CN114448249A - 四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路 - Google Patents

四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路 Download PDF

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CN114448249A CN202111648069.1A CN202111648069A CN114448249A CN 114448249 A CN114448249 A CN 114448249A CN 202111648069 A CN202111648069 A CN 202111648069A CN 114448249 A CN114448249 A CN 114448249A
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Abstract

本发明公开了四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，属于电力电子变流器的控制技术领域。本发明使变换器工作在临界导通模式，在全负载范围内均可实现开关管的零电压导通。在升压运行时，由构成电流调节器和电压调节器的PI控制器对开关管的关断时间进行计算，并保持导通时间恒定；在降压运行时，则由PI控制器对开关管的导通时间进行计算，并保持短时间恒定；在此基础上，根据变换器的输入输出电压动态调整死区时间，以实现所有开关管的零电压导通。本发明免去了高成本的过零检测电路，具有控制简单易于实现的优点，有利于提高变换器的功率密度，在电力电子变流器领域具有广阔的应用前景。

Description

四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路
技术领域
本发明属于属于电力电子变流器的控制技术领域。
背景技术
新能源发电是改变我国以煤炭为主的能源结构，达成2030年碳达峰、2060年碳中和目标的重要途经。新能源发电中储能系统所接双向升降压变换器作为平抑新能源出力波动与稳定配电网电压的核心装备，在新能源发电中扮演了重要的角色。
一种四开关升降压双向变换器(Four Switch Buck-Boost，FSBB)，其拓扑如图1所示。当采用传统脉宽调制且电感电流连续时，开关管由于硬开关动作而存在较大的开关损耗，当开关频率提升时将严重影响变换器的功率变换效率。当变换器电感电流处于临界导通模式(Critical Conduction Mode,CRM)时，开关管可在无额外硬件电路的情况下实现零电压开通(Zero Voltage Switching,ZVS)或谷底电压开通(Valley Switching,VS)，在不增加成本的条件下显著降低开关损耗。
基于该思想，授权公布号为“CN 106100412”的专利申请给出了一种基于边界导通模式(BCM)的全桥变换器的软开关控制策略，该策略同样可应用于四开关升降压双向变换器中。但是，上述控制策略需要对电感电流进行高精度的检测，以实现和上包络线和下包络线的精准比较，如图2所示；同时，由于死区时间为固定值，在开关管实现ZVS开通或VS开通前会引入额外的体二极管通态损耗，(见图6的(e)和(j))，故以上控制策略对变换器的功率变换效率提升不明显。为了解决该问题，文献“Wang K,Zhu H,Wu J,et al.AdaptiveDriving Scheme for ZVS and Minimizing Circulating Current in MHz CRMConverters[J].IEEE Transactions on Power Electronics,2021,36(4):3633-3637.J”提出一种基于体二极管导通检测电路的自适应驱动策略，如图3所示；在开关管导通前检测该开关管的体二极管是否导通，进而动态调整开关管的关断时间和死区时间，减小图6的(e)和(j)所示的开关管体二极管通态损耗。但是，该控制策略需要电感电流过零检测(ZCD)电路和大量的体二极管导通检测电路，硬件成本较高。全数字控制可仅通过一个低成本的数字控制器实现所有的功能，适用于储能系统接口双向升降压变换器等成本敏感型领域，但是，现阶段尚缺乏有效的全数字软开关控制方法。
发明内容
发明目的：为了解决上述技术问题，本发明提供了一种四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制策略，相比于传统并网逆变器控制策略，本发明可在不添加任何额外硬件辅助谐振电路的条件下，通过数字计算控制开关管的导通时间、关断时间和死区时间，在整个负载范围内实现所有开关管的零电压开通，具有低成本高效率技术优势。
为了实现上述目的，本发明的技术方案为：本发明提供了一种四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，所述四开关升降压双向变换器包括滤波电容、滤波电感、第一～第四开关管，电池以及相互并联的直流电源和母线电容，母线电容的正极连接第一开关管的漏极，母线电容的负极连接第二和第四开关管的源极，第一开关管的源极作为第一公共端连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极作为第二公共端连接第四开关管的漏极，第一公共端经滤波电感连接第二公共端，第三开关管的漏极连接滤波电容的正极，第四开关管的源极连接滤波电容的负极，电池与滤波电容并联；
该全数字软开关控制电路包括第一，第二电压传感器、电流传感器、第一，第二减法器、第一，第二数据总线、第一～第四运算器、电压调节器、电流调节器、第一乘法器、第一，第二比较器、第一，第二选通器、比例器和PWM信号发生器；
第一电压传感器采样直流电源的电压Ui，第一电压传感器的输出端与第一比较器的负输入端、第二比较器的负输入端及第二数据总线连接，当双向变换器工作在放电状态时，第一电压传感器的输出端还与第一减法器的负输入端连接；第二电压传感器采样电池的电压U0，第二电压传感的输出端与第一比较器的正输入端、比例器的输入端、第二数据总线连接，当双向变换器工作在充电状态时，第二电压传感的输出端还与第一减法器的负输入端连接；电流传感器采样滤波电感上的电流，并与第二减法器的负输入端连接；第一减法器的正输入端连接电压参考值Uref，第一减法器的输出端连接电压调节器的输入端，电压调节器的输出端连接第二减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，第一乘法器的另一个输入端接入时间调整常数Tj，第一乘法器的输出端连接第一数据总线；常数π、电阻值R、第一～第四开关管的结电容值Cs及滤波电感值L均接入至第二数据总线，当双向变换器工作在充电模式时，R为电池的等效电阻，工作在放电模式时，R为双向变换器直流电源侧的等效电阻；第二数据总线将接收到的数据均传送至第一运算器和第二运算器；第一运算器输出端连接第二选通器的第一输入端；第二运算器的输出端连接第二选通器的第二输入端；比例器的输出端连接第二比较器的正输入端，第二比较器的输出端连接第二选通器的第三输入端；第一比较器的输出端分别连接第二选通器的第四输入端及第一选通器的第一输入端；第二选通器的输出端连接第一数据总线；第一数据总线将收到的数据均送至第三运算器和第四运算器，第三运算器的输出端连接第一选通器的第二输入端，第四运算器的输出端连接第一选通器的第三输入端，第一选通器的输出端连接PWM信号发生器，得到第一～第四开关管的驱动信号。
进一步的，对于第一选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至PWM信号发生器，具体过程如下：
当第一比较器的输出为1时，将第四运算器的输出送至PWM信号发生器；当第一比较器的输出为0时，将第三运算器的输出送至PWM信号发生器；
对于第二选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值和第二比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至第一数据总线，具体过程如下：
当第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为1，或第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为0时，将第一运算器的输出送至第一数据总线；当第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为1，或第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为0时，将第二运算器的输出送至第一数据总线。
进一步的，比例器的比例系数为2，时间调整常数Tj的值为1/100000。
进一步的，所述第一运算器和第二运算器均根据收得到的数据计算时间变量t2，t1；对于第一运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure BDA0003445875930000031
对于第二运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure BDA0003445875930000032
对于第三运算器和第四运算器，均具有3个输出量，分别为ton、toff及tdead，ton为开关管开通时间，toff为开关管关断时间，tdead为死区时间；对于第三运算器，输出量为：ton＝t0，toff＝t2，tdead＝t1，其中，t0为对电流传感器采集到的电感电流进行PI调节后得到的时间变量；对于第四运算器，输出量为：ton＝t2，toff＝t0，tdead＝t1。
进一步的，当双向变换器处于充电状态时，如果参考电压Uref小于直流电源电压Ui，则第一开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第一开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第二开关管驱动信号与第一开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第一开关管和第二开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平；
当参考电压Uref大于等于直流电源电压Ui时，第四开关管驱动信号按当前时刻第一选通器地输出高频动作，第四开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第三开关管驱动信号与第四开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第四开关管和第三开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平；
当双向变换器处于放电状态时，如果参考电压Uref小于电池电压U0，则第三开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第三开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第四开关管驱动信号与第三开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第三开关管和第四开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平；
当参考电压Uref大于等于电池电压U0时，第二开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第二开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第一开关管驱动信号与第二开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第二开关管和第一开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平。
采用上述技术方案带来的有益效果：
(1)本发明使四开关升降压双向变换器工作在临界导通模式，并根据当前负载大小自适应调节开关周期和死区时间，实现全范围的零电压开通，相比于传统SPWM调制降低了开关损耗，并提高了该四开关升降压双向变换器的功率变换效率；
(2)发明中临界导通模式的实现不需要高精度的电流检测器，降低了硬件成本，控制逻辑简单，易于编程实现；
(3)本发明可使变换器在高开关频率下仍具有较高的效率，有利于四开关升降压双向变换器设备的高功率密度化。
附图说明
图1为本发明所涉及的四开关升降压双向变换器的拓扑图；
图2为专利“CN 106100412”提出的临界导通模式调制策略图；
图3为论文“Wang K,Zhu H,Wu J,et al.Adaptive Driving Scheme for ZVS andMinimizing Circulating Current in MHz CRM Converters[J].IEEE Transactions onPower Electronics,2021,36(4):3633-3637.”提出基于体二极管导通检测电路的自适应驱动策略图；
图4为本发明四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制策略结构图；
图5为本发明四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制策略在数字控制器中的实施流程图；
图6为本发明四开关升降压双向变换器充电模式的工作模态，其中图(a)为变换器升压运行时开关管S1导通电感充电模态图，图(b)为变换器升压运行时开关管S1关断后至开关管S2导通前的死区模态图，图(c)为变换器升压运行时开关管S2导通电感电流续流的模态图，图(d)为变换器升压运行时开关管S2关断后至S1导通前的死区模态图，图(e)为变换器升压运行时S1导通前的续流模态图，图(f)为变换器降压运行时开关管S3导通电感充电模态图，图(g)为变换器降压运行时开关管S3关断后至开关管S4导通前的死区模态图，图(h)为变换器降压运行时开关管S4导通电感电流续流的模态图，图(i)为变换器降压运行时开关管S4关断后至S3导通前的死区模态图，图(j)为变换器降压运行时S3导通前的续流模态图；
图7为本发明四开关升降压双向变换器放电模式的工作模态，其中图(a)为变换器升压运行时开关管S4导通电感充电模态图，图(b)为变换器升压运行时开关管S4关断后至开关管S3导通前的死区模态图，图(c)为变换器升压运行时开关管S3导通电感电流续流的模态图，图(d)为变换器升压运行时开关管S3关断后至S4导通前的死区模态图，图(e)为变换器升压运行时S4导通前的续流模态图，图(f)为变换器降压运行时开关管S1导通电感充电模态图，图(g)为变换器降压运行时开关管S1关断后至开关管S2导通前的死区模态图，图(h)为变换器降压运行时开关管S2导通电感电流续流的模态图，图(i)为变换器降压运行时开关管S2关断后至S1导通前的死区模态图，图(j)为变换器降压运行时S1导通前的续流模态图；
图8为本发明四开关升降压双向变换器全数字软开关控制下的仿真波形。
附图标记说明：1：直流电源；2：输入母线电容；3：升降压四开关变换器；4：输出滤波电容；5：电池；6：全数字软开关控制电路。
具体实施方式
下面将结合附图，对本发明的技术方案进行详细说明。
本发明涉及的四开关升降压双向变换器的软开关控制电路，如图4所示。该四开关升降压双向变换器包括直流电源1、母线电容2、升降压四开关变换器3、滤波电容4和电池5。控制电路为全数字软开关控制电路6。所述全数字软开关控制电路包括两个电压传感器、一个电流传感器、两个减法器、两个数据总线、四个运算器、电压调节器、电流调节器、一个乘法器、两个比较器、两个选通器、一个比例器以及一个PWM信号发生器；具体如下：
第一电压传感器采样直流电源的电压Ui，并分别与第一比较器的负输入端、第二比较器的负输入端及第二数据总线连接；第二电压传感器采样负载电阻的电压U0，其输出端第一比较器的正输入端、比例器的输入端以及第二数据总线连接，如图4所示当四开关升降压双向变换器工作在充电状态时，第二电压传感器的输出还与第一减法器的负输入端连接；电流传感器采样滤波电感上的电流，并与第二减法器的负输入端连接；第一减法器的正输入端连接电压参考值Uref，第一减法器的输出端连接电压调节器的输入端，电压调节器的输出端连接第二减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，第一乘法器的另一个输入端接入时间调整常数Tj，第一乘法器的输出端连接第一数据总线；常数π、负载电阻的四开关升降压变换器输出端的等效电阻值R(当双向变换器工作在充电模式时，R为电池的等效电阻，工作在放电模式时，R为双向变换器直流电源侧的等效电阻)、第一～第四开关管的结电容值Cs及滤波电感值L均接入至第二数据总线，第二数据总线将接收到的数据均传送至第一运算器和第二运算器，第一运算器输出端连接第二选通器的第一输入端，第二运算器的输出端连接至第二选通器的第二输入端，比例器的输出端连接第二比较器的正输入端，第二比较器的输出端连接第二选通器的第三输入端，第一比较器的输出端分别连接第二选通器的第四输入端及第一选通器的第一输入端；第二选通器的输出端连接第一数据总线，第一数据总线将收到的数据均送至第三运算器和第四运算器，第三运算器的输出端连接第一选通器的第二输入端，第四运算器的输出端连接第一选通器的第三输入端，第一选通器的输出端连接脉宽调制PWM信号发生器，得到第一～第四开关管的驱动信号ugs1～ugs4。
本实施例中如果四开关升降压双向变换器工作在放电状态时，第一电压传感器输出端与第一比较器的负输入端、第二比较器的负输入端及第二数据总线连接的同时，还与第一减法器的负输入端连接；此时第二电压传感器的输出不与第一减法器的负输入端连接，但仍然与第一比较器的正输入端、比例器的输入端以及第二数据总线连接。
在本实施例中，采用如下优选技术方案：
对于第一选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至PWM信号发生器，具体过程如下：
当第一比较器的输出为1时，将第四运算器的输出送至PWM信号发生器；当第一比较器的输出为0时，将第三运算器的输出送至PWM信号发生器；
对于第二选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值和第二比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至第一数据总线，具体过程如下：
当第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为1或第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为0时，将第一运算器的输出送至第一数据总线；当第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为1或第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为0时，将第二运算器的输出送至第一数据总线。
比例器的比例系数为2，时间调整常数Tj的值为1/100000。
所述第一运算器和第二运算器均根据收得到的数据计算时间变量t2，t1；对于第一运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure BDA0003445875930000071
对于第二运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure BDA0003445875930000072
对于第三运算器和第四运算器，均具有3个输出量，分别为ton、toff及tdead；对于第三运算器，其输出按照下式进行计算：ton＝t0，toff＝t2，tdead＝t1，其中，ton为开关管开通时间，toff为开关管关断时间，tdead为死区时间；t0为对电流传感器采集到的电感电流进行PI调节后得到的时间常数；对于第四运算器，其输出按照下式进行计算：ton＝t2，toff＝t0，tdead＝t1。
当全数字软开关控制电路处于充电状态时，如果参考电压Uref小于直流电源电压Ui，则第一开关管驱动信号按当前时刻第一选通器地输出高频动作，其导通时间为ton，关断时间为toff，第二开关管驱动信号与第一开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第一开关管和第二开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平；当输出参考电压Uref大于等于直流电源电压Ui时，第四开关管驱动信号按当前时刻第一选通器地输出高频动作，其导通时间为ton，关断时间为toff，第三开关管驱动信号与第四开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第四开关管和第三开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平。
当全数字软开关控制电路处于放电状态时，如果输出参考电压Uref小于电池电压U0，则第三开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，其导通时间为ton，关断时间为toff，第四开关管驱动信号与第三开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第三开关管和第四开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平；
当输出参考电压Uref大于等于电池电压U0时，第二开关管驱动信号按当前时刻第一选通器地输出高频动作，其导通时间为ton，关断时间为toff，第一开关管驱动信号与第二开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第二开关管和第一开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平。
图5所示为本发明在数字控制器中的实施流程图。
首先，传感器采样输入电压Ui、输出电压uo和电感电流，对电感电流进行控制后得到一时间长度t0。然后，判断输入电压Ui和两倍的输出电压2uo之间大小关系，若Ui>2uo,则按
Figure BDA0003445875930000081
计算t1和t2，否则则按
Figure BDA0003445875930000082
计算t1和t2；进一步地，判断输入电压Ui和输出电压uo之间大小关系，以确定电路是工作在升压模式还是降压模式，若电路工作在降压模式，即Ui<uo，则令下一开关周期内第一开关管S1的导通时间ton等于t0，关断时间toff等于t2，第一开关管和第二开关管之间的死区时间tdead等于t1，否则令下一开关周期内第四开关管S4的导通时间ton等于t2，关断时间toff等于t0，第四开关管和第三开关管之间的死区时间tdead等于t1。最后，将得到的下一周期开关管的导通时间、关断时间和死区时间送至正确的驱动电路。
当采用本发明所提出的四开关升降压双向变换器的软开关控制策略后，该变换器在一个负载范围内的开关模态如图6所示。
当全数字软开关控制电路处于充电状态时，若四开关升降压双向变换器工作在升压模式下，当第四开关管S4导通时，电感电流流经第一开关管S1和第四开关管S4(见图6中的(a)，第四开关管S4的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；导通时间结束后第四开关管S4关断，电路进入死区时间tdead，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流经第一开关管S1、第三开关管S3的体二极管和负载电阻续流(见图6中的(b))；当死区时间tdead结束后，第三开关管S3导通，电感电流经第一开关管S1和第三开关管S3续流(见图6中的(c))；第三开关管S3的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff。toff结束后，第三开关管S3关断，此时电感电流为一非正值，电路进入死区时间，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流一路流经第四开关管S4的结电容，使第四开关管S4的结电容放电，第四开关管S4的漏源电压开始下降至0，另一路流经第三开关管S3的结电容，使第三开关管S3的结电容充电，第三开关管S3的漏源电压开始上升至Ui(见图6中的(d))。当第四开关管S4的漏源电压降低至0且死区时间tdead没有结束时，电感电流经第一开关管S1、第四开关管S4的体二极管和负载电阻续流并线性下降(见图6中的(e))；因死区时间由计算公式根据电路的在整个负载范围内动态调整，故死区时间结束时第四开关管S4的漏源电压可恰好降低至0，避免了第四开关管S4产生体二极管导通损耗。
若四开关升降压双向变换器工作在降压模式下，当第一开关管S1导通时，电感电流流经第一开关管S1和第三开关管S3(见图6中的(f))，第一开关管S1的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；导通时间结束后第一开关管S1关断，电路进入死区时间tdead，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流经第二开关管S2、负载电阻和第三开关管S3的体二极管续流(见图6中的(g))；当死区时间tdead结束后，第二开关管S2导通，电感电流经第一开关管S1和第二开关管S2续流(见图6中的(h))；第二开关管S2的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff。toff结束后，第二开关管S2关断，此时电感电流为一非正值，电路进入死区时间，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流一路流经第一开关管S1的结电容，使第一开关管S1的结电容放电，第一开关管S1的漏源电压开始下降至0，另一路流经第二开关管S2的结电容，使第二开关管S2的结电容充电，第二开关管S2的漏源电压开始上升至Ui(见图6中的(i))。当第一开关管S1的漏源电压降低至0且死区时间没有结束时，电感电流经第一开关管S1、第三开关管S3的体二极管和负载电阻续流(见图6中的(j))；因死区时间由计算公式根据电路的在整个负载范围内动态调整，故死区时间结束时第一开关管S1的漏源电压可恰好降低至0，避免了第一开关管S1产生体二极管导通损耗。
当全数字软开关控制电路处于放电状态时，若四开关升降压双向变换器工作在升压模式下，当第二开关管S2导通时，电感电流流经第三开关管S3和第二开关管S2(见图7中的(a)，第二开关管S2的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；导通时间结束后第二开关管S2关断，电路进入死区时间tdead，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流经第三开关管S3、第一开关管S1的体二极管和负载电阻续流(见图7中的(b))；当死区时间tdead结束后，第一开关管S1导通，电感电流经第三开关管S3和第一开关管S1续流(见图7中的(c))；第一开关管S1的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff。toff结束后，第一开关管S1关断，此时电感电流为一非正值，电路进入死区时间，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流一路流经第二开关管S2的结电容，使第二开关管S2的结电容放电，第二开关管S2的漏源电压开始下降至0，另一路流经第一开关管S1的结电容，使第一开关管S1的结电容充电，第一开关管S1的漏源电压开始上升至Ui(见图7的中(d))。当第二开关管S2的漏源电压降低至0且死区时间tdead没有结束时，电感电流经第三开关管S3、第二开关管S2的体二极管和负载电阻续流并线性下降(见图7中的(e))；因死区时间由计算公式根据电路的在整个负载范围内动态调整，故死区时间结束时第二开关管S2的漏源电压可恰好降低至0，避免了第二开关管S2产生体二极管导通损耗。
若四开关升降压双向变换器工作在降压模式下，当第三开关管S3导通时，电感电流流经第三开关管S3和第一开关管S1(见图7中的(f))，第三开关管S3的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的导通时间ton；导通时间结束后第三开关管S3关断，电路进入死区时间tdead，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流经第四开关管S4、负载电阻和第一开关管S1的体二极管续流(见图7中的(g))；当死区时间tdead结束后，第四开关管S4导通，电感电流经第三开关管S3和第四开关管S4续流(见图7中的(h))；第四开关管S4的导通时间为上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的关断时间toff。toff结束后，第四开关管S4关断，此时电感电流为一非正值，电路进入死区时间，该死区时间等于上一开关周期结束时软开关控制回路计算出的死区时间tdead，电感电流一路流经第三开关管S3的结电容，使第三开关管S3的结电容放电，第三开关管S3的漏源电压开始下降至0，另一路流经第四开关管S4的结电容，使第四开关管S4的结电容充电，第四开关管S4的漏源电压开始上升至Ui(见图7中的(i))。当第三开关管S3的漏源电压降低至0且死区时间没有结束时，电感电流经第三开关管S3、第一开关管S1的体二极管和负载电阻续流(见图7中的(j))；因死区时间由计算公式根据电路的在整个负载范围内动态调整，故死区时间结束时第三开关管S3的漏源电压可恰好降低至0，避免了第三开关管S3产生体二极管导通损耗。
根据本发明的技术方案搭建了仿真模型，得到了在本发明所提控制策略下的仿真波形，如图8所示。其中iL，iout，ugs1和uds1分别为电感电流、输出电流、第一开关管S1的栅源电压和漏源电压。仿真波形表明，本发明提出的四开关升降压双向变换器全数字软开关控制方案可实现开关管的零电压开通，这将有助于提升变换器的效率和功率密度，证明了本发明的正确性和实用性。
实施例仅为说明本发明的技术思想，不能以此限定本发明的保护范围，凡是按照本发明提出的技术思想，在技术方案基础上所做的任何改动，均落入本发明保护范围之内。

Claims (5)

1.四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，所述四开关升降压双向变换器包括滤波电容、滤波电感、第一～第四开关管，电池以及相互并联的直流电源和母线电容，母线电容的正极连接第一开关管的漏极，母线电容的负极连接第二和第四开关管的源极，第一开关管的源极作为第一公共端连接第二开关管的漏极，第三开关管的源极作为第二公共端连接第四开关管的漏极，第一公共端经滤波电感连接第二公共端，第三开关管的漏极连接滤波电容的正极，第四开关管的源极连接滤波电容的负极，电池与滤波电容并联；
其特征在于：该全数字软开关控制电路包括第一，第二电压传感器、电流传感器、第一，第二减法器、第一，第二数据总线、第一～第四运算器、电压调节器、电流调节器、第一乘法器、第一，第二比较器、第一，第二选通器、比例器和PWM信号发生器；
第一电压传感器采样直流电源的电压Ui，第一电压传感器的输出端与第一比较器的负输入端、第二比较器的负输入端及第二数据总线连接，当双向变换器工作在放电状态时，第一电压传感器的输出端还与第一减法器的负输入端连接；第二电压传感器采样电池的电压U0，第二电压传感的输出端与第一比较器的正输入端、比例器的输入端、第二数据总线连接，当双向变换器工作在充电状态时，第二电压传感的输出端还与第一减法器的负输入端连接；电流传感器采样滤波电感上的电流，并与第二减法器的负输入端连接；第一减法器的正输入端连接电压参考值Uref，第一减法器的输出端连接电压调节器的输入端，电压调节器的输出端连接第二减法器的正输入端，第二减法器的输出端连接电流调节器的输入端，电流调节器的输出端连接第一乘法器的一个输入端，第一乘法器的另一个输入端接入时间调整常数Tj，第一乘法器的输出端连接第一数据总线；常数π、电阻值R、第一～第四开关管的结电容值Cs及滤波电感值L均接入至第二数据总线，当双向变换器工作在充电模式时，R为电池的等效电阻，工作在放电模式时，R为双向变换器直流电源侧的等效电阻；第二数据总线将接收到的数据均传送至第一运算器和第二运算器；第一运算器输出端连接第二选通器的第一输入端；第二运算器的输出端连接第二选通器的第二输入端；比例器的输出端连接第二比较器的正输入端，第二比较器的输出端连接第二选通器的第三输入端；第一比较器的输出端分别连接第二选通器的第四输入端及第一选通器的第一输入端；第二选通器的输出端连接第一数据总线；第一数据总线将收到的数据均送至第三运算器和第四运算器，第三运算器的输出端连接第一选通器的第二输入端，第四运算器的输出端连接第一选通器的第三输入端，第一选通器的输出端连接PWM信号发生器，得到第一～第四开关管的驱动信号。
2.根据权利要求1所述的四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，其特征在于：对于第一选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至PWM信号发生器，具体过程如下：
当第一比较器的输出为1时，将第四运算器的输出送至PWM信号发生器；当第一比较器的输出为0时，将第三运算器的输出送至PWM信号发生器；
对于第二选通器，根据当前第一比较器的输出端逻辑值和第二比较器的输出端逻辑值将相应的运算器的输出信号输入至第一数据总线，具体过程如下：
当第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为1，或第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为0时，将第一运算器的输出送至第一数据总线；当第一比较器的输出为1且第二比较器的输出为1，或第一比较器的输出为0且第二比较器的输出为0时，将第二运算器的输出送至第一数据总线。
3.根据权利要求1所述的四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，其特征在于：比例器的比例系数为2，时间调整常数Tj的值为1/100000。
4.根据权利要求1所述的四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，其特征在于：所述第一运算器和第二运算器均根据收得到的数据计算时间变量t2，t1；对于第一运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure FDA0003445875920000021
对于第二运算器，根据如下公式计算时间变量t2，t1：
Figure FDA0003445875920000022
对于第三运算器和第四运算器，均具有3个输出量，分别为ton、toff及tdead，ton为开关管开通时间，toff为开关管关断时间，tdead为死区时间；对于第三运算器，输出量为：ton＝t0，toff＝t2，tdead＝t1，其中，t0为对电流传感器采集到的电感电流进行PI调节后得到的时间变量；对于第四运算器，输出量为：ton＝t2，toff＝t0，tdead＝t1。
5.根据权利要求4所述的四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路，其特征在于：当双向变换器处于充电状态时，如果参考电压Uref小于直流电源电压Ui，则第一开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第一开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第二开关管驱动信号与第一开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第一开关管和第二开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平；
当参考电压Uref大于等于直流电源电压Ui时，第四开关管驱动信号按当前时刻第一选通器地输出高频动作，第四开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第三开关管驱动信号与第四开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第四开关管和第三开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平；
当双向变换器处于放电状态时，如果参考电压Uref小于电池电压U0，则第三开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第三开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第四开关管驱动信号与第三开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第三开关管和第四开关管之间的死区时间为tdead，第一开关管驱动信号为高电平、第二开关管驱动信号为低电平；
当参考电压Uref大于等于电池电压U0时，第二开关管驱动信号按当前时刻第一选通器的输出高频动作，第二开关管导通时间为ton，关断时间为toff，第一开关管驱动信号与第二开关管驱动信号呈互补状态高频动作，第二开关管和第一开关管之间的死区时间为tdead，第三开关管驱动信号为高电平、第四开关管驱动信号为低电平。
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