CN115528916A

CN115528916A - 一种四开关buck-boost变换器的控制电路及控制方法

Info

Publication number: CN115528916A
Application number: CN202210461173.8A
Authority: CN
Inventors: 方向
Original assignee: Ecu Electronics Industrial Co ltd
Current assignee: Ecu Electronics Industrial Co ltd
Priority date: 2022-04-28
Filing date: 2022-04-28
Publication date: 2022-12-27

Abstract

本发明公开了升降压变换器领域的一种四开关buck‑boost变换器的控制电路及控制方法，四开关buck‑boost变换器包括开关管S1～S4、输入电容CB、输出电容Co、电感L，其中开关管S1、S2构成前桥臂，开关管S3、S4构成后桥臂，电感L连接在前桥臂与后桥臂之间；控制方法包括：采样获得四开关buck‑boost变换器的输入电压Vin与输出电压Vo；输入电压Vin反馈到后PWM控制电路，后PWM控制电路输出占空比为Da的驱动信号控制开关管S4的通断，开关管S3、S4互补导通；输入电压Vin与输出电压Vo反馈到前PWM控制电路，前PWM控制电路输出占空比为D的驱动信号控制开关管S1的通断，开关管S1、S2互补导通；前PWM控制电路与后PWM控制电路工作同步同频。本发明所提出的控制方法具有成本低、效率高的特点。

Description

一种四开关buck-boost变换器的控制电路及控制方法

技术领域

本发明涉及升降压变换器领域，具体是一种四开关buck-boost变换器的控制电路及控制方法。

背景技术

电气和电子设备及系统通常需要将输入电压转换为输出电压，输出电压可能高于、低于或近似等于输入电压。例如，在由燃料电池或直流电池供电的系统中，输出电压可能会随着应用的时间或负载而变化。由于其输出电压在某一时间可能高于或低于所需电压，因此通常需要保持输出电压的恒定性，而不受燃料电池或电池输出电压变化的影响。对于这类电源管理问题，同极性BOB变换器是最佳解决方案。它提供了上述功能，更适合于不需要隔离、输出电压相对于输入电源没有极性反转的燃料电池或电池电源系统的应用。

同极性BOB变换器，也即同极性Buck-or-Boost变换器，又称四开关buck-boost变换器，很少在公开刊物上报道。传统buck-boost电路不适合输出电压与输入源极性反转的应用，对于同极性BOB变换器，主要包括一个开关控制器，带有四个开关管S1～S4，可在高于、低于或等于buck模式、boost模式或buck-boost模式下的输出电压的输入电压下工作。在上述任何模式下，一个开关管将始终关闭，以便完全实现降压或升压调节。

同极性BOB变换器基于H桥拓扑结构，与其他桥式拓扑类似，每条支路(S1和S2或S3和S4)上的每对开关管都由互补信号驱动。一种常规策略是，其中对角对开关管S1和S4由相同的占空比D控制，因此输出-输入电压比由：D/(1-D)给出。采用这种策略，BOB变换器的效率很低，开关损耗可能是Buck或Boost变换器的两倍。

申请人针对技术问题提出改进方案。

发明内容

为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：

一种四开关buck-boost变换器的控制方法，四开关buck-boost变换器包括开关管S1～S4、输入电容CB、输出电容Co、电感L，其中开关管S1、S2构成前桥臂，开关管S3、S4构成后桥臂，电感L连接在前桥臂与后桥臂之间；控制方法包括：

采样获得四开关buck-boost变换器的输入电压Vin与输出电压Vo；

输入电压Vin反馈到后PWM控制电路，所述后PWM控制电路输出占空比为Da的驱动信号控制开关管S4的通断，所述开关管S3、S4互补导通；

输入电压Vin与输出电压Vo反馈到前PWM控制电路，所述前PWM控制电路输出占空比为D的驱动信号控制开关管S1的通断，所述开关管S1、S2互补导通；

所述前PWM控制电路与后PWM控制电路工作同步同频。

进一步的，预设电压参考值Vinref，当采样的输入电压Vin小于电压参考值Vinref时，所述后PWM控制电路输出的驱动信号的占空比Da按照设定的参数随着输入电压Vin的增大而减小，直至输入电压Vin与电压参考值Vinref相等，占空比Da的值随着输入电压Vin的继续增大而保持恒定。

进一步的，所述前PWM控制电路输出的驱动信号的占空比D按照如下关系式变化：

一种实现上述控制方法的控制电路，包括前PWM控制电路、后PWM控制电路、同步控制电路、输入电压采集电路、输出电压采集电路、前桥驱动电路及后桥驱动电路，所述输入电压采集电路、输出电压采集电路分别用于采集输入电压Vin与输出电压Vo；输入电压采集电路的输出端连接前PWM控制电路与后PWM控制电路的输入，输出电压采集电路的输出端连接所述前PWM控制电路的输入端，后PWM控制电路的输出端通过后桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器后桥臂中的两个开关管的受控端，前PWM控制电路的输出端通过前桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器前桥臂中的两个开关管的受控端，所述前PWM控制电路与后PWM控制电路均与同步控制电路连接，并通过同步控制电路实现同步同频控制。

有益效果：本发明提出了一种新颖的控制方法及控制电路，可以很容易地通过使用常规的PWM控制电路来实现。使用这种控制策略，当输入电压从最大值变为最小值时，四开关buck-boost变换器可以在降压模式(Vin>Vo)、升压模式(Vin<Vo)或降压升压模式(Vin＝Vo)下自适应工作。无需特殊的时序控制，即可按照设定的占空比D、Da轻松实现上述工作模式之间的连续转换，非常适合输出电压在输入电压范围内的应用。根据所提出的控制方法，所有开关管都在固定频率PWM模式下工作。上述控制方法确保了传递函数的连续，这使得四开关buck-boost变换器更适合应用。

附图说明

图1为四开关buck-boost变换器的电路拓扑图；

图2为本发明开关管S1～S4在buck、buck-boost、boost模式下的控制时序图；

图3为本发明D、Da和Vin的关系曲线；

图4为本发明的系统控制架构图；

图5为将Da近似修改为输入电压的非线性关系时D&Da和Vin的关系曲线；

图6a为满负载条件下buck模式(Vin>Vo)下开关管S1和S4的电感电流、驱动信号变化图；

图6b为满负载条件下boost模式(Vin<Vo)下开关管S1和S4的电感电流、驱动信号变化图；

图7a为满负载条件下开关管S1和S2开关的Vds波形图；

图7b为满负载条件下开关管S3和S4开关的Vds波形图。

具体实施方式

下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

参见图1，四开关buck-boost变换器包括开关管S1～S4、输入电容CB、输出电容Co、电感L，其中开关管S1、S2构成前桥臂，开关管S3、S4构成后桥臂，电感L连接在前桥臂与后桥臂之间。输入电容CB连接在四开关buck-boost变换器的输入侧，输出电容Co连接在四开关buck-boost变换器的输出侧。

一种四开关buck-boost变换器的控制方法，包括：

输入电压Vin反馈到后PWM控制电路，后PWM控制电路输出占空比为Da的驱动信号控制开关管S4的通断，开关管S3、S4互补导通。

输入电压Vin与输出电压Vo反馈到前PWM控制电路，前PWM控制电路输出占空比为D的驱动信号控制开关管S1的通断，开关管S1、S2互补导通。

前PWM控制电路与后PWM控制电路工作同步同频。

上述方法通过四开关buck-boost变换器的控制电路实现，包括前PWM控制电路、后PWM控制电路、同步控制电路、输入电压采集电路、输出电压采集电路、前桥驱动电路及后桥驱动电路，输入电压采集电路、输出电压采集电路分别用于采集输入电压Vin与输出电压Vo；输入电压采集电路的输出端连接前PWM控制电路与后PWM控制电路的输入，输出电压采集电路的输出端连接前PWM控制电路的输入端，后PWM控制电路的输出端通过后桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器后桥臂中的两个开关管的受控端，前PWM控制电路的输出端通过前桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器前桥臂中的两个开关管的受控端，前PWM控制电路与后PWM控制电路均与同步控制电路连接，并通过同步控制电路实现同步同频控制。其中PWM控制电路可以采用常规的PWM控制芯片实现，例如UC3843等实现，同步控制电路则可采用如定时器电路等实现，以实现两个PWM控制电路的同频控制，

如图2所示，(a)、(b)、(c)三图分别显示了在buck模式、buck-boost模式和boost模式下工作的四开关buck-boost变换器中各开关管在上述控制方法下的一种拟定控制时序。如图2所示，无论四开关buck-boost变换器在哪种模式下工作，四开关buck-boost变换器的开关管都具有相同的定时控制顺序，控制电路根据输入电压的变化自动改变占空比D、Da，从而自适应改变工作模式。

以buck模式(如图2(a)所示)为例，为便于说明工作原理，开关管S1、S4同时显示为接通。但实际上，开关管S4可以在开关管S1导通之后滞后导通，这对系统运行几乎没有影响。在分析之前，假设四开关buck-boost变换器有一定的重负载，这总是导致电感L的正电流。四开关buck-boost变换器的工作过程如下：

[t0～t1]：输入阶段。在t＝t0时，开关管S1、S4同时接通。四开关buck-boost变换器开始“输入阶段”。在该输入阶段，输入电压VIn通过开关管S1、S4在电感L上增加，电感电流iL以等于Vin/L的斜率线性增加：

[t1～t3]：输入输出阶段。在t＝t1时，开关管S4关闭。开关管S3的体二极管开始导通，然后开关管S3在t＝t2的零电压条件下自然导通。该阶段持续到开关管S1在t＝t3时关闭。在t1和t3之间的时间间隔内，输入电压Vin和电感L中存储的能量一起将能量传递给负载。电感电流iL以等于(Vin-Vo)/L的斜率线性增加：

[t3～t6]：续流阶段。在t＝t3时，开关管S1断开。开关管S2的体二极管先导通，然后开关管S2在零电压条件下在t＝t4自然导通。在该阶段，输出电压Vo在电感L上增加，电感电流iL以等于Vo/L的斜率减小：

在t＝t5时，开关管S2关闭。由于在假定的重负载条件下，电感器的电流为正，所以在开关管S1导通之前，电感电流iL由开关管S2的体二极管传导，一直继续到t＝t6。t6之后，新的功率转换循环开始。在四开关buck-boost变换器轻载或空载时，开关管S2导通后或“输入阶段”开始前，电感电流iL为负，由开关管S1的体二极管导通。

表1、2显示了所有开关管的开关状态，如转换器的部分ZVS状态。

表1重载下开关状态

表2轻载下开关状态

在重载条件下，只有开关管S2、S3可以实现零电压开关，在轻载条件下，所有开关管都只能实现零电压开启。不能实现零电压关断。

buck模式与其他两种模式的唯一区别是电感的电压波形和电流波形。在boost模式下，开关管S3开启后，电感L两端的电压为负，电感电流iL以等于(Vo-Vin)/L的斜率线性减小。在buck-boost模式下，开关管S3开启后，电感L两端的电压为零，而电感电流iL将保持恒定。

根据上述控制方法，如果忽略死区时间因素，在电感电流iL连续的情况下，四开关buck-boost变换器进入稳态时的增益表达式为：

为了便于论述，设定Vin＝18～40VDC，Vo＝24VDC，由于后PWM控制电路仅根据反馈的输入电压Vin，输出占空比Da控制开关管S4的通断，因此占空比Da可以设定为输入电压Vin的函数：

此时，可以推导出四开关buck-boost变换器进入稳态时的增益表达式为：

根据上述表达式可得出图3所示的D、Da、Vin的关系曲线图。如图4所示，可以得出，占空比Da与占空比D之间存在对应关系。通过前馈控制的方式控制输入电压Vin，将导致占空比Da的变化，进而影响输出电压Vo，导致占空比D的变化，从而调节开关管S1的占空比和输出电压。因此前PWM控制电路根据反馈的输入电压Vin与输出电压Vo，通过反馈控制的方式调节占空比D，可以实现对输出电压Vo的调节。

本申请采用双占空比的控制方法，增加了四开关buck-boost变换器控制的灵活性。在不同的工作模式下，占空比Da、占空比D的匹配程度将会影响四开关buck-boost变换器的效率。例如，在buck模式下，如果占空比Da较小，或开关管S4经常关闭，则开关管S3的工作占空比将较大，或者开关管S3经常导通。此时，输入电源的能量将直接传递到负载，四开关buck-boost变换器在buck模式下可以获得更高的效率。同时，如果占空比Da减小，占空比D将增大，开关管S2的导通时间将降低，此时四开关buck-boost变换器在boost模式下也可以获得更高的效率。

因此，占空比Da的数值较低，有助于提高输入范围内整个系统的效率。但是，如果占空比Da过小，占空比D将过大，例如，假设Vin＝18V，Da＝0.2，此时D将大于1，否则四开关buck-boost变换器无法在低输入电压下提供正常的输出电压。此外，过大的稳态D不利于四开关buck-boost变换器的动态性能，因此需要在追求高效率与良好性能之间权衡。

针对此，在一些优选的实施方式中，如图5所示，占空比Da近似为输入电压Vin的非线性关系，以便提高系统效率。可以预设电压参考值Vinref，当采样的输入电压Vin小于电压参考值Vinref时，后PWM控制电路输出的驱动信号的占空比Da随着输入电压Vin的增大而减小，直至输入电压Vin与电压参考值Vinref相等，占空比Da的值随着输入电压Vin的继续增大而保持恒定。图5中，Vinref＝30V，如果输入电压Vin大于30V，则占空比Da保持在一个恒定的低值，此时，占空比D将随着输入电压Vin的变化而变化。图5与图3进行对比，可得出，占空比Da的降低会导致占空比D的增加。

下面采用一个250W(18V～40Vin，24Vo/10.5A)的燃料电池电源验证上述控制方法。

图6a、图6b分别显示了满负载条件下buck模式(Vin>Vo)和boost模式(Vin<Vo)下开关管S1和S4的电感电流和驱动信号变化图，验证了图2所示的控制时序。在该实施例中，开关管S4相对S1滞后一段时间后导通。

图7a、图7b分别显示为开关管S1与S2、S3与S4在满负载条件下的Vds电压波形图，从图7a中可发现，开关管S1、S2开关之间的尖峰电压相对较高。该尖峰与不良布局有关，该布局将杂散电感引入开关管S1和S2构成的前桥臂。

本发明提出了一种新颖而简单的BOB变换器控制方法，具有以下特点。

首先，本发明采用了双占空比控制方案、反馈控制和前馈控制方法，增加了系统的控制灵活性。其次，前PWM控制电路、后控制电路均可以使用通用的控制电路，来实现所有开关管的定时控制。控制电路简单，除了控制器、驱动器和一些无源元件外，几乎不需要额外的元件。第三，当输入电压从其最大值变化到其最小值时，本发明所提出的控制方法可以确保两个占空比连续变化，即使是在从一种工作模式到另一种工作模式的时间内。除上述优点外，开关部分零电压条件的固有能力和低压额定开关的选择使系统具有实现高效率设计的潜力。综上所述，本发明所提出的控制方法具有成本低、效率高的特点，使四开关buck-boost变换器更适合应用于燃料电池或任何其他电力系统。

虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。

故以上所述仅为本申请的较佳实施例，并非用来限定本申请的实施范围；即凡依本申请的权利要求范围所做的各种等同变换，均为本申请权利要求的保护范围。

Claims

1.一种四开关buck-boost变换器的控制方法，四开关buck-boost变换器包括开关管S1～S4、输入电容CB、输出电容Co、电感L，其中开关管S1、S2构成前桥臂，开关管S3、S4构成后桥臂，电感L连接在前桥臂与后桥臂之间；其特征在于，控制方法包括：

采样获得四开关buck-boost变换器的输入电压Vin与输出电压Vo；

所述前PWM控制电路与后PWM控制电路工作同步同频。

2.根据权利要求1所述的一种四开关buck-boost变换器的控制方法，其特征在于，预设电压参考值Vinref，当采样的输入电压Vin小于电压参考值Vinref时，所述后PWM控制电路输出的驱动信号的占空比Da随着输入电压Vin的增大而减小，直至输入电压Vin与电压参考值Vinref相等，占空比Da的值随着输入电压Vin的继续增大而保持恒定。

3.根据权利要求1所述的一种四开关buck-boost变换器的控制方法，其特征在于，所述前PWM控制电路输出的驱动信号的占空比D按照如下关系式变化：

4.一种用于实现权利要求1的控制方法的控制电路，其特征在于，包括前PWM控制电路、后PWM控制电路、同步控制电路、输入电压采集电路、输出电压采集电路、前桥驱动电路及后桥驱动电路，所述输入电压采集电路、输出电压采集电路分别用于采集输入电压Vin与输出电压Vo；输入电压采集电路的输出端连接前PWM控制电路与后PWM控制电路的输入，输出电压采集电路的输出端连接所述前PWM控制电路的输入端，后PWM控制电路的输出端通过后桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器后桥臂中的两个开关管的受控端，前PWM控制电路的输出端通过前桥驱动电路连接四开关buck-boost变换器前桥臂中的两个开关管的受控端，所述前PWM控制电路与后PWM控制电路均与同步控制电路连接，并通过同步控制电路实现同步同频控制。