CN115811229A - 一种四开关Buck-Boost双向控制方法 - Google Patents

一种四开关Buck-Boost双向控制方法 Download PDF

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胡春松
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Abstract

本发明提供了电力电子技术领域的一种四开关Buck‑Boost双向控制方法，包括：步骤S10、设定电压增益阈值G1、G2、G3、G4，设定开关管的开关频率阈值fh、f l；步骤S20、设定工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck‑Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，并分别与一电压增益区间和开关频率匹配；步骤S30、电池恒压环与电池恒流环的输出经过恒压恒流切换选择后，向电感电流环输入电感电流参考值I L*；步骤S40、电感电流环获取电感电流实际值I L，基于I L*和I L的误差输出电压增益G；步骤S50、基于电压增益G匹配工作模式；步骤S60、基于工作模式及死区补偿占空比输出脉冲信号g1、g2、g3、g4。本发明的优点在于：极大的提升了工作模式切换的效率以及充放电过渡的平滑性。

Description

一种四开关Buck-Boost双向控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，特别指一种四开关Buck-Boost双向控制方法。
背景技术
电池充放电的常规拓扑为Buck电路或Boost电路，该类电路的特点是：充电时运行在Buck模式(降压运行)，放电时运行在Boost模式(升压运行)，不能实现升压下充电，也不能实现降压下放电。
四开关Buck-Boost拓扑结合了Buck电路与Boost电路的优点，可以根据输入电压、输出电压的范围进行升降压运行，即进行工作模式转换；但是，传统的四开关Buck-Boost拓扑在工作模式转换过程中(Buck模式转Boost模式，或Boost模式转Buck模式)，4个开关管均工作在较高的开关频率上，增加了开关管的损耗，造成整机效率降低，且仅适用于电感电流大于0的情况(充电工况)，未考虑电感电流小于0的情况(放电工况)。
因此，如何提供一种四开关Buck-Boost双向控制方法，实现提升工作模式切换的效率以及充放电过渡的平滑性，尤其是在输入输出电压接近时，成为一个亟待解决的技术问题。
发明内容
本发明要解决的技术问题，在于提供一种四开关Buck-Boost双向控制方法，实现提升工作模式切换的效率以及充放电过渡的平滑性。
本发明是这样实现的：一种四开关Buck-Boost双向控制方法，包括如下步骤：
步骤S10、设定电压增益阈值G1、G2、G3以及G4，且G1＜G2＜1＜G3＜G4；设定开关管的开关频率阈值fh以及fl，且fh/4≤fl≤fh/2；
步骤S20、设定四开关Buck-Boost拓扑的工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck-Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，且各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配；
步骤S30、电池恒压环与电池恒流环的输出经过恒压恒流切换选择后，向电感电流环输入电感电流参考值IL*；
步骤S40、电感电流环获取电感L的电感电流实际值IL，电感电流环的电感电流控制器GiL基于IL*和IL的误差，向模式控制模块输出电压增益G；
步骤S50、模式控制模块基于所述电压增益G以及电压增益区间匹配对应的工作模式；
步骤S60、模式控制模块基于所述工作模式以及死区补偿模块输出的死区补偿占空比，向4个开关管分别输出脉冲信号g1、g2、g3、g4，进而对四开关Buck-Boost拓扑进行双向控制。
进一步地，所述步骤S10中，还设定频率滞回区间H1和频率滞回区间H2；
所述频率滞回区间H1用于防止高频Buck模式和低频Buck模式频繁来回切换；所述频率滞回区间H2用于防止低频Boost模式和高频Boost模式频繁来回切换。
进一步地，所述步骤S20中，所述各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配具体为：
当电压增益G＜电压增益阈值G1时，以开关频率阈值fh运行在高频Buck模式；
当电压增益阈值G1≤电压增益G＜电压增益阈值G2时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck模式；
当电压增益阈值G2≤电压增益G＜电压增益阈值G3时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck-Boost模式；
当电压增益阈值G3≤电压增益G＜电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fl运行在低频Boost模式；
当电压增益G≥电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fh运行在高频Boost模式。
进一步地，所述步骤S20中，所述高频Buck模式以及低频Buck模式下，开关管Q1和开关管Q2以互补PWM方式进行工作，且开关管Q3处于导通状态，开关管Q4处于关断状态；
所述低频Buck-Boost模式下，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4均以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1和开关管Q2互补，开关管Q3和开关管Q4互补；所述低频Buck-Boost模式为低频Buck模式和低频Boost模式按照预设比例组合进行交替工作；
所述低频Boost模式以及高频Boost模式下，开关管Q3和开关管Q4以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1处于导通状态，开关管Q2处于关断状态。
进一步地，所述步骤S40中，所述电压增益G的取值范围为[0,3]。
进一步地，所述步骤S60中，所述脉冲信号g1、脉冲信号g2、脉冲信号g3、脉冲信号g4分别用于控制开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的工作。
进一步地，所述步骤S60中，所述死区补偿占空比的计算过程如下：
设定第一电感电流阈值ILbu-dwlit、第二电感电流阈值ILbu-uplit、第三电感电流阈值ILbo-dwlit、第四电感电流阈值ILbo-uplit；
实时计算电感电流峰值ILpeak、电感电流谷值ILvalley、电感电流平均值ILave；
运行在高频Buck模式以及低频Buck模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDbuck＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDbuck＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
当ILvalley＞ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，ΔDbuck＝(1-ILvalley/ILbu-dwlit)*(Td/Ts)；
当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，ΔDbuck＝0；
当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＜ILbu-uplit时，ΔDbuck＝(ILpeak/ILbu-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDbuck表示Buck桥臂的死区补偿占空比；Td表示死区时间；Ts表示开关管的开关周期；
运行在低频Boost模式以及高频Boost模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDboost＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDboost＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
当ILvalley＞ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝(1-ILvalley/ILbo-dwlit)*(Td/Ts)；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝0；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＜ILbo-uplit时，ΔDboost＝(ILpeak/ILbo-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDboost表示Boost桥臂的死区补偿占空比。
本发明的优点在于：
1、通过设定四开关Buck-Boost拓扑的工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck-Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，且各工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配，即5个工作模式中仅有两个工作模式工作在高频状态下，其余工作模式均工作在低频状态下，降低了开关管的开关频率，极大的减小了开关管的损耗，进而极大的提升了工作模式切换的效率。
2、通过对模式控制模块的输出进行死区补偿，实现在不同充放电工况与不同负载电流下，死区补偿的平滑过渡，让计算的占空比与实际的占空比完全一致，进而极大的提升了充放电过渡的平滑性，极大的提升了四开关Buck-Boost拓扑运行的稳定性。
附图说明
下面参照附图结合实施例对本发明作进一步的说明。
图1是本发明一种四开关Buck-Boost双向控制方法的流程图。
图2是本发明四开关Buck-Boost拓扑的电路图。
图3是本发明的流程示意图。
图4是本发明工作模式切换的示意图。
图5是本发明Buck桥臂驱动的波形示意图。
图6是本发明死区补偿占空比计算情况一的波形示意图。
图7是本发明死区补偿占空比计算情况二的波形示意图。
图8是本发明死区补偿占空比计算情况三的波形示意图。
具体实施方式
本申请实施例中的技术方案，总体思路如下：在Buck模式与Boost模式间转换时，通过降低开关管的开关频率以提升工作模式切换的效率；通过死区补偿模块，实时计算死区补偿占空比对模式控制模块的输出进行死区补偿，让计算的占空比与实际的占空比完全一致，以提升充放电过渡的平滑性。
请参照图1至图8所示，本发明需使用如下一种四开关Buck-Boost拓扑，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4分别组成两个桥臂，开关管Q1与开关管Q2组成buck桥臂1，开关管Q3与开关管Q4组成boost桥臂2，两个桥臂的中点通过一个电感L连接；输入与输出分别接有电容Cin与电容Cout，输入与输出共地；输出直接连接电池系统。
本发明一种四开关Buck-Boost双向控制方法的较佳实施例，包括如下步骤：
步骤S10、设定电压增益阈值G1、G2、G3以及G4，且G1＜G2＜1＜G3＜G4；设定开关管的开关频率阈值fh以及fl，且fh/4≤fl≤fh/2；
步骤S20、设定四开关Buck-Boost拓扑的工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck-Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，且各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配；
步骤S30、电池恒压环与电池恒流环的输出经过恒压恒流切换选择后，向电感电流环输入电感电流参考值IL*；
步骤S40、电感电流环获取电感L的电感电流实际值IL，电感电流环的电感电流控制器GiL基于IL*和IL的误差，向模式控制模块输出电压增益G；
步骤S50、模式控制模块基于所述电压增益G以及电压增益区间匹配对应的工作模式；
步骤S60、模式控制模块基于所述工作模式以及死区补偿模块输出的死区补偿占空比，向4个开关管分别输出脉冲信号g1、g2、g3、g4，进而对四开关Buck-Boost拓扑进行双向控制。
所述步骤S10中，还设定频率滞回区间H1和频率滞回区间H2；
所述频率滞回区间H1用于防止高频Buck模式和低频Buck模式频繁来回切换；所述频率滞回区间H2用于防止低频Boost模式和高频Boost模式频繁来回切换。
所述步骤S20中，所述各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配具体为：
当电压增益G＜电压增益阈值G1时，以开关频率阈值fh运行在高频Buck模式；
当电压增益阈值G1≤电压增益G＜电压增益阈值G2时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck模式；
当电压增益阈值G2≤电压增益G＜电压增益阈值G3时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck-Boost模式；
当电压增益阈值G3≤电压增益G＜电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fl运行在低频Boost模式；
当电压增益G≥电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fh运行在高频Boost模式。
所述步骤S20中，所述高频Buck模式以及低频Buck模式下，开关管Q1和开关管Q2以互补PWM方式进行工作，且开关管Q3处于导通状态，开关管Q4处于关断状态；
所述低频Buck-Boost模式下，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4均以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1和开关管Q2互补，开关管Q3和开关管Q4互补；所述低频Buck-Boost模式为低频Buck模式和低频Boost模式按照预设比例组合进行交替工作，例如第一个开关周期工作在低频Buck模式，下一个开关周期工作在低频Boost模式，依次交替循环工作；
所述低频Boost模式以及高频Boost模式下，开关管Q3和开关管Q4以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1处于导通状态，开关管Q2处于关断状态。
所述步骤S40中，所述电压增益G的取值范围为[0,3]。
所述步骤S60中，所述脉冲信号g1、脉冲信号g2、脉冲信号g3、脉冲信号g4分别用于控制开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的工作。
所述步骤S60中，所述死区补偿占空比的计算过程如下：
以Buck桥臂互补PWM方式为例说明，Boost桥臂工作模式的原理类似。
同一个桥臂中，由于担心上下开关管直通短路，会在上下开关管的驱动中加入死区时间，驱动波形如图5所示。
按图2中电流所示方向，充电时，电感电流IL＞0，在一个开关周期Ts内，死区1与死区2的时间内，电感电流通过开关管Q2的反并联二极管，造成U1节点的电压在两段死区时间为0，实际开关管Q1的占空比为
Figure BDA0003943690680000071
放电时，电感电流IL＜0，死区1与死区2的时间内，电感电流通过开关管Q1的反并联二极管，造成U1节点的电压在死区时间为Uin，实际开关管Q1的占空比为
Figure BDA0003943690680000072
Figure BDA0003943690680000073
为经过模式控制模块计算出的占空比，Dg1为实际情况中的占空比。可见在充放电模式下，死区对控制效果有着截然相反的影响。同时，当高低频切换时，由于死区时间不变，但是开关周期发生变化，如果不加死区补偿，会造成实际占空比在高低频切换时发生剧烈波动，造成不稳定。
电感电流在一个周期内为三角波，根据电感电流的波形可得：
ILpeak+ILvalley＝2*ILave；
ILpeak-ILvalley＝(Uin-Uout)*D*Ts/L；
由上式可得：
ILpeak＝ILave+(Uin-Uout)*D*Ts/2L；
ILvalley＝ILave-(Uin-Uout)*D*Ts/2L；
采用数字控制，驱动脉冲用对称PWM生成方式，可以在电感电流平均值时刻采样，获得电感电流平均值，由于加上死区补偿后，实际开关管Q1的占空比D可以用计算值
Figure BDA0003943690680000081
等效替代。Uin和Uout为输入输出电压。通过处理器可以实时计算电感电流的峰谷值。
设定第一电感电流阈值ILbu-dwlit、第二电感电流阈值ILbu-uplit、第三电感电流阈值ILbo-dwlit、第四电感电流阈值ILbo-uplit；
根据上述方法，实时计算电感电流峰值ILpeak、电感电流谷值ILvalley、电感电流平均值ILave；
运行在高频Buck模式以及低频Buck模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDbuck＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDbuck＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
如图6所示，当ILvalley＞ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，在死区时间1内，对U1节点电压造成影响，损失的占空比是Td/Ts，但是在死区时间2内，增加的占空比为(ILvalley/ILbu-dwlit)*(Td/Ts)，所以ΔDbuck＝(1-ILvalley/ILbu-dwlit)*(Td/Ts)；
如图7所示，当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，在死区时间1内，对U1节点电压造成影响，损失的占空比是Td/Ts，但是在死区时间2内，增加的占空比是Td/Ts，在同一个开关周期，两个死区时间作用相互抵消，所以ΔDbuck＝0；
如图8所示，当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＜ILbu-uplit时，在死区时间1内，对U1节点电压造成影响，损失的占空比是(ILpeak/ILbu-uplit)*(Td/Ts)，但是在死区时间2内，增加的占空比是Td/Ts，所以在同一个开关周期内，ΔDbuck＝(ILpeak/ILbu-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDbuck表示Buck桥臂的死区补偿占空比；Td表示死区时间；Ts表示开关管的开关周期；
运行在低频Boost模式以及高频Boost模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDboost＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDboost＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
当ILvalley＞ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝(1-ILvalley/ILbo-dwlit)*(Td/Ts)；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝0；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＜ILbo-uplit时，ΔDboost＝(ILpeak/ILbo-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDboost表示Boost桥臂的死区补偿占空比。
根据模式控制的高频与低频模式，Ts应选择对应的开关周期，这样高低频间可以做到平滑切换。
综上所述，本发明的优点在于：
1、通过设定四开关Buck-Boost拓扑的工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck-Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，且各工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配，即5个工作模式中仅有两个工作模式工作在高频状态下，其余工作模式均工作在低频状态下，降低了开关管的开关频率，极大的减小了开关管的损耗，进而极大的提升了工作模式切换的效率。
2、通过对模式控制模块的输出进行死区补偿，实现在不同充放电工况与不同负载电流下，死区补偿的平滑过渡，让计算的占空比与实际的占空比完全一致，进而极大的提升了充放电过渡的平滑性，极大的提升了四开关Buck-Boost拓扑运行的稳定性。
虽然以上描述了本发明的具体实施方式，但是熟悉本技术领域的技术人员应当理解，我们所描述的具体的实施例只是说明性的，而不是用于对本发明的范围的限定，熟悉本领域的技术人员在依照本发明的精神所作的等效的修饰以及变化，都应当涵盖在本发明的权利要求所保护的范围内。

Claims (7)

1.一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：包括如下步骤：
步骤S10、设定电压增益阈值G1、G2、G3以及G4，且G1＜G2＜1＜G3＜G4；设定开关管的开关频率阈值fh以及fl，且fh/4≤fl≤fh/2；
步骤S20、设定四开关Buck-Boost拓扑的工作模式包括高频Buck模式、低频Buck模式、低频Buck-Boost模式、低频Boost模式以及高频Boost模式，且各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配；
步骤S30、电池恒压环与电池恒流环的输出经过恒压恒流切换选择后，向电感电流环输入电感电流参考值IL*；
步骤S40、电感电流环获取电感L的电感电流实际值IL，电感电流环的电感电流控制器GiL基于IL*和IL的误差，向模式控制模块输出电压增益G；
步骤S50、模式控制模块基于所述电压增益G以及电压增益区间匹配对应的工作模式；
步骤S60、模式控制模块基于所述工作模式以及死区补偿模块输出的死区补偿占空比，向4个开关管分别输出脉冲信号g1、g2、g3、g4，进而对四开关Buck-Boost拓扑进行双向控制。
2.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S10中，还设定频率滞回区间H1和频率滞回区间H2；
所述频率滞回区间H1用于防止高频Buck模式和低频Buck模式频繁来回切换；所述频率滞回区间H2用于防止低频Boost模式和高频Boost模式频繁来回切换。
3.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S20中，所述各所述工作模式分别与一电压增益区间和开关频率匹配具体为：
当电压增益G＜电压增益阈值G1时，以开关频率阈值fh运行在高频Buck模式；
当电压增益阈值G1≤电压增益G＜电压增益阈值G2时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck模式；
当电压增益阈值G2≤电压增益G＜电压增益阈值G3时，以开关频率阈值fl运行在低频Buck-Boost模式；
当电压增益阈值G3≤电压增益G＜电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fl运行在低频Boost模式；
当电压增益G≥电压增益阈值G4时，以开关频率阈值fh运行在高频Boost模式。
4.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S20中，所述高频Buck模式以及低频Buck模式下，开关管Q1和开关管Q2以互补PWM方式进行工作，且开关管Q3处于导通状态，开关管Q4处于关断状态；
所述低频Buck-Boost模式下，开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3和开关管Q4均以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1和开关管Q2互补，开关管Q3和开关管Q4互补；所述低频Buck-Boost模式为低频Buck模式和低频Boost模式按照预设比例组合进行交替工作；
所述低频Boost模式以及高频Boost模式下，开关管Q3和开关管Q4以互补PWM方式进行工作，且开关管Q1处于导通状态，开关管Q2处于关断状态。
5.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S40中，所述电压增益G的取值范围为[0,3]。
6.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S60中，所述脉冲信号g1、脉冲信号g2、脉冲信号g3、脉冲信号g4分别用于控制开关管Q1、开关管Q2、开关管Q3、开关管Q4的工作。
7.如权利要求1所述的一种四开关Buck-Boost双向控制方法，其特征在于：所述步骤S60中，所述死区补偿占空比的计算过程如下：
设定第一电感电流阈值ILbu-dwlit、第二电感电流阈值ILbu-uplit、第三电感电流阈值ILbo-dwlit、第四电感电流阈值ILbo-uplit；
实时计算电感电流峰值ILpeak、电感电流谷值ILvalley、电感电流平均值ILave；
运行在高频Buck模式以及低频Buck模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDbuck＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDbuck＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
当ILvalley＞ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，ΔDbuck＝(1-ILvalley/ILbu-dwlit)*(Td/Ts)；
当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＞ILbu-uplit时，ΔDbuck＝0；
当ILvalley＜ILbu-dwlit且ILpeak＜ILbu-uplit时，ΔDbuck＝(ILpeak/ILbu-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDbuck表示Buck桥臂的死区补偿占空比；Td表示死区时间；Ts表示开关管的开关周期；
运行在低频Boost模式以及高频Boost模式时：
当ILvalley≥0时，ΔDboost＝Td/Ts；
当ILpeak≤0时，ΔDboost＝-Td/Ts；
当ILvalley＜0，ILpeak＞0时，分为如下3种情况：
当ILvalley＞ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝(1-ILvalley/ILbo-dwlit)*(Td/Ts)；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＞ILbo-uplit时，ΔDboost＝0；
当ILvalley＜ILbo-dwlit且ILpeak＜ILbo-uplit时，ΔDboost＝(ILpeak/ILbo-uplit-1)*(Td/Ts)；
其中，ΔDboost表示Boost桥臂的死区补偿占空比。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN116014862A (zh) * 2023-03-28 2023-04-25 江西清华泰豪三波电机有限公司 一种充电控制方法、充电装置和计算机可读存储介质

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