关功能，从而一定程度上避免了占用大量的存储器资源，节约控制器成本；同时可以使电感电流有效值趋于最小，因而降低了开关管的通态损耗、元器件内阻损耗及电感铁损。

可选的，所述每个开关管的软开关条件包括：

其中I_zvs为每个开关管满足软开关条件时的电流，其中C_oss为每个开关管的结电容的电容值，t_d为预设的每个开关管的死区时间，V_in为所述输入电压，V_o为所述输出电压。

通过采用上述技术方案，可使各开关管结电容在工作过程中充放电完全。

可选的，所述在每个开关管的软开关条件下，根据所述输入电压、输出电压以及所述电感的电流来确定控制信号包括：根据所述输入电压、输出电压、I_zvs以及所述电感的电流，来确定所述第一开关管的第一导通时长、第二开关管的第二导通时长和第三开关的第三导通时长；根据所述第一导通时长、第二导通时长和第三导通时长来确定第四开关管的第四导通时长；根据所述第一导通时长、第二导通时长、第三导通时长和第四导通时长来确定四个开关管的驱动时序，所述驱动时序即控制信号。

通过采用上述技术方案，可以在确保每个开关管满足软开关条件的基础上，进一步通过对导通时间的限制实现对电感的电流的限定，从而使所述四开关管升降压变换电路始终工作于电感电流有效值最小的情况下。

可选的，所述根据输入电压、输出电压、I_zvs以及所述电感的电流，来确定所述第一开关管的第一导通时长、第二开关管的第二导通时长和第三开关的第三导通时长；包括：当所述四开关管升降压变换电路处于降压模式时，根据公式

计算所述第一导通时长，其中T₁为第一导通时长，其中L为所述电感的电感值，所述第二导通时长等于输出电压与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，根据I_zvs以及所述电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻；当所述四开关管升降压变换电路处于升压模式时，根据公式

计算所述第三导通时长，其中T₃为第三导通时长，L为所述电感的电感值，根据I_zvs以及所述电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻，所述第二导通时长等于输出电压与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，根据所述第三导通时长、第二导通时长以及伏秒平衡原理确定第一导通时长。

通过采用上述技术方案，在确保每个开关管满足软开关条件的基础上，根据Izvs以及所述电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻；再通过计算第一导通时长，第二导通时长和第三导通时长，使电感电流有效值最小。

可选的，所述根据I_zvs以及电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻包括：将电感的电流与所述I_zvs比较，将所述电感的电流与所述I_zvs相等的时刻确定为第三开关管的第三关闭时刻。

通过采用上述技术方案，可以在流过电感的电流达到I_zvs时，触发第三开关管关断，从而确定了第三开关管的第三关闭时刻。

可选的，所述调制系统还包括比较器，其用于将所述电感的电流与I_zvs比较，所述比较器设置在控制电路内部。

通过采用上述技术方案，可以便于修改比较器内预设的阈值电流的修改。

可选的，所述根据第一导通时长、第二导通时长和第三导通时长来确定第四开关管的第四导通时长包括；根据公式T₄＝T_s-T₁-T₂-T₃来确定第四导通时长T₄,其中T₁为第一导通时长，T₂为第二导通时长，T₃为第三导通时长，T_s为所述四开关管升降压变换电路的开关周期。

通过采用上述技术方案，根据第一导通时长、第二导通时长和第三导通时长，即可确定第四导通时长，进而可以确定四个开关管各自的开通及关断时刻，因而可以得到开关管的驱动时序。

可选的，所述控制电路连接有开关驱动电路，所述开关驱动电路配置用于根据所述控制信号来确定驱动信号，所述驱动信号用于开关所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管。

通过采用上述技术方案，驱动电路可以根据所述控制信号来得到四个开关管的驱动信号，用于控制四个开关管的开通与关断。

可选的，所述检测电路包括:输入电压采样电路，用于采集所述四开关管升降压变换电路的输入电压；输出电压采样电路，用于采集所述四开关管升降压变换电路的输出电压；以及电流采样电路，用于采集所述电感的电流。

通过采用上述技术方案，采样输入电压、输出电压和流过所述电感的电流，并将采样信号送到控制电路中。

可选的，所述电流采样电路用于采集第二开关管或第三开关管的电流。

通过采用上述技术方案，更便于采集流过电感的电流。

相对于传统的四开关管升降压变换电路软开关控制策略，采用本发明的调制系统，可以无需查表，即可实现在输入输出电压范围内所有开关管的软开关功能。同时可以使电感电流有效值趋于最小，从而一定程度上避免了占用大量的存储器资源，进而降低了控制器成本。另外，本发明无需变频控制，即可实现全电压范围内满载运行，有利于电磁干扰滤波器的设计。

附图说明

图1为相关技术中四开关管升降压变换电路的电路图；

图2为相关技术中四开关管升降压变换电路升降压变换过程中各阶段的等效电路图；

图3为本申请其中一实施例的调制系统的结构框图；

图4为本申请其中一实施例的控制电路确定控制信号的流程图；

图5为本申请其中一实施例的流过第二开关管的电流采样电路和比较器模块图；

图6为本申请其中一实施例的电感电流在比较器的控制下的波形图；

图7a为降压模式时，不同负载时的电感电流波形图；

图7b为升压模式时，不同负载时的电感电流波形图；

图8a为降压模式时，第一导通时长与电感电流有效值的关系图；

图8b为升压模式时，第三导通时长与电感电流有效值的关系图；

图9a为本申请其中一实施例的四开关管升降压变换电路在降压模式下电感电流的调制波形图；

图9b为本申请其中一实施例的四开关管升降压变换电路在升压模式下电感电流的调制波形图；

图10所示为第四导通时长等于死区时间时的电感电流波形图；

图11所示为第三开关管关断延时下的电感电流波形图。

具体实施方式

为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图1-附图11及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。

参考图1，四开关管升降压变换电路作为常用的软开关电路，包括第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃、第四开关管S₄以及电感L。上述四个开关管中，每个开关管均包括一个结电容。其中四个开关管均可实现零电压软开关功能。具体实现原理为：两个桥臂的上桥臂开关管及下桥臂开关管在忽略死区时间t_d的前提下是互补导通的，即第一开关管S₁与第二开关管S₂互补导通，第三开关管S₃与第四开关管S₄互补导通。参考图2，当第一开关管S₁和第四开关管S₄导通时，第二开关管S₂和第三开关管S₃关断。流经电感L的电流上升且由负变正，当关断第四开关管S₄时，由于电感L的电流不能突变，此时第四开关管S₄上的结电容充电，第三开关管S₃上的结电容放电。当第四开关管S₄和第三开关管S₃的结电容充放电完成后，第三开关管S₃的体二极管(寄生二极管)会立即导通进行续流，死区时间结束后，给第三开关管S₃加导通信号，实现第三开关管S₃的零电压开通。

当第一开关管S₁和第三开关管S₃导通时，第二开关管S₂和第四开关管S₄关断，电感L上电流大于0，当关断第一开关管S₁时，由于电感L的电流不能突变，此时第一开关管S₁上的结电容充电，第二开关管S₂上的结电容放电，当第一开关管S₁和第二开关管S₂的结电容充放电完成后，第二开关管S₂的体二极管(寄生二极管)会立即导通进行续流，死区时间结束后，给第二开关管S₂加导通信号，实现第二开关管S₂的零电压开通。当第二开关管S₂和第三开关管S₃导通时，第一开关管S₁和第四开关管S₄关断，电感L上电流下降且由正变负，当关断第三开关管S₃时，由于电感L的电流不能突变，此时第三开关管S₃上的结电容充电，第四开关管S₄上的结电容放电，当结电容充放电完成后，第四开关管S₄的体二极管会立即导通进行续流，死区时间结束后，给第四S₄加导通信号，实现第四开关管S₄的零电压开通。当第二开关管S₂和第四开关管S₄导通时第一开关管S₁和第三开关管S₃关断，电感L上电流小于0且保持不变，当关断第二开关管S₂时，由于电感L的电流不能突变，此时第二开关管S₂上的结电容充电，第一开关管S₁上的结电容放电，当结电容充放电完成后，第一开关管S₁的体二极管会立即导通进行续流，死区时间结束后，给第一开关管S₁加导通信号，实现第一开关管S₁的零电压开通。

在实现四个开关管的软开关功能的基础上，若要实现电感L的电流有效值最小，通常需要通过查表法来选择合适的逻辑驱动信号，或者通过脉冲宽度调制(PWM)变频调速的方法来降低电感L的电流有效值。但是在输入输出电压范围较宽的应用场景下，查表法需占用大量的存储器资源，限制了控制电路的可选择范围，同时也增加了控制电路的成本，而采用脉冲宽度调制变频调速的方法将增大电磁干扰滤波器的设计难度。

参考图3，本申请实施例公开一种四开关管升降压变换电路的调制系统，该调制系统可以包括检测电路和控制电路13。在一个实施例中，该检测电路可以包括输入电压采样电路121，输出电压采样电路122以及流过第二开关管S₂或第三开关管S₃的电流采样电路123。在一个应用场景中，该输入电压采样电路121可以采用分压电阻采样，用于获取四开关管升降压变换电路的输入电压V_in。输出电压采样电路122也可以采用分压电阻采样，用于获取四开关管升降压变换电路的输出电压V_o。电流采样电路123可以采用差分采样，用于检测流过第二开关管S₂或第三开关管S₃的电流。由于流过第二开关管S₂或第三开关管S₃的电流与流过电感L的电流相等，所以电流采样电路123的采样结果与电感L的电流相同。但由于第三开关管S₃是桥臂的上管，电位高，不利于采样。所以，在一个实施场景中，电流采样电路123用于检测流过第二开关管S₂的电流。

在一个应用场景中，控制电路13可以包括ADC(模数转换)模块131、调制策略计算模块132和脉冲宽度调制模块133，ADC模块131的输入端与输入电压采样电路121、输出电压采样电路122连接。ADC模块131的输出电压端经电压环PI连接调制策略计算模块132。调制策略计算模块132向脉冲宽度调制模块133发送第一开关管S₁的第一导通时长T₁和第二开关管S₂的第二导通时长T₂。

上述控制电路13用于在每个开关管的软开关条件(上述四开关管升降压变换电路若要实现软开关功能需满足的条件)下，根据输入电压V_in、输出电压V_o以及电感L的电流(例如流经第二开关管S₂的电流)，来确定控制信号，其中控制信号用于控制上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的开关状态。上述软开关条件具体为：在死区时间内，需要使各开关管结电容充放电完全。若各开关管的结电容都为C_oss，死区时间大小为t_d，其中t_d是预先设定的开关管的死区时间，死区时间的设置是为了防止互补导通的两个开关管直通。则第一开关管S₁管若要实现软开关需满足：|I_m|t_d≥2C_ossV_in，第二开关管S₂管若要实现软开关需满足：I₂t_d≥2C_ossV_in，第三开关管S₃管若要实现软开关需满足：I₁t_d≥2C_ossV_o，第四开关管S₄管若要实现软开关需满足：|I_m|t_d≥2C_ossV_o。综上所述，软开关条件为：|I_m|≥|I_zvs|且I₁≥|I_zvs|且I₂≥|I_zvs|且

其中I_zvs为每个开关管满足软开关条件时流经开关管的电流，并且可以作为电流阈值预设在比较器内部，其中C_oss为每个开关管的结电容的电容值。

参考图4，在满足上述软开关条件的基础上，调制系统可以通过步骤S101-S103，来根据所述输入电压V_in、输出电压V_o以及上述电感L的电流来确定控制信号。在步骤S101处：根据输入电压V_in、输出电压V_o、I_zvs以及电感L的电流，来确定第一开关管S₁的第一导通时长T₁、第二开关管S₂的第二导通时长T₂和第三开关管S₃的第三导通时长T₃。具体为：将输入电压V_in和输出电压V_o输入ADC模块131，经过ADC模块131转换的输入电压V_in直接发送至调制策略计算模块132。在一个实施场景中，当所述四开关管升降压变换电路处于降压模式时，因为若第一导通时长T₁过小，则可能无法满足降压模式的软开关条件。所以第一导通时长T₁存在最低值，即T_{1_min}，并且

其中L为电感L的电感值。此时令第一导通时长T₁＝T_{1_min}。第二开关管S₂的第二导通时长T₂等于输出电压V_o与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，由电压环PI(数字PI控制器)输出直接得到；由于四开关管升降压变换电路采用的是数字控制，因此可以将T₂的数字量设计为等于数字PI控制器的输出值，数字PI控制器的输出值即为数字量。

为了确定第三开关管S₃导通的第三导通时长T₃，需要确定第三开关管S₃管的第三关闭时刻，可以采样流过第二开关管S₂的电流(即电感L的电流)，通过比较器将流过第二开关管S₂的电流与预设的电流阈值I_zvs比较，当流过第二开关管S₂的电流与I_zvs相等时，控制电路13关闭第三开关管S₃，该时刻即为第三导通时长T₃的第三关闭时刻。在第一导通时长T₁、第二导通时长T₂和第三关闭时刻确定的情况下，即可得到第三导通时长T₃。另外，参考图5，由于比较器内预设的电流阈值与软开关条件I_zvs有关，而不同工况下，软开关条件不同，因此采用外部比较器不利于电压阈值或电流阈值的修改，所以可以采用控制电路13的内部比较器。参考图6，当电感L的电流与I_zvs相等时，控制电路13触发关闭第三开关管S₃，此时第三导通时长T₃结束，第四开关管S₄导通。

在另一个实施场景中，当四开关管升降压变换电路处于升压模式时，因为若第三导通时长T₃过小，则可能无法满足降压模式的软开关条件。所以第三导通时长T₃存在最低值，即T_{3_min}，并且

其中L为电感L的电感值，此时令第三导通时长T₃＝T_{3_min}。再采样流过第二开关管S₂的电流(即电感L的电流)，与比较器内预设的电流阈值I_zvs比较，当流过第二开关管S₂的电流达到I_zvs时，控制电路13触发关闭第三开关管S₃，该时刻即为第三导通时长T₃的第三关闭时刻。第二导通时长T₂等于输出电压V_o与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，由电压环PI(数字PI控制器)输出直接得到，由于四开关管升降压变换电路采用的是数字控制，在控制电路13中，因此可以将T₂的数字量设计为等于数字PI控制器的输出值，数字PI控制器的输出值即为数字量。本领域技术人员容易理解的是，可以根据第三导通时长T₃、第二导通时长T₂以及伏秒平衡原理确定第一导通时长T₁。

在步骤S102处:根据第一导通时长T₁、第二导通时长T₂和第三导通时长T₃来确定第四开关管S₄的第四导通时长T₄。在一个应用场景中，在确定了第一导通时长T₁、第二导通时长T₂和第三导通时长T₃后，因为开关周期固定为T_s，根据公式T₄＝T_s-T₁-T₂-T₃，即可确定第四导通时长T₄。例如，参考图7a，在降压模式时，随着负载的增加，电感L的电流在第一导通时长T₁段时间保持T_{1_min}不变，第二导通时长T₂和第三导通时长T₃段时间增加，第四导通时长T₄段时间越来越少。参考图7b，升压模式时，随着负载的增加，电感L的电流的T₃段时间保持T_{3_min}不变，T₁和T₂段时间增加，T₄段时间越来越少。在步骤S103处：根据上述第一导通时长T₁、第二导通时长T₂、第三导通时长T₃和第四导通时长T₄来确定四个开关管的驱动时序，该驱动时序即控制信号。

通过上述步骤，可实现电感L的电流有效值趋于最小，具体原理为：四开关管升降压变换电路工作时，电感电流谷值I_m(即T₄续流段电感L的电流值)保持为I_zvs不变，既能在全负载范围内实现第一开关管S₁和第四开关管S₄的软开关功能，又能确保在全负载范围内电感电流谷值I_m较大，进而减小电感电流纹波及有效值，降低开关管的通态损耗、元器件内阻损耗及电感铁损。但只确保I_m＝I_zvs，并不能保证四开关管升降压变换电路始终工作于电感L的电流有效值最小的情况，因此，还需要在确保I_m＝I_zvs恒成立的基础上，进一步对电感L的电流进行限定，使四开关管升降压变换电路始终工作于电感L的电流有效值最小的情况，以最小化开关管的通态损耗及元器件内阻损耗。

参考图8a，经计算分析发现，图中A、B两种电感电流波形下的输出功率相同。在降压模式时，当电感电流谷值I_m不变时，第一开关管S₁的第一导通时长T₁与电感L的电流有效值成正比，即第一导通时长T₁越大，则电感L的电流有效值越大，第一导通时长T₁越小，则电感L的电流有效值越小。但是，由软开关条件：|I_m|≥|I_zvs|且I₁≥|I_zvs|且I₂≥|I_zvs|且

可知，降压模式时，/>

所以若T₁过小，则可能无法满足降压模式的软开关条件。所以，设T_{1_min}为I_m＝I_zvs且I₁＝|I_zvs|时的T₁，有/>

当T₁＝T_{1_min}且I_m＝I_zvs时，可使降压模式时电感L的电流有效值最小。在升压模式时，参考图8b，A、B两种电感电流波形下的输出功率相同。当电感电流谷值I_m不变时，第三导通时长T₃与电感L的电流有效值成正比，即T₃越大，则电感L的电流有效值越大，第三导通时长T₃越小，则电感L的电流有效值越小。但是，由上述软开关条件可知，升压模式时，/>

所以若T₃过小，则可能无法满足升压模式的软开关条件。所以，设T_{3_min}为I_m＝I_zvs且I₂＝I_zvs时的T₃，有/>

当T₃＝T_{3_min}且I_m＝I_zvs时，可使升压模式时电感L的电流有效值最小。

在一个实施场景中，上述调制系统还可以与开关驱动电路140连接，开关驱动电路140用于根据控制信号(四个开关管的驱动时序)来确定驱动信号，驱动信号用于控制上述第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃和第四开关管S₄的开关状态。

综上，该调制系统的工作原理为：采样四开关管升降压变换电路的输入电压V_in、输出电压V_o和流过电感L的电流，并将采样结果送至控制电路13中，由控制电路13计算出合适的第一导通时长T₁和第二导通时长T₂。参考图9a和图9b，第一开关管S₁管在每个开关周期开始时导通，在第二导通时长T₂结束时关断；第三开关管S₃管在T₁结束时开通，再通过检测电路，采样流过第二开关管S₂的电流，与比较器内部预设的I_zvs比较，当流过第二开关管S₂的电流达到I_zvs时，触发第三开关管S₃管关断，并将该时刻作为T₃的关闭时刻。第二开关管S₂管和第四开关管S₄管分别与第一开关管S₁管和第三开关管S₃管互补导通。因此，若已知降压模式和升压模式时合适的T₁和T₂，即可完成软开关和电感L的电流有效值最小的调制过程。

参考图10，在实际应用中，上述四开关管升降压变换电路中电感L的电感量计算方法可以为：在输入输出电压范围内，按照T₄等于t_d时输出的功率需达到要求的最大功率来设计电感量。因此，电感L的计算公式为：

其中T₁、T₂、T₃可由公式T₁+T₂+T₃＝T_s-T_d、增益公式/>

以及/>

(降压模式时)或/>

(升压模式时)联立求得。另外，按照T₄等于t_d设计电感L，是为了留出一定裕量，使第四开关管S₄有足够的时间可以实现软开关，并且还可避免关断延时导致开关周期开始时，第一开关管S₁和第三开关管S₃同时导通带来的调制异常问题(参考图11)。

以上均为本申请的较佳实施例，并非依此限制本申请的保护范围，本说明书(包括摘要和附图)中公开的任一特征，除非特别叙述，均可被其他等效或者具有类似目的的替代特征加以替换。即，除非特别叙述，每个特征只是一系列等效或类似特征中的一个例子而已。

Claims (7)

1.一种四开关管升降压变换电路的调制系统，所述四开关管升降压变换电路包括第一开关管、第二开关管、第三开关管、第四开关管以及电感，所述每个开关管均包括结电容，其特征在于，所述调制系统包括：

检测电路，其配置为用于获取所述四开关管升降压变换电路的输入电压、输出电压以及所述电感的电流；以及

控制电路，其配置为用于在所述每个开关管的软开关条件下，根据所述输入电压、输出电压以及所述电感的电流，来确定控制信号；

所述控制信号用于控制所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管的开关状态；所述每个开关管的软开关条件包括：

其中I_zvs为每个开关管满足软开关条件时的电流，其中C_oss为每个开关管的结电容的电容值，t_d为预设的每个开关管的死区时间，V_in为所述输入电压，V_o为所述输出电压；

所述在每个开关管的软开关条件下，根据所述输入电压、输出电压以及所述电感的电流来确定控制信号包括以下步骤：

当所述四开关管升降压变换电路处于降压模式时，根据公式

计算所述第一导通时长，其中T₁为第一导通时长，L为所述电感的电感值，所述第二导通时长等于输出电压与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，根据I_zvs以及所述电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻；

当所述四开关管升降压变换电路处于升压模式时，根据公式

计算所述第三导通时长，其中T₃为第三导通时长，L为所述电感的电感值，根据I_zvs以及所述电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻，所述第二导通时长等于输出电压与基准电压的误差信号经电压环补偿后的输出，根据所述第三导通时长、第二导通时长以及伏秒平衡原理确定第一导通时长；

根据所述第一导通时长、第二导通时长和第三导通时长来确定第四开关管的第四导通时长；根据所述第一导通时长、第二导通时长、第三导通时长和第四导通时长来确定四个开关管的驱动时序，所述驱动时序即控制信号。

2.根据权利要求1所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，所述根据I_zvs以及电感的电流确定第三开关管的第三关闭时刻包括：将电感的电流与所述I_zvs比较，将所述电感的电流与所述I_zvs相等的时刻确定为第三开关管的第三关闭时刻。

3.根据权利要求1所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，还包括比较器，其用于将所述电感的电流与I_zvs比较，所述比较器设置在控制电路内部。

4.根据权利要求1所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，所述根据第一导通时长、第二导通时长和第三导通时长来确定第四开关管的第四导通时长包括；根据公式T₄＝T_s-T₁-T₂-T₃来确定第四导通时长T₄,其中T₁为第一导通时长，T₂为第二导通时长，T₃为第三导通时长，T_s为所述四开关管升降压变换电路的开关周期。

5.根据权利要求1-4任意一项所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，所述控制电路连接有开关驱动电路，所述开关驱动电路配置用于根据所述控制信号来确定驱动信号，所述驱动信号用于开关所述第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管。

6.根据权利要求5所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，所述检测电路包括:

输入电压采样电路，用于采集所述四开关管升降压变换电路的输入电压；

输出电压采样电路，用于采集所述四开关管升降压变换电路的输出电压；以及

电流采样电路，用于采集所述电感的电流。

7.根据权利要求6所述的四开关管升降压变换电路的调制系统，其特征在于，所述电流采样电路用于采集第二开关管或第三开关管的电流。

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