CN115001275A - 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法 - Google Patents

级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法 Download PDF

Info

Publication number
CN115001275A
CN115001275A CN202210804929.4A CN202210804929A CN115001275A CN 115001275 A CN115001275 A CN 115001275A CN 202210804929 A CN202210804929 A CN 202210804929A CN 115001275 A CN115001275 A CN 115001275A
Authority
CN
China
Prior art keywords
switch
current
buck
boost converter
output power
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
CN202210804929.4A
Other languages
English (en)
Inventor
朱思润
韩伟健
薄志强
刘青
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Hebei University of Technology
Original Assignee
Hebei University of Technology
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Hebei University of Technology filed Critical Hebei University of Technology
Priority to CN202210804929.4A priority Critical patent/CN115001275A/zh
Publication of CN115001275A publication Critical patent/CN115001275A/zh
Pending legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0067—Converter structures employing plural converter units, other than for parallel operation of the units on a single load
    • H02M1/007—Plural converter units in cascade
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/088—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the simultaneous control of series or parallel connected semiconductor devices
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明为一种级联Buck+Boost变换器的软开关‑最小电流轨迹控制方法，首先将调制区域分为七个工作区域，控制变换器只在第二、四、六、七工作区域内运行；然后，获取在各个工作区域内运行的变换器的电感电流有效值和输出功率，并计算标幺化电感电流有效值和输出功率；最后，软开关‑最小电流轨迹控制器根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件以及各个工作区域对应的标幺化电感电流有效值和输出功率，建立每个工作区域对应的优化模型，通过对优化模型进行求解，得到调制变量(DA，DB，φ)和平均电感电流参考值Iref。将电感电流最小化作为约束条件之一，无需引入复杂的三维查找表，同时使电感电流有效值最小，降低了变换器的开关损耗及导通损耗。

Description

级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法
技术领域
本发明属于双向直流-直流变换器控制技术领域，特别是涉及一种级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法。
背景技术
多电化、全电化是未来航空领域的重要发展趋势，是实现飞机轻量化、降低燃油消耗、提高系统可靠性和维护性的有效手段。与交流电源系统相比，270V/540V高压直流电源系统具有损耗低、重量轻、可靠性高等优点，已在小型作战平台中被成功应用，成为多电飞机电源系统的主要架构之一。多电飞机电源系统中通常需要配置电池储能单元，以实现起动飞机引擎、应急供电保障、瞬态功率补偿等功能。双向直流-直流变换器作为电池储能单元的核心设备之一，其性能优劣直接决定了电池储能单元能否充分发挥其效能。级联Buck+Boost变换器具有结构简单、双向功率传输、升/降压变换、控制灵活等特点，在多电飞机储能系统中具有广阔的应用前景。
多电飞机电源系统中的高压直流母线电压与电池组电压的波动范围宽，即双向直流-直流变换器的输入电压和输出电压波动范围宽，给变换器的高效率运行带来了严峻挑战，使变换器功率密度的提升受到制约。目前，级联Buck+Boost变换器的控制方式主要包括硬开关控制、辅助网络软开关控制和无辅助网络软开关控制，硬开关控制造成的高开关损耗问题难以满足电力电子装置的高频化需求；辅助网络软开关控制需要添加额外的元件及驱动电路，进而导致导通损耗增加，增加了电路复杂度和控制难度；无辅助网络软开关控制无需添加任何辅助电路即可实现软开关，但仍存在不足之处，例如电感电流较大导致较高的导通损耗、引入多个三维查找表占据大量存储资源、依赖dc-数MHz宽频电流传感器检测电感电流等。
针对级联Buck+Boost变换器现有软开关控制方法存在的不足，本申请提出一种软开关-最小电流轨迹控制方法，将软开关和导通损耗最小化同时作为约束条件，利用级联Buck+Boost变换器所具备的多个调制变量在全电压范围内实现效率最优，从而有助于实现变换器的高频化、提升其功率密度。
发明内容
针对现有技术的不足，本发明拟解决的技术问题是，提供一种级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法。
本发明解决所述技术问题采用的技术方案如下：
一种级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
第一步、搭建变换器控制系统，包括级联Buck+Boost变换器、软开关-最小电流轨迹控制器、比例控制器、数字信号处理器和控制电路；级联Buck+Boost变换器包括直流电源、输入滤波电容、负载、输出滤波电容、电感、第一桥臂和第二桥臂；第一桥臂包括第一开关和第二开关，第二桥臂包括第三开关和第四开关；
第二步、对级联Buck+Boost变换器进行采样，得到输入电压Vg、输出电压Vo和平均电感电流采样值Iavg；
第三步、首先，将级联Buck+Boost变换器的输出功率参考值Pref、输入电压Vg及输出电压Vo输入到软开关-最小电流轨迹控制器中，得到调制变量(DA，DB，φ)和平均电感电流参考值Iref；
DA、DB分别表示第一开关驱动信号和第三开关驱动信号的占空比，且DA＝MDB，M＝Vo/Vg表示电压转换比，当输入电压Vg大于输出电压Vo时，DA<DB；当输入电压Vg等于输出电压Vo时，DA＝DB；当输入电压Vg小于输出电压Vo时，DA>DB；φ表示第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差；
然后，将平均电感电流参考值Iref与平均电感电流采样值Iavg之间的差值输入到比例积分控制器中，得到第一开关驱动信号占空比偏移量；
最后，将第一开关驱动信号占空比DA与第一开关驱动信号占空比偏移量之和、第三开关驱动信号占空比DB、第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ输入到数字信号处理器中，数字信号处理器根据PWM脉冲宽度调制生成四个开关的驱动信号，控制电路根据驱动信号控制四个开关，实现软开关控制过程；
在第三步中，软开关-最小电流轨迹控制器得到调制变量和平均电感电流参考值的具体过程为：
1)根据级联Buck+Boost变换器第一桥臂和第二桥臂驱动信号之间的相位关系，将调制区域分为七个工作区域；
第一工作区域的范围为：π(DA+DB)≤φ≤π，0≤DB≤1-DA；
第二工作区域的范围为：
Figure BDA0003736609470000021
第三工作区域的范围为：-π(DB-DA)≤φ≤π(DB-DA)，0＜DB≤1；
第四工作区域的范围为：
Figure BDA0003736609470000022
第五工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(DA+DB)，0≤DB≤1-DA；
第六工作区域的范围为：π(2-DA-DB)≤φ≤π，1-DA＜DB≤1；
第七工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(2-DA-DB)，1-DA＜DB≤1；
2)控制级联Buck+Boost变换器只在第二、四、六、七工作区域内运行；对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000023
和输出功率
Figure BDA0003736609470000024
分别为：
Figure BDA0003736609470000025
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000031
和输出功率
Figure BDA0003736609470000032
分别为：
Figure BDA0003736609470000033
式中，Ts表示开关周期，Sφ表示工作点判定系数，
Figure BDA0003736609470000034
假设Vb表示电压基准值，Zb表示阻抗基准值，Ib表示电流基准值，Pb表示输出功率基准值，φb表示相位差基准值，定义各基准值满足下式：
Figure BDA0003736609470000035
式中，
Figure BDA0003736609470000036
表示定义式，ωs表示开关的角频率；
基于上述基准值，对电感电流有效值和输出功率进行标幺化，则对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000037
和标幺化输出功率
Figure BDA0003736609470000038
分别为：
Figure BDA0003736609470000039
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure BDA00037366094700000310
和标幺化输出功率
Figure BDA00037366094700000311
分别为：
Figure BDA00037366094700000312
式中，φN表示标幺化相位差，Iref，N表示标幺化平均电感电流参考值；
3)对于在不同工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件以及各个工作区域对应的标幺化电感电流有效值和标幺化输出功率，建立每个工作区域对应的优化模型；
四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件为：
IQ1_on≤-IZVS,IQ2_on≥IZVS,IQ3_on≥IZVS,IQ4_on≤-IZVS (6)
式中，IQ1_on、IQ2_on、IQ3_on、IQ4_on分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的电感电流，IZVS表示实现零电压导通的临界电流值；
对于在第二工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第二工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000041
式中，IQ1_on，N、IQ2_on，N、IQ3_on，N、IQ4_on，N分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的标幺化电感电流，IZVS，N表示实现零电压导通的标幺化临界电流值，Pref，N表示标幺化输出功率参考值；
对于在第四工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第四工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000042
对于在第六和第七工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000043
运用拉格朗日乘数法对式(7)～(9)的优化模型进行求解，得到不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和b1、l2和b2；
当电压转换比M<1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000044
当电压转换比M＝1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000045
当电压转换比M>1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000051
在不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹b1、b2的解析式均为：
Figure BDA0003736609470000052
式(10)～(13)中，Sp表示输出功率判别系数，
Figure BDA0003736609470000053
当Pref，N＞0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l1和b1；当Pref，N＜0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l2和b2；
根据电压转换比，将级联Buck+Boost变换器的标幺化输出功率参考值Pref，N代入对应的解析式中，得到第三开关驱动信号的占空比DB和标幺化相位差φN；再根据式(14)计算第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ，进而得到调制变量(DA，DB，φ)；
Figure BDA0003736609470000054
同时，根据式(15)计算平均电感电流参考值Iref；
Figure BDA0003736609470000055
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明针对电感电流较大的问题，构建优化模型时将电感电流最小化作为约束条件之一；针对三维查找表需要占据大量存储资源问题，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和不同工作区域对应的标幺化电感电流有效值及输出功率参考值，建立优化模型，并运用拉格朗日乘数法对优化模型进行求解，得到级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹的表达式，无需引入复杂的三维查找表，可在不增加任何辅助元件的前提下，在全电压范围内实现第一～第四开关的零电压导通，同时使电感电流有效值最小，极大程度地降低了级联Buck+Boost变换器的开关损耗及导通损耗。
(2)本发明采用平均电感电流控制，无需依赖dc-数MHz宽频电流感知技术对电感电流的瞬时值进行检测，降低了控制方式对于传感器带宽的要求，实现了变换器的稳定运行和较好的动态响应，同时克服了传统的基于软开关电流直接检测方法对电磁噪声敏感的问题。
附图说明
图1为级联Buck+Boost变换器的电路拓扑图；
图2为本发明的控制流程图；
图3为级联Buck+Boost变换器的工作区域划分图；
图4(a)为在第二工作区域运行的级联Buck+Boost变换器第一桥臂输出电压、第二桥臂输出电压和电感电流的波形图；
图4(b)为在第四工作区域运行的级联Buck+Boost变换器第一桥臂输出电压、第二桥臂输出电压和电感电流的波形图；
图4(c)为在第六工作区域运行的级联Buck+Boost变换器第一桥臂输出电压、第二桥臂输出电压和电感电流的波形图；
图4(d)为在第七工作区域运行的级联Buck+Boost变换器第一桥臂输出电压、第二桥臂输出电压和电感电流的波形图；
图5(a)为电压转换比M<1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流运行轨迹图；
图5(b)为电压转换比M>1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流运行轨迹图；
图5(c)为电压转换比M＝1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流运行轨迹图；
图6(a)为电压转换比M<1时，在标幺化输出功率参考值Pref，N＝0.11工况下的仿真波形图；
图6(b)为电压转换比M<1时，在标幺化输出功率参考值Pref，N＝0.33工况下的仿真波形图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施方式对本发明的技术方案进行详细说明，但并不以此限定本申请的保护范围。
本发明提供一种级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法(简称方法)，包括以下步骤：
第一步、搭建变换器控制系统，包括级联Buck+Boost变换器、软开关-最小电流轨迹控制器、比例控制器、数字信号处理器和控制电路；
图1为级联Buck+Boost变换器的电路拓扑图，包括直流电源、输入滤波电容C1、负载、输出滤波电容C2、电感L、第一桥臂和第二桥臂；第一桥臂包括第一开关Q1和第二开关Q2，第二桥臂包括第三开关Q3和第四开关Q4，第一开关Q1源极作为第一公共端与第二开关Q2漏极连接，第三开关Q3源极作为第二公共端与第四开关Q4漏极连接；直流电源分别与输入滤波电容C1和第一桥臂并联，负载分别与输出滤波电容C2和第二桥臂并联；电感L的一端与第一公共端连接，另一端与第二公共端连接；第一开关Q1与第二开关Q2互补导通；第三开关Q3与第四开关Q4互补导通；
第二步、对级联Buck+Boost变换器进行采样，得到输入电压Vg、输出电压Vo和平均电感电流采样值Iavg；
第三步、首先，将级联Buck+Boost变换器的输出功率参考值Pref、输入电压Vg及输出电压Vo输入到软开关-最小电流轨迹控制器中，得到调制变量(DA，DB，φ)和平均电感电流参考值Iref；
DA、DB分别表示第一开关和第三开关驱动信号的占空比，且DA＝MDB，M＝Vo/Vg表示电压转换比，当输入电压Vg大于输出电压Vo时，DA<DB；当输入电压Vg等于输出电压Vo时，DA＝DB；当输入电压Vg小于输出电压Vo时，DA>DB；φ表示第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差；
然后，将平均电感电流参考值Iref与平均电感电流采样值Iavg之间的差值输入到比例积分控制器中，得到第一开关驱动信号占空比偏移量；
最后，将第一开关驱动信号占空比DA与第一开关驱动信号占空比偏移量之和、第三开关驱动信号占空比DB、第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ输入到数字信号处理器中，数字信号处理器根据PWM脉冲宽度调制生成四个开关的驱动信号，控制电路根据驱动信号控制四个开关，实现软开关控制过程。
第三步中，软开关-最小电流轨迹控制器得到调制变量和平均电感电流参考值的具体过程为：
1)根据级联Buck+Boost变换器第一桥臂和第二桥臂驱动信号之间的相位关系，将调制区域分为如图3所示的七个工作区域；
第一工作区域的范围为：π(DA+DB)≤φ≤π，0≤DB≤1-DA；
第二工作区域的范围为：
Figure BDA0003736609470000071
第三工作区域的范围为：-π(DB-DA)≤φ≤π(DB-DA)，0＜DB≤1；
第四工作区域的范围为：
Figure BDA0003736609470000072
第五工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(DA+DB)，0≤DB≤1-DA；
第六工作区域的范围为：π(2-DA-DB)≤φ≤π，1-DA＜DB≤1；
第七工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(2-DA-DB)，1-DA＜DB≤1；
2)对于在第一工作区域和第五工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，由于相位差φ较大，电感电流峰值大，导致级联Buck+Boost变换器的导通损耗较大；而对于在第三工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，当M<1时，由于第三开关和第四开关导通的电感电流同向，导致第四开关无法实现软开关；当M>1时，由于第一开关和第二开关导通的电感电流同向，导致第二开关无法实现软开关；因此，控制级联Buck+Boost变换器不在第一、三、五工作区域内运行，只在第二、四、六、七工作区域内运行；
对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000073
和输出功率
Figure BDA0003736609470000074
分别为：
Figure BDA0003736609470000081
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000082
和输出功率
Figure BDA0003736609470000083
分别为：
Figure BDA0003736609470000084
式中，Ts表示开关周期，Sφ表示工作点判定系数，
Figure BDA0003736609470000085
假设Vb表示电压基准值，Zb表示阻抗基准值，Ib表示电流基准值，Pb表示输出功率基准值，φb表示相位差基准值，定义各基准值满足下式：
Figure BDA0003736609470000086
式中，
Figure BDA0003736609470000087
表示定义式，ωs表示开关的角频率；
基于上述基准值，对电感电流有效值和输出功率进行标幺化，则对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure BDA0003736609470000088
和标幺化输出功率
Figure BDA0003736609470000089
分别为：
Figure BDA00037366094700000810
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure BDA00037366094700000811
和标幺化输出功率
Figure BDA00037366094700000812
分别为：
Figure BDA00037366094700000813
式中，φN表示标幺化相位差，Iref，N表示标幺化平均电感电流参考值；
3)对于在不同工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件以及各个工作区域对应的标幺化电感电流有效值和标幺化输出功率，建立每个工作区域对应的优化模型；
四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件为：
IQ1_on≤-IZVS,IQ2_on≥IZVS,IQ3_on≥IZVS,IQ4_on≤-IZVS (6)
式中，IQ1_on、IQ2_on、IQ3_on、IQ4_on分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的电感电流，IZVS表示实现零电压导通的临界电流值；
在第二工作区域、第四工作区域、第六工作区域和第七工作区域运行的级联Buck+Boost变换器的第一桥臂输出电压vA、第二桥臂输出电压vB和电感电流iL的波形如图4(a)～(d)所示；
如图4(a)所示，对于在第二工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第二工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000091
式中，IQ1_on，N、IQ2_on，N、IQ3_on，N、IQ4_on，N分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的标幺化电感电流，IZVS，N表示实现零电压导通的标幺化临界电流值，Pref，N表示标幺化输出功率参考值；
如图4(b)所示，对于在第四工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第四工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000092
如图4(c)、(d)所示，对于在第六和第七工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure BDA0003736609470000093
运用拉格朗日乘数法对式(7)～(9)的优化模型进行求解，得到不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和b1、l2和b2；
当电压转换比M<1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000101
当电压转换比M＝1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000102
当电压转换比M>1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure BDA0003736609470000103
在不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹b1、b2的解析式均为：
Figure BDA0003736609470000104
式(10)～(13)中，Sp表示输出功率判别系数，
Figure BDA0003736609470000105
当Pref，N＞0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l1和b1；当Pref，N＜0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l2和b2；
根据电压转换比，将级联Buck+Boost变换器的标幺化输出功率参考值Pref，N代入对应的解析式中，得到第三开关驱动信号的占空比DB和标幺化相位差φN；再根据式(14)计算第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ，进而得到调制变量(DA，DB，φ)；
Figure BDA0003736609470000106
同时，根据式(15)计算平均电感电流参考值Iref；
Figure BDA0003736609470000107
图5(a)～(c)分别为电压转换比M<1、M>1和M＝1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流运行轨迹；当输出功率参考值Pref大于零时，随着输出功率参考值Pref增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹l1变化，直至到达轨迹l1的最大工作点P1；随着输出功率参考值Pref继续增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹b1变化，直至到达轨迹b1的最大工作点P2；当输出功率参考值Pref小于零时，随着输出功率参考值Pref增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹l2变化，直至达到轨迹l2的最大工作点P3；随着输出功率参考值Pref继续增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹b2变化，直至到达轨迹b2的最大工作点P4。
仿真验证：
下面通过仿真验证本发明的控制方法的有效性，主要仿真参数为：输入电压Vg＝270V，输入滤波电容C1＝6.12μF，输出电压Vo＝250V，输出滤波电容C2＝6.12μF，电感L＝12.84μH，开关频率fS＝200kHz，实现零电压导通的临界电流值IZVS＝2A。在标幺化输出功率参考值Pref，N＝0.11(Pref＝500W)和Pref，N＝0.33(Pref＝1500W)两种工况进行验证，分别得到图6(a)、(b)所得的仿真波形图；从图中可以看出，第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的电感电流幅值均大于或等于实现零电压导通的临界电流值IZVS，实现了开关Q1～Q4的零电压开通，同时使电感电流有效值最小化，降低变换器的开关损耗和导通损耗，提高其运行效率。
本发明未述及之处适用于现有技术。

Claims (2)

1.一种级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法，其特征在于，该方法包括以下步骤：
第一步、搭建变换器控制系统，包括级联Buck+Boost变换器、软开关-最小电流轨迹控制器、比例控制器、数字信号处理器和控制电路；级联Buck+Boost变换器包括直流电源、输入滤波电容、负载、输出滤波电容、电感、第一桥臂和第二桥臂；第一桥臂包括第一开关和第二开关，第二桥臂包括第三开关和第四开关；
第二步、对级联Buck+Boost变换器进行采样，得到输入电压Vg、输出电压Vo和平均电感电流采样值Iavg；
第三步、首先，将级联Buck+Boost变换器的输出功率参考值Pref、输入电压Vg及输出电压Vo输入到软开关-最小电流轨迹控制器中，得到调制变量(DA，DB，φ)和平均电感电流参考值Iref；
DA、DB分别表示第一开关驱动信号和第三开关驱动信号的占空比，且DA＝MDB，M＝Vo/Vg表示电压转换比，当输入电压Vg大于输出电压Vo时，DA<DB；当输入电压Vg等于输出电压Vo时，DA＝DB；当输入电压Vg小于输出电压Vo时，DA>DB；φ表示第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差；
然后，将平均电感电流参考值Iref与平均电感电流采样值Iavg之间的差值输入到比例积分控制器中，得到第一开关驱动信号占空比偏移量；
最后，将第一开关驱动信号占空比DA与第一开关驱动信号占空比偏移量之和、第三开关驱动信号占空比DB、第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ输入到数字信号处理器中，数字信号处理器根据PWM脉冲宽度调制生成四个开关的驱动信号，控制电路根据驱动信号控制四个开关，实现软开关控制过程；
在第三步中，软开关-最小电流轨迹控制器得到调制变量和平均电感电流参考值的具体过程为：
1)根据级联Buck+Boost变换器第一桥臂和第二桥臂驱动信号之间的相位关系，将调制区域分为七个工作区域；
第一工作区域的范围为：π(DA+DB)≤φ≤π，0≤DB≤1-DA；
第二工作区域的范围为：
Figure FDA0003736609460000011
第三工作区域的范围为：-π(DB-DA)≤φ≤π(DB-DA)，0＜DB≤1；
第四工作区域的范围为：
Figure FDA0003736609460000012
第五工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(DA+DB)，0≤DB≤1-DA；
第六工作区域的范围为：π(2-DA-DB)≤φ≤π，1-DA＜DB≤1；
第七工作区域的范围为：-π≤φ≤-π(2-DA-DB)，1-DA＜DB≤1；
2)控制级联Buck+Boost变换器只在第二、四、六、七工作区域内运行；对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure FDA0003736609460000021
和输出功率
Figure FDA0003736609460000022
分别为：
Figure FDA0003736609460000023
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，电感电流有效值
Figure FDA0003736609460000024
和输出功率
Figure FDA0003736609460000025
分别为：
Figure FDA0003736609460000026
式中，Ts表示开关周期，Sφ表示工作点判定系数，
Figure FDA0003736609460000027
假设Vb表示电压基准值，Zb表示阻抗基准值，Ib表示电流基准值，Pb表示输出功率基准值，φb表示相位差基准值，定义各基准值满足下式：
Figure FDA0003736609460000028
式中，
Figure FDA0003736609460000029
表示定义式，ωs表示开关的角频率；
基于上述基准值，对电感电流有效值和输出功率进行标幺化，则对于在第二和第四工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure FDA00037366094600000210
和标幺化输出功率
Figure FDA00037366094600000211
分别为：
Figure FDA00037366094600000212
对于在第六和第七工作区域内运行的级联Buck+Boost变换器，标幺化电感电流有效值
Figure FDA00037366094600000213
和标幺化输出功率
Figure FDA00037366094600000214
分别为：
Figure FDA00037366094600000215
式中，φN表示标幺化相位差，Iref，N表示标幺化平均电感电流参考值；
3)对于在不同工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件以及各个工作区域对应的标幺化电感电流有效值和标幺化输出功率，建立每个工作区域对应的优化模型；
四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件为：
IQ1_on≤-IZVS,IQ2_on≥IZVS,IQ3_on≥IZVS,IQ4_on≤-IZVS (6)
式中，IQ1_on、IQ2_on、IQ3_on、IQ4_on分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的电感电流，IZVS表示实现零电压导通的临界电流值；
对于在第二工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第二工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure FDA0003736609460000031
式中，IQ1_on，N、IQ2_on，N、IQ3_on，N、IQ4_on，N分别表示第一开关Q1～第四开关Q4导通时刻的标幺化电感电流，IZVS，N表示实现零电压导通的标幺化临界电流值，Pref，N表示标幺化输出功率参考值；
对于在第四工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和第四工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure FDA0003736609460000032
对于在第六和第七工作区域运行的级联Buck+Boost变换器，根据四个开关导通时刻的电感电流软开关约束条件和工作区域对应的标幺化电感电流有效值与标幺化输出功率，得到优化模型为：
Figure FDA0003736609460000033
运用拉格朗日乘数法对式(7)～(9)的优化模型进行求解，得到不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和b1、l2和b2；
当电压转换比M<1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure FDA0003736609460000034
当电压转换比M＝1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure FDA0003736609460000041
当电压转换比M>1时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹l1和l2的解析式为：
Figure FDA0003736609460000042
在不同电压转换比下，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹b1、b2的解析式均为：
Figure FDA0003736609460000043
式(10)～(13)中，Sp表示输出功率判别系数，
Figure FDA0003736609460000044
当Pref，N＞0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l1和b1；当Pref，N＜0时，级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为l2和b2；
根据电压转换比，将级联Buck+Boost变换器的标幺化输出功率参考值Pref，N代入对应的解析式中，得到第三开关驱动信号的占空比DB和标幺化相位差φN；再根据式(14)计算第一开关驱动信号与第三开关驱动信号的相位差φ，进而得到调制变量(DA，DB，φ)；
Figure FDA0003736609460000045
同时，根据式(15)计算平均电感电流参考值Iref；
Figure FDA0003736609460000046
2.根据权利要求1所述的级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法，其特征在于，所述级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹为：当输出功率参考值大于零时，随着输出功率参考值增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹l1变化，直至到达轨迹l1的最大工作点；随着输出功率参考值继续增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹b1变化，直至到达轨迹b1的最大工作点；当输出功率参考值小于零时，随着输出功率参考值增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹l2变化，直至达到轨迹l2的最大工作点；随着输出功率参考值继续增大，级联Buck+Boost变换器的工作点沿着轨迹b2变化，直至到达轨迹b2的最大工作点。
CN202210804929.4A 2022-07-08 2022-07-08 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法 Pending CN115001275A (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210804929.4A CN115001275A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202210804929.4A CN115001275A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法

Publications (1)

Publication Number Publication Date
CN115001275A true CN115001275A (zh) 2022-09-02

Family

ID=83018944

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202210804929.4A Pending CN115001275A (zh) 2022-07-08 2022-07-08 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN115001275A (zh)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116667638A (zh) * 2023-05-30 2023-08-29 南京理工大学 基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN116667638A (zh) * 2023-05-30 2023-08-29 南京理工大学 基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略
CN116667638B (zh) * 2023-05-30 2024-05-07 南京理工大学 基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN109361318B (zh) 基于dab的单级隔离型pfc变换器直接电流控制系统及控制方法
CN110365205B (zh) 一种高效率图腾柱无桥pfc整流器控制方法
CN106936319B (zh) 一种隔离型三端口双向dc-dc变换器
WO2020206928A1 (zh) Boost AC-DC恒压电源的数字控制方法
CN104038045B (zh) 高功率因数校正控制电路及装置
CN112117888B (zh) 基于过零点电流畸变在线补偿的图腾柱整流器的控制方法
CN114448249A (zh) 四开关升降压双向变换器的全数字软开关控制电路
CN110545037A (zh) Crm升压型pfc变换器电容效应补偿电路和补偿方法
Rajakumari et al. Comparative analysis of DC-DC converters
CN115001275A (zh) 级联Buck+Boost变换器的软开关-最小电流轨迹控制方法
CN113489308B (zh) 无输入电流死区的降压功率因数校正变换器及控制方法
CN114448248A (zh) 耦合电感交错并联四开关升降压双向变换器的控制电路
CN113067489A (zh) 一种基于环流纹波控制的零电压开通并联逆变器的方法和系统
CN111865064B (zh) 一种分段定导通时间控制的crm降压-升降压变换器
CN116979789A (zh) 用于四开关降压-升压变换器的次峰值电流定频控制方法
CN116961400A (zh) 无输入二极管的高效无桥降压型pfc变换器
CN110829823B (zh) 一种提高dcm升压pfc变换器临界电感的装置及方法
CN116317499A (zh) 基于飞跨电容型三电平boost的单相逆变器及控制方法
JP2023549868A (ja) 昇降圧インバータ及びその制御方法
CN114583953A (zh) 一种零纹波储能双向变换器及其控制方法
Liu et al. A Multi-Frequency PCCM ZVS Modulation Scheme for Optimizing Overall Efficiency of Four-Switch Buck-Boost Converter with Wide Input and Output Voltage Ranges
CN108134512B (zh) 一种针对h3imc的注入谐波电流控制方法
CN219779988U (zh) 一种新型Buck功率因数校正变换器
Zhou et al. Adaptive slope compensation technology for current-mode controlled SIDO DC-DC converter in continuous conduction mode
CN113489349B (zh) 一种低压配电网末端低电压治理装置均压电路的控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination