CN110429817B - 一种用于双向直流变换器的双环控制电路和方法 - Google Patents
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Abstract
本发明公开一种用于双向直流变换器的双环控制电路和方法，所述双环控制电路包括外环电路、内环电路、驱动波形产生电路和双向直流变换器，所述外环电路包括电压外环控制器、正向电流外环控制器、隔离选通电路、取负电路和反向电流外环控制器，驱动波形产生电路包括比较器、斯密特反相器、两路死区电路和两路放大电路。本电路经过外环电路和内环电路控制，输出精度高，稳定性好，同时正反向自动切换，无需人为操作干预。所述方法完成了双向直流变换器快速高稳定性运行且正向恒压、正向恒流、反向恒压、反向恒流四种运行状态实现自动无缝切换。
Description
技术领域
本发明涉及一种用于双向直流变换器的双环控制电路和方法，属于双向直流变换器控制技术领域，可以实现双向直流变换器的正反向自动切换。
背景技术
双向直流转换器(BDC，Bi-directional DC-DC Converter)，顾名思义，即可以实现能量双向流动的直流变换器。双向直流变换器可以运行在“源”模式和“载”模式，并且“源”和“载”模式可以互换，也就是说可以根据需要实现能量的双向流动。“源”模式即双向直流变换器运行在正向，“载”模式即双向直流变换器运行在反向，源载模式切换也就是正反向切换。双向直流变换器具备标准的两象限功能，即在电流（横坐标）电压（纵坐标）坐标系内，电压极性不变，方向始终为正，电流可以是正电流，即运行在第一象限，电流也可以是负电流，即运行在第二象限。双向直流变换器已经在新能源电动汽车和微电网中得到广泛应用。双向直流变换器控制技术是其核心，一种高效、智能的双向直流变换器控制方法是保证双向直流变换器实现高精度高稳定性高动态响应运行的基础。研发一种优越的双向直流变换器控制方法和装置迫在眉睫。
目前，双向直流变换器控制方法和装置多采用单环控制，控制精度低，输出稳定性差，且需要手动操作进行源载模式的切换。
发明内容
针对现有技术的缺陷，本发明提供一种用于双向直流变换器的双环控制方法，可双环控制，正反向自动切换，输出精度高，稳定性好。
为了解决所述技术问题，本发明采用的技术方案是：一种用于双向直流变换器的双环控制电路，包括外环电路、内环电路、驱动波形产生电路和双向直流变换器，所述外环电路包括电压外环控制器、正向电流外环控制器、隔离选通电路、取负电路和反向电流外环控制器，电压外环控制器的输入端分别连接给定电压Ug和采样电压Us，正向电流外环控制器的输入端分别连接给定电流Ig和采样电流Is，电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端均连接至隔离选通电路的同一个输入端，隔离选通电路的输出端输出信号VIC，取负电路的同相输入端接地，反相输入端连接给定电流Ig，取负电路的输出端连接至反向电流外环控制器的一个输入端，反向电流外环控制器的另一个输入端连接采样电流Is，反向电流外环控制器的输出端输出信号VIC；内环电路的输入端分别连接外环电路输出信号VIC和采样电流Is，内环电路的输出端输出特定幅值的PI信号，驱动波形产生电路包括比较器、斯密特反相器、两路死区电路和两路放大电路，比较器的输出端分别连接PI信号和三角波，比较器的输出端一路经死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-1，另一端经斯密特反相器、死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-2，PWM-1 和PWM-2分别控制双向直流变换器的开关管T1、T2工作；所述采样电压Us和采样电流Is均是在双向直流变换器输出端采样。
进一步的，电压外环控制器包括运算放大器U1A和低选通逻辑电路1，运算放大器U1A的同相输入端连接给定电压Ug，反相输入端连接连接采样电压Us，运算放大器U1A的输出端经过低选通逻辑电路1连接至隔离选通电路的输入端。
进一步的，正向电流外环控制器包括运算放大器U2A和低选通逻辑电路2，运算放大器U2A的同相输入端连接给定电流Ig，反相输入端连接采样电流Is，运算放大器U2A的输出端经过低选通逻辑电路2连接至隔离选通电路的输入端。
进一步的，所述低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2均为二极管，二极管的负极连接在运算放大器的输出端，二极管的正极连接至隔离选通电路的输入端。
进一步的，隔离选通电路包括运算放大器U3A和高选通逻辑电路1，运算放大器U3A的同相输入端连接电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端，反相输入端连接至其输出端，运算放大器U3A的输出端经过高选通逻辑电路1连接至内环电路的输入端。
进一步的，反向电流外环控制器包括PI调节器和高选通逻辑电路2，PI调节器的输入端分别连接取负电路的输出端和采样电流Is，PI调节器的输出端经过高选通逻辑电路2连接至内环电路的输入端。
进一步的，所述高选通逻辑电路1和高选通逻辑电路2为二极管，二极管的正极连接在运算放大器的输出端，二极管的负极连接至内环电路的输入端。
进一步的，运算放大器外U1A或者U2A外均连接有零极点控制电路，零极点控制电路包括电阻R1、R2、R3、R4、电容C1、C2、C3，电阻R1连接于采样信号与运算放大器的反相输入端之间，电阻R2连接于给定信号与运算放大器的同相输入端之间，电阻R4、电容C3串联于电阻R1两端，电容C1连接于运算放大器的反相输入端与二极管的正极之间，串联的电阻R3、电容C2与电容C1并联，也是连接于运算放大器的反相输入端与二极管的正极之间；零极点控制电路使电压外环控制器、正向电流外环控制器有两个零点和三个极点，另个零点分别为：
，
，三个极点分别为：
，
，
。
本发明还公开了一种用于双向直流变换器的双环控制方法，所述控制方法基于上述控制电路，包括以下步骤：S01）、通过加在双向直流变换器输出端Uo的电压实现源模式和载模式之间的切换，当外部加在输出端Uo的电压高于变换器输出电压时，双向直流变换器运行在载模式，当外部加在输出端Uo的电压低于变换器输出电压时，变换器运行在源模式；S02）、通过给定信号与采样信号的大小关系变化实现正向恒压、正向恒流、反向恒压、反向恒流之间的变换。
进一步的，步骤S02中，源模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：当Us≥Ug且Is＜Ig时，VD1小于VD2，低选通逻辑电路1工作，电压外环控制器选通，双向直流变换器工作在恒压状态；此时如果运行参数Ig和Ug变化为Ug＞Us，Ig≤Is，这时VD1增大， VD2减小，变化至VD1＞VD2时，低选通逻辑电路1停止工作，低选通逻辑电路2导通，电压外环控制器关断，正向电流外环控制器选通，变换器由恒压状态切换至恒流状态；同理，源模式下，运行参数由Ug＞Us，Ig≤Is变化到Us≥Ug，Is＜Ig，双向直流变换器由恒流状态切换至恒压状态；载模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：首先，当外部加到Uo端的电压大于输出电压时，电流被迫为负，此时Is＜0；变换器运行在载模式，载模式下，Us＞Ug，Is＜Ig，使VD2始终大于VD1，所以，在低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2之间低选通逻辑电路2始终不工作，正向电流外环控制器始终处于关断状态；当Us＞Ug，Is≤-Ig时，VD4＞VD3，高选通逻辑电路1不工作，高选通逻辑电路2工作，反向电流外环控制器选通，变换器工作在恒流状态，当运行参数变化到Us＞Ug，Is＞-Ig，经过动态调节之后，VD3＞VD4，高选通逻辑电路2不工作，高选通逻辑电路1和低选通逻辑电路1同时工作，变换器切换到恒压状态下；同理，载模式下，运行参数由Us＞Ug，Is＞-Ig变化到Us＞Ug，Is≤-Ig，变换器由恒流状态切换至恒压状态。
本发明的有益效果：本发明所述双环控制电路经过外环电路和内环电路控制，输出精度高，稳定性好，同时正反向自动切换，无需人为操作干预。
本发明所述控制电路第一级采用改进的PI控制器，实现电压外环控制器和正向电流外环控制器更宽频域范围调整和环路之间自动无缝切换。第二级通过反向电流外环和隔离选通电路的高选通功能实现了自动无缝切换。整体实现了双向运行过程各个状态之间自动无缝切换。通过外环电路和内环电路，实现双环控制，保证了电流的快速性和输出电压的平稳性。
本发明所述电路和方法完成了双向直流变换器快速高稳定性运行且正向恒压、正向恒流、反向恒压、反向恒流四种运行状态实现自动无缝切换。
附图说明
图1为外环电路的电路原理图；
图2为内环电路和波形驱动产生电路的电路原理图；
图3为双向直流变换器的电路原理图；
图4为驱动波形产生原理图；
图5为图4中A处的放大示意图；
图6为源模式下，恒压状态和恒流状态之间的切换示意图；
图7为载模式下，恒压状态和恒流状态之间的切换示意图。
具体实施方式
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步的说明。
实施例1
本实施例公开一种用于双向直流变换器的双环控制电路，如图3所示，双向直流变换器包括母线电容C3、开关管T1、T2、输出电感L、输出电容C4和负载电阻R8，双向直流变换器一侧为Udc，另一侧为Uo，Uo为输出端，电容C3一端连接Udc+，另一端连接Udc-，开关管T1、T2的基极分别连接驱动信号PWM-1和PWM-2，开关T1的集电极连接Udc+，其发射极与开关管T2的集电极连接在一起，开关管T2的发射极分别连接Udc-和Uo-，开关管T1的发射极与开关管T2的集电极之间的连接点经过输出电感L连接至Uo+，输出电容C4连接在Uo+和Uo-之间，负载电阻R8连接在Uo+和Uo-之间。开关管T1的发射极与输出电感L之间为电流采样点，电流采样值为Is，Uo+所在位置为电压采样点，电压采样值为Us。双向直流变换器工作在源模式下为BUCK状态，能量由Udc流向Uo；工作在载模式下为BOOST状态，能量由Uo流向Udc。
本实施例所述双环控制电路包括外环电路、内环电路、驱动波形产生电路和双向直流变换器，外环电路和内环电路构成双环控制，负责调解双向直流变换器在正向恒压、反向恒压、正向恒流、反向恒流四种模式下输出PWM驱动波形占空比的大小，同时负责完成正反向自动切换，驱动波形产生电路负责产生两路PWM驱动波形，驱动波形驱动双向直流变换器开关管T1和T2，使双向直流变换器输出特定的电压电流。
具体的，外环电路所述外环电路包括电压外环控制器、正向电流外环控制器、隔离选通电路、取负电路和反向电流外环控制器，电压外环控制器的输入端分别连接给定电压Ug和采样电压Us，正向电流外环控制器的输入端分别连接给定电流Ig和采样电流Is，电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端均连接至隔离选通电路的同一个输入端，隔离选通电路的输出端输出信号VIC，取负电路的同相输入端接地，反相输入端连接给定电流Ig，取负电路的输出端连接至反向电流外环控制器的一个输入端，反向电流外环控制器的另一个输入端连接采样电流Is，反向电流外环控制器的输出端输出信号VIC；内环电路的输入端分别连接外环电路输出信号VIC和采样电流Is，内环电路的输出端输出特定幅值的PI信号，驱动波形产生电路包括比较器、斯密特反相器、两路死区电路和两路放大电路，比较器的输出端分别连接PI信号和三角波，比较器的输出端一路经死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-1，另一端经斯密特反相器、死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-2，PWM-1 和PWM-2分别控制双向直流变换器的开关管T1、T2工作；所述采样电压Us和采样电流Is均是在双向直流变换器输出端采样。
如图1所示，电压外环控制器包括运算放大器U1A和低选通逻辑电路1，运算放大器U1A的同相输入端连接给定电压Ug，反相输入端连接连接采样电压Us，运算放大器U1A的输出端经过低选通逻辑电路1连接至隔离选通电路的输入端。
如图1所示，正向电流外环控制器包括运算放大器U2A和低选通逻辑电路2，运算放大器U2A的同相输入端连接给定电流Ig，反相输入端连接采样电流Is，运算放大器U2A的输出端经过低选通逻辑电路2连接至隔离选通电路的输入端。
本实施例中，所述低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2均为二极管，也就是连接在U1A后的二极管D1和连接在U2A后的二极管D2，二极管的负极连接在运算放大器的输出端，二极管的正极连接至隔离选通电路的输入端。
如图1所示，隔离选通电路包括运算放大器U3A和高选通逻辑电路1，运算放大器U3A的同相输入端连接电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端，反相输入端连接至其输出端，运算放大器U3A的输出端经过高选通逻辑电路1连接至内环电路的输入端。
如图1所示，反向电流外环控制器包括PI调节器和高选通逻辑电路2，PI调节器的输入端分别连接取负电路的输出端和采样电流Is，PI调节器的输出端经过高选通逻辑电路2连接至内环电路的输入端。
本实施例中，所述高选通逻辑电路1和高选通逻辑电路2为二极管，二极管的正极连接在运算放大器的输出端，二极管的负极连接至内环电路的输入端。
如图1所示，运算放大器外U1A外均连接有零极点控制电路，零极点控制电路包括电阻R1、R2、R3、R4、电容C1、C2、C3，电阻R1连接于采样电压Us与运算放大器的反相输入端之间，电阻R2连接于给定电压Ug与运算放大器的同相输入端之间，电阻R4、电容C3串联于电阻R1两端，电容C1连接于运算放大器的反相输入端与二极管D1的正极之间，串联的电阻R3、电容C2与电容C1并联，也是连接于运算放大器的反相输入端与二极管的正极之间；零极点控制电路使电压外环控制器有两个零点和三个极点，另个零点分别为：
，
，三个极点分别为：
，
，
。
运算放大器U2A外也连接有零极点控制电路，其电路结构、作用均与U1A的零极点控制电路相同，从图1也可看出，此处不再累述。
如图2所示，所述内环电路采用电流内环控制器，电流内环控制器的输入端分别连接外环电路输出信号VIC和采样电流Is，其输出端连接连接至驱动波形产生电路。
如图2所示，一路死区电路包括电阻R6、电容C1和二极管D5，R6、电容C1串联于比较器的输出端与放大电路之间，二极管D5连接在电阻R6、电容C1的两端，二极管的正极连接放大电路，负极连接比较器的输出端。
另一路死区电路包括电阻R7、电容C2和二极管D6，R7、电容C2串联于比较器的输出端与放大电路之间，二极管D6连接在电阻R7、电容C2的两端，二极管的连接朝向放大电路，负极连接斯密特反相器的输出端。
本实施例中，零极点控制电路使电压外环控制器和正向电流外环控制器相较于普通的PI调节器多了一个零点和一个极点，增加了频域可调范围。另一方面，在运放U1A输出端和零极点电容C1、C2之间增加二极管D1。同理，在正向电流外环控制器也采取和电压外环控制器相同的措施。保证了电压外环控制器和正向电流外环控制器在频域内都具有较大的可调范围，也保证了电压外环控制器和正向电流外环控制器之间无缝快速切换。
反向电流外环控制器和隔离选通电路之间通过高选通逻辑电路的高选通功能进行自动选通，完成无缝切换。
本实施例中，电流内环控制器为单极点单零点的PI调节器，且电流内环控制器和外环电路构成双环控制系统，保证了电流的快速性和输出电压的平稳性。
死区电路产生了死区时间，使PWM-1和PWM-2这两个互补信号总是其中一个先变低经过死区时间td之后另一个信号才变高，有效避免了T1和T2同时导通的风险。
如图4所示，为本控制电路产生的驱动波形示意图，PI信号与三角波比较后产生PWM驱动波形PWM-1和PWM-2，PWM-1和PWM-2是一对互补信号，即不同时为正或者同时为负，PWM-1驱动开关管T1，PWM-2驱动开关管T2，由于开关管的切换需要一定时间，为了避免T1和T2同时导通的风险，通过死区电路产生死区时间，如图5所示，为图4中A处的放大示意图，也就是增加了死区时间后的PWM-1和PWM-2与对应的T1、T2的波形示意图，从图中可以看出，死区电路产生了死区时间，使PWM-1和PWM-2这两个互补信号总是其中一个先变低经过死区时间td之后另一个信号才变高，有效避免了T1和T2同时导通的风险。
实施例2
本发明还公开了一种用于双向直流变换器的双环控制方法，所述控制方法基于实施例 1所述控制电路，包括以下步骤：
S01）、通过加在双向直流变换器输出端Uo的电压实现源模式和载模式之间的切换，当外部加在输出端Uo的电压高于变换器输出电压时，双向直流变换器运行在载模式，当外部加在输出端Uo的电压低于变换器输出电压时，变换器运行在源模式；S02）、通过给定信号与采样信号的大小关系变化实现正向恒压、正向恒流、反向恒压、反向恒流之间的变换。
本实施例中，S02具体为：
源模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：
首先，源模式下，US、Ug、Is、Ig均为正值，由于Is为正值，取负后的Ig与Is经反向电流外环控制器的PI调节器调节后得到一个较小的输出值VD4，较小的VD4使高选通逻辑电路2始终不工作，反向电流外环控制器处于关断状态。恒压与恒流的切换就是电压外环控制器与正向电流外环控制器的切换。
如图6所示，当运行参数Us≥Ug且Is＜Ig时， VD1小于VD2，低选通逻辑电路1工作，电压外环控制器选通，双向直流变换器工作在恒压状态；此时如果运行参数Ig和Ug变化为Ug＞Us，Ig≤Is，这时VD1增大， VD2减小，变化至VD1＞VD2时，低选通逻辑电路1停止工作，低选通逻辑电路2导通，电压外环控制器关断，正向电流外环控制器选通，变换器由恒压状态切换至恒流状态；同理，源模式下，运行参数由Ug＞Us，Ig≤Is变化到Us≥Ug，Is＜Ig，双向直流变换器由恒流状态切换至恒压状态。
低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2完成低电平选通功能，实现源模式下恒压和恒流模式切换。
载模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：首先，当外部加到Uo端的电压大于输出电压时，电流被迫为负，此时Is＜0，变换器运行在载模式。载模式下，Us＞Ug，Is＜Ig，使VD2始终大于VD1，所以，在低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2之间低选通逻辑电路2始终不工作，正向电流外环控制器始终处于关断状态。恒压与恒流的切换就是电压外环控制器与反向电流外环控制器的切换。
如图7所示，当Us＞Ug，Is≤-Ig时，VD4＞VD3，高选通逻辑电路1不工作，高选通逻辑电路2工作，反向电流外环控制器选通，变换器工作在恒流状态，当运行参数变化到Us＞Ug，Is＞-Ig，经过动态调节之后，VD3＞VD4，高选通逻辑电路2不工作，高选通逻辑电路1和低选通逻辑电路1同时工作，变换器切换到恒压状态下；同理，载模式下，运行参数由Us＞Ug，Is＞-Ig变化到Us＞Ug，Is≤-Ig，变换器由恒流状态切换至恒压状态。
本发明实现了双向直流变换器双环控制和自动无缝切换，实现了双向直流变换器高精度高稳定性正反向运行，在新能源汽车测试设备控制技术领域具有较好的应用前景。
以上描述的仅是本发明的基本原理和优选实施例，本领域技术人员根据本发明做出的改进和替换，属于本发明的保护范围。
Claims (8)
1.一种用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：包括外环电路、内环电路、驱动波形产生电路和双向直流变换器，所述外环电路包括电压外环控制器、正向电流外环控制器、隔离选通电路、取负电路和反向电流外环控制器，电压外环控制器的输入端分别连接给定电压Ug和采样电压Us，正向电流外环控制器的输入端分别连接给定电流Ig和采样电流Is，电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端均连接至隔离选通电路的同一个输入端，取负电路的同相输入端接地，反相输入端连接给定电流Ig，取负电路的输出端连接至反向电流外环控制器的一个输入端，反向电流外环控制器的另一个输入端连接采样电流Is，隔离选通电路的输出端和反向电流外环控制器的输出端在高选通逻辑电路作用下择一输出信号VIC；内环电路的输入端分别连接外环电路输出信号VIC和采样电流Is，内环电路的输出端输出特定幅值的PI信号，驱动波形产生电路包括比较器、斯密特反相器、两路死区电路和两路放大电路，比较器的输入端分别连接PI信号和三角波，比较器的输出端一路经死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-1，另一路 经斯密特反相器、另一路死区电路和放大电路处理后输出PWM驱动波形PWM-2，PWM-1 和PWM-2分别控制双向直流变换器的开关管T1、T2工作；所述采样电压Us和采样电流Is均是在双向直流变换器输出端采样。
2.根据权利要求1所述的用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：电压外环控制器包括运算放大器U1A和二极管D1，运算放大器U1A的同相输入端连接给定电压Ug，反相输入端连接采样电压Us，运算放大器U1A的输出端连接二极管D1的负极，二极管D1的正极连接至隔离选通电路的输入端。
3.根据权利要求1所述的用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：正向电流外环控制器包括运算放大器U2A和二极管D2，运算放大器U2A的同相输入端连接给定电流Ig，反相输入端连接采样电流Is，运算放大器U2A的输出端连接至二极管D2的负极，二极管D2的正极连接至隔离选通电路的输入端。
4.根据权利要求1所述的用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：隔离选通电路包括运算放大器U3A和二极管，运算放大器U3A的同相输入端连接电压外环控制器和正向电流外环控制器的输出端，反相输入端连接至其输出端，运算放大器U3A的输出端连接至二极管的正极，二极管的负极连接至内环电路的输入端。
5.根据权利要求1所述的用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：反向电流外环控制器包括PI调节器和二极管，PI调节器的输入端分别连接取负电路的输出端和采样电流Is，PI调节器的输出端连接至二极管的正极，二极管的负极连接至内环电路的输入端。
6.根据权利要求2所述的用于双向直流变换器的双环控制电路，其特征在于：运算放大器外U1A外连接有零极点控制电路，零极点控制电路包括电阻R1、R2、R3、R4、电容C1、C2、C3，电阻R1连接于采样电压Us与运算放大器U1A的反相输入端之间，电阻R2连接于给定电压Ug与运算放大器U1A的同相输入端之间，电阻R4、电容C3串联于电阻R1两端，电容C1连接于运算放大器U1A的反相输入端与运算放大器U1A的输出端之间，串联的电阻R3、电容C2与电容C1并联，也是连接于运算放大器的反相输入端与运算放大器U1A的输出端之间；零极点控制电路使电压外环控制器有两个零点和三个极点，另个零点分别为：
，
，三个极点分别为：
，
,
。
7.一种用于双向直流变换器的双环控制方法，其特征在于：所述控制方法基于权利要求4所述控制电路，包括以下步骤：S01）、通过加在双向直流变换器输出端Uo的电压实现源模式和载模式之间的切换，当外部加在输出端Uo的电压高于变换器输出电压时，双向直流变换器运行在载模式，当外部加在输出端Uo的电压低于变换器输出电压时，变换器运行在源模式；S02）、通过给定信号与采样信号的大小关系变化实现正向恒压、正向恒流、反向恒压、反向恒流之间的变换。
8.根据权利要求7所述的用于双向直流变换器的双环控制方法，其特征在于：步骤S02中，源模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：当Us≥Ug且Is＜Ig时，VD1小于VD2，低选通逻辑电路1工作，电压外环控制器选通，双向直流变换器工作在恒压状态；此时如果运行参数Ig和Ug变化为Ug＞Us，Ig≤Is，这时VD1增大， VD2减小，变化至VD1＞VD2时，低选通逻辑电路1停止工作，低选通逻辑电路2导通，电压外环控制器关断，正向电流外环控制器选通，变换器由恒压状态切换至恒流状态；同理，源模式下，运行参数由Ug＞Us，Ig≤Is变化到Us≥Ug，Is＜Ig，双向直流变换器由恒流状态切换至恒压状态；载模式下，恒压状态与恒流状态之间的切换过程为：首先，当外部加到Uo端的电压大于输出电压时，电流被迫为负，此时Is＜0；变换器运行在载模式，载模式下，Us＞Ug，Is＜Ig，使VD2始终大于VD1，所以，在低选通逻辑电路1和低选通逻辑电路2之间低选通逻辑电路2始终不工作，正向电流外环控制器始终处于关断状态；当Us＞Ug，Is≤-Ig时，VD4＞VD3，高选通逻辑电路1不工作，高选通逻辑电路2工作，反向电流外环控制器选通，变换器工作在恒流状态，当运行参数变化到Us＞Ug，Is＞-Ig，经过动态调节之后，VD3＞VD4，高选通逻辑电路2不工作，高选通逻辑电路1和低选通逻辑电路1同时工作，变换器切换到恒压状态下；同理，载模式下，运行参数由Us＞Ug，Is＞-Ig变化到Us＞Ug，Is≤-Ig，变换器由恒流状态切换至恒压状态。
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