CN116667638A - 基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略 - Google Patents

基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略 Download PDF

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Abstract

本发明公开了基于ZVS四开关Buck‑Boost电路的线性‑非线性峰值电流控制策略。在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据线性补偿网络给出的峰值电感电流参考信号与软开关电流正基准信号，计算电路单个开关周期内各个阶段的时间，进而控制开关管的开关动作使得电路进入稳态。本发明在四开关Buck‑Boost电路启机或负载发生较大跳变等扰动较大的情况下，峰值电流参考信号能快速跟随输出电压产生变化。本发明公开的线性‑非线性峰值电流控制策略具有较强稳定性，能够实现对负载变化的快速跟随，同时具有很强的抗扰动能力。

Description

基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制 策略
技术领域
本发明属于功率变换器控制领域，特别涉及基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略。
背景技术
随着电力电子技术的不断发展，电力电子变换器在各个领域得到了广泛应用。在医疗设备、航空航天、电动汽车、电火花加工等领域，常常要求脉冲电源电路拓扑具有升降压能力。由于隔离型变换器受到变压器的变比设计难以优化、电流控制动态性能不足等问题，其适应性受限，因此在部分场合需要采用非隔离型变换器。四开关Buck-Boost电路在模态自由度与控制灵活性方面格外优异，常常应用于输入电压拥有较大的变化范围且输出电压在输入电压变化范围内的场合。四开关Buck-Boost电路是通过将双管Buck-Boost中的二极管全部换为可控开关演化所得，以H桥结构为基础，前后桥臂开关进行组合工作可得到多个开关模态，使得电路可以在Buck、Boost、Buck-Boost等多种模式下工作。为提高四开关Buck-Boost电路的工作效率，四边形电感电流的工作模式被提出。传统的电流控制方法如PI控制、PID控制等为线性控制，当前周期开关管的占空比值不仅由当前电流值决定，也会受到之前占空比值的影响，这会导致变换器的动态响应速度受到很大的制约。而峰值电流控制作为一种非线性电流控制方法，能使系统的动态性能和稳态性能得到提高，且能够限制最大电流幅值，防止电流过冲，具有复杂度低、精度高、抗干扰能力强等特点。为此，本发明提出一种具有较高动态性能与稳定性基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略。
发明内容
基于现有技术中存在的问题，本发明的目的在于提供基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其主要思想是通过线性补偿网络给出峰值电感电流参考信号，再基于四边形电感电流的工作模式通过非线性峰值电流控制策略提高系统的动态响应速度与稳定性。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于：所述四开关Buck-Boost电路由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和一个电感L组成，所述电感L的两端分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，开关管Q1与开关管Q2互补导通，开关管Q3与开关管Q4互补导通；桥臂上两个开关管需设置死区时间td，其占空比为Dd。
优选的，所述的四开关Buck-Boost电路，T1时间段内，Q1、Q4导通，Q2、Q3截止；T2时间段内，Q1、Q3导通，Q2、Q4截止；T3时间段内，Q2、Q3导通，Q1、Q4截止；T4时间段内，Q2、Q4导通，Q1、Q3截止；当四开关Buck-Boost变换器工作在PDCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3、T4；当四开关Buck-Boost变换器工作在PBCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3。
优选的，所述的四开关Buck-Boost电路，在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据线性补偿网络给出的峰值电感电流参考信号与软开关电流正基准信号，计算电路单个开关周期内各个阶段的时间，进而控制开关管的开关动作使得电路进入稳态，所述控制方法具体步骤如下：
步骤一：采样输入电压uin与输出电压uo，判断电路当前升降压工作状态；
步骤二：根据给定输入电压Uin与输出电压Uo基准值，计算最小软开关电流IZVS；
步骤三：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅰ，得到峰值电感电流参考信号ipeak；
步骤四：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅱ，得到软开关电流正基准信号iZVS+；
步骤五：采样输入电压uin、输出电压uo与电感电流iL，计算单个开关周期内T1、T2、T3时间段的占空比d1、d2、d3；
步骤六：通过占空比d1、d2、d3计算单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4；
步骤七：通过单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4控制开关管Q1～Q4的开关动作；
步骤八：重复上述步骤一至步骤七，实现开关周期的循环。
优选的，所述步骤一中电路当前升降压工作状态具体为：
当uin≥uo时，电路工作状态为降压状态；
当uin＜uo时，电路工作状态为升压状态。
优选的，步骤二的最小软开关电流IZVS具体计算公式为：
IZVS＝2Coss·max{Uin,Uo}/td
式中，Coss为开关管的寄生电容，td为死区时间。
优选的，所述步骤三中的输出峰值电感电流参考信号ipeak需要通过限幅环节对PI补偿网络Ⅰ进行限幅，最小值设置为IZVS，最大值设置为电路所能承受的最大电流。
优选的，所述步骤四中软开关电流正基准信号iZVS+具体为：
当电路工作在PDCM模式时，T1时间段对应的占空比d1小于临界移相占空比Dp_b，负载电流Io小于临界电流Io_b，此时软开关电流正基准信号iZVS+与最小软开关电流IZVS相等；
当电路工作在PBCM模式时，T1时间段对应的占空比d1大于等于临界移相占空比Dp_b，负载电流Io大于等于临界电流Io_b，此时软开关电流正基准信号iZVS+需要跟随功率升高，通过PI补偿网络Ⅱ进行调节；
升压状态下，临界移相占空比Dp_b和临界电流Io_b计算公式为：
式中，Ts为开关周期；
降压状态下，临界移相占空比Dp_b和临界电流Io_b计算公式为：
优选的，所述步骤五中占空比d1、d2、d3具体计算公式为：
当电路工作在升压模式时：
当电路工作在降压模式时：
优选的，步骤六中单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4的具体计算公式为：
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
1.本发明能够在实现基于ZVS四开关Buck-Boost变换器(FSBB)的基础上，可通过数字控制器实现该控制策略降低控制系统的复杂度，并可大幅提高系统的动态响应速度与稳定性；
2.本发明提出的控制策略能够对负载进行快速跟踪响应，且不会造成峰值电流控制所具有的次谐波震荡问题，可有效遏制电路中电流与电压过冲的问题；
3.本发明给出了一个具有宽电压范围的控制策略，能适应宽电压输入和输出；
4.本发明提出的控制策略可适应不同的开关频率、电感等电路参数，适应性好。
附图说明
为了更清楚地说明本发明具体实施方式或现有技术中的技术方案，下面将对具体实施方式或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施方式，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为四开关Buck-Boost电路的拓扑及控制示意图。
图2为四开关Buck-Boost电路工作在升压模式的示意图。
图3为四开关Buck-Boost电路工作在降压模式的示意图。
图4为线性-非线性峰值电流控制PDCM升压ZVS四开关Buck-Boost电路输出电压与电感电流仿真波形。
图5为线性-非线性峰值电流控制升压ZVS四开关Buck-Boost电路由40W的PDCM模式切换至120W的PBCM模式过程中的输出电压与电感电流仿真波形。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
请参阅图1至图3，本发明提供了基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略的实施例：
如图1为四开关Buck-Boost电路的电路拓扑及控制示意图，由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和一个电感L组成，所述电感L的两端分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，开关管Q1与开关管Q2互补导通，开关管Q3与开关管Q4互补导通；桥臂上两个开关管需设置死区时间td，其占空比为Dd；变换器还包括输入电容Cin和输出电容Co，用以滤除开关频率的纹波；T1时间段内，Q1、Q4导通，Q2、Q3截止；T2时间段内，Q1、Q3导通，Q2、Q4截止；T3时间段内，Q2、Q3导通，Q1、Q4截止；T4时间段内，Q2、Q4导通，Q1、Q3截止；当四开关Buck-Boost电路工作在PDCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3、T4；当四开关Buck-Boost电路工作在PBCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3。控制器在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据线性补偿网络给出的峰值电感电流参考信号与软开关电流正基准信号，计算电路单个开关周期内各个阶段的时间，进而控制开关管的开关动作使得电路进入稳态，所述控制方法具体步骤如下：
步骤一：采样输入电压uin与输出电压uo，判断电路当前升降压工作状态。
当uin≥uo时，电路工作状态为降压状态；
当uin＜uo时，电路工作状态为升压状态。
步骤二：根据给定输入电压Uin与输出电压Uo基准值，计算最小软开关电流IZVS：
IZVS＝2Coss·max{Uin,Uo}/td
式中，开关管的寄生电容Coss，死区时间td。
步骤三：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅰ，得到峰值电感电流参考信号ipeak，并对其进行限幅，最小值应设置为IZVS，最大值设置为电路所能承受的最大电流。
步骤四：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅱ，得到软开关电流正基准信号iZVS+；当电路工作在PDCM模式时，软开关电流正基准信号iZVS+与最小软开关电流IZVS相等；当电路工作在PBCM模式时，软开关电流正基准信号iZVS+会跟随功率升高。
步骤五：采样输入电压uin、输出电压uo与电感电流iL，计算单个开关周期内T1、T2、T3时间段的占空比d1、d2、d3；
当电路工作在升压模式时，d1、d2、d3的计算公式为：
当电路工作在降压模式时，d1、d2、d3的计算公式为：
式中，Ts为开关周期；
步骤六：通过占空比d1、d2、d3计算单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4，具体计算公式为：
T4＝Ts-T1-T2-T3
步骤七：通过单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4控制开关管Q1～Q4的开关动作；
步骤八：重复上述步骤一至步骤七，实现开关周期的循环。
通过上述控制方法，可实现如图2、图3所示的不同工作模式下的工作波形。
为了进一步说明本控制策略的优越性，下面给出本发明的一个仿真实例。
根据表1给出的升压四开关Buck-Boost电路参数，用Simulink仿真软件搭建了仿真电路。图4给出了线性-非线性峰值电流控制PDCM升压ZVS四开关Buck-Boost电路输出电压与电感电流仿真波形，输出功率40W，可以看出，启动时电感电流被限幅环节限制在电路所能承受的最大电流15A，电感电流不会出现过冲现象；启机时会暂时以Boost模式工作，通过牺牲ZVS性能实现了输出电压快速到达稳态，没有出现输出电压过冲的问题；在调节速度方面，变换器在0.41ms左右输出电压与电感电流到达稳定状态。图5给出了线性-非线性峰值电流控制升压ZVS四开关Buck-Boost电路由40W的PDCM模式切换至120W的PBCM模式过程中的输出电压与电感电流仿真波形，可以看出，没有出现电压过冲和电流过冲的问题，具有较好的暂态和稳态特性。
表1四开关Buck-Boost电路仿真参数
参数 符号 数值
输入电压 Uin 48V
输出电压 Uo 200V
输出功率 Po 40W/120W
开关频率 fs 500kHz
电感 L 10μH
输出电容 Co 4.7μF
死区占空比 Dd 2％
开关管寄生电容 Coss 106pF
以上所述实施例仅表达了本申请的几种实施方式，其描述较为具体和详细，但并不能因此而理解为对发明专利范围的限制。应当指出的是，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本申请构思的前提下，还可以做出若干变形和改进，这些都属于本申请的保护范围。因此，本申请专利的保护范围应以所附权利要求为准。

Claims (9)

1.基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于：所述四开关Buck-Boost电路由四个开关管Q1、Q2、Q3、Q4和一个电感L组成，所述电感L的两端分别与开关管Q1、Q2的桥臂中点以及开关管Q3、Q4的桥臂中点连接，开关管Q1与开关管Q2互补导通，开关管Q3与开关管Q4互补导通；桥臂上两个开关管需设置死区时间td，其占空比为Dd。
2.根据权利要求1所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，所述的四开关Buck-Boost电路：T1时间段内，Q1、Q4导通，Q2、Q3截止；T2时间段内，Q1、Q3导通，Q2、Q4截止；T3时间段内，Q2、Q3导通，Q1、Q4截止；T4时间段内，Q2、Q4导通，Q1、Q3截止；当四开关Buck-Boost电路工作在PDCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3、T4；当四开关Buck-Boost电路工作在PBCM模式时，单个开关周期内的工作阶段有T1、T2、T3。
3.根据权利要求1所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于：所述的四开关Buck-Boost电路在电感电流、输入电压、输出电压进行反馈闭环控制的基础上，根据线性补偿网络给出的峰值电感电流参考信号与软开关电流正基准信号，计算电路单个开关周期内各个阶段的时间，进而控制开关管的开关动作使得电路进入稳态，所述控制方法的具体步骤如下：
步骤一：采样输入电压uin与输出电压uo，判断电路当前升降压工作状态；
步骤二：根据给定输入电压Uin与输出电压Uo基准值，计算最小软开关电流IZVS；
步骤三：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅰ，得到峰值电感电流参考信号ipeak；
步骤四：采样输出电压uo，并与给定输出电压基准Uo进行比较，将误差信号输入至基于PI补偿器所设计的补偿网络Ⅱ，得到软开关电流正基准信号iZVS+；
步骤五：采样输入电压uin、输出电压uo与电感电流iL，计算单个开关周期内T1、T2、T3时间段的占空比d1、d2、d3；
步骤六：通过占空比d1、d2、d3计算单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4；
步骤七：通过单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4控制开关管Q1～Q4的开关动作；
步骤八：重复上述步骤一至步骤七，实现开关周期的循环。
4.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，所述步骤一中判断电路当前升降压工作状态具体为：
当uin≥uo时，电路工作状态为降压状态；
当uin＜uo时，电路工作状态为升压状态。
5.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，所述步骤二中最小软开关电流IZVS的具体计算公式为：
IZVS＝2Coss·max{Uin,Uo}/td
式中，Coss为开关管的寄生电容，td为死区时间。
6.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，所述步骤三中的峰值电感电流参考信号ipeak需要通过限幅环节对PI补偿网络I进行限幅，最小值设置为IZVS，最大值设置为电路所能承受的最大电流。
7.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，所述步骤四中软开关电流正基准信号iZVS+具体为：
当电路工作在PDCM模式时，T1时间段对应的占空比d1小于临界移相占空比Dp_b，负载电流Io小于临界电流Io_b，此时软开关电流正基准信号iZVS+与最小软开关电流IZVS相等；
当电路工作在PBCM模式时，T1时间段对应的占空比d1大于等于临界移相占空比Dp_b，负载电流Io大于等于临界电流Io_b，此时软开关电流正基准信号iZVS+需要跟随功率升高，通过PI补偿网络Ⅱ进行调节；
升压状态下，临界移相占空比Dp_b和临界电流Io_b计算公式为：
式中，Ts为开关周期；
降压状态下，临界移相占空比Dp_b和临界电流Io_b计算公式为：
8.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，步骤五中占空比d1、d2、d3的具体计算公式为：
当电路工作在升压模式时：
当电路工作在降压模式时：
9.根据权利要求3所述的基于ZVS四开关Buck-Boost电路的线性-非线性峰值电流控制策略，其特征在于，步骤六中单个开关周期内4个阶段的实际时间T1、T2、T3、T4的具体计算公式为：
T4＝Ts-T1-T2-T3。
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