WO2022083493A1 - 供电电源及电流采样方法 - Google Patents

供电电源及电流采样方法 Download PDF

Info

Publication number
WO2022083493A1
WO2022083493A1 PCT/CN2021/123704 CN2021123704W WO2022083493A1 WO 2022083493 A1 WO2022083493 A1 WO 2022083493A1 CN 2021123704 W CN2021123704 W CN 2021123704W WO 2022083493 A1 WO2022083493 A1 WO 2022083493A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
phase
current
converter
moment
sampling resistor
Prior art date
Application number
PCT/CN2021/123704
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
汤金威
李文广
杜昌雷
Original Assignee
华为数字能源技术有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 华为数字能源技术有限公司 filed Critical 华为数字能源技术有限公司
Priority to EP21881911.8A priority Critical patent/EP4199336A4/en
Publication of WO2022083493A1 publication Critical patent/WO2022083493A1/zh
Priority to US18/193,898 priority patent/US20230299680A1/en

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • H02M3/1586—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel switched with a phase shift, i.e. interleaved
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1584—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load with a plurality of power processing stages connected in parallel
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L53/00—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles
    • B60L53/20—Methods of charging batteries, specially adapted for electric vehicles; Charging stations or on-board charging equipment therefor; Exchange of energy storage elements in electric vehicles characterised by converters located in the vehicle
    • B60L53/22—Constructional details or arrangements of charging converters specially adapted for charging electric vehicles
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01R—MEASURING ELECTRIC VARIABLES; MEASURING MAGNETIC VARIABLES
    • G01R19/00—Arrangements for measuring currents or voltages or for indicating presence or sign thereof
    • G01R19/165—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values
    • G01R19/16533—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application
    • G01R19/16538—Indicating that current or voltage is either above or below a predetermined value or within or outside a predetermined range of values characterised by the application in AC or DC supplies
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H02M3/158—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators including plural semiconductor devices as final control devices for a single load
    • H02M3/1582—Buck-boost converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0003—Details of control, feedback or regulation circuits
    • H02M1/0009—Devices or circuits for detecting current in a converter

Abstract

本申请提供了一种供电电源及电流采样方法，供电电源包括输入电源、多相交错并联变换器和电流采样装置，输入电源用于向多相交错并联变换器的输入端供电，多相交错并联变换器包括至少两相并联的变换器，电流采样装置连接至少两相并联的变换器中各相变换器的开关管，电流采样装置包括第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接，至少两相并联的变换器包括第一相变换器，电流采样装置用于根据采集的第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定第一相变换器的电感电流，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻。采用本申请，可降低电流采样装置的电路成本，提高电流采样装置的适用性。

Description

供电电源及电流采样方法
本申请要求于2020年10月23日提交中国专利局、申请号为202011147559.9、申请名称为“供电电源及电流采样方法”的中国专利申请的优先权，其全部内容通过引用结合在本申请中。
技术领域
本申请涉及电子电路技术领域，尤其涉及一种供电电源及电流采样方法。
背景技术
多相交错并联变换器由于具有高效率、小体积、高功率密度、低成本等优点，使其具有广阔的应用前景。现有技术中，通过电流互感器分别采集与电流互感器的各原边绕组串联的各相变换器的电流，对该电流处理后得到两相交错并联变换器中各相变换器的电感电流。由于该方案中采用的电流互感器体积较大，并且只能采样交流电流，存在电路成本高，适用性差的问题。
发明内容
本申请提供了一种供电电源及电流采样方法，可根据特定时刻下，与多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接的第一采样电阻的电流，确定各相变换器的电感电流，电路成本低，适用性强。
第一方面，本申请提供了一种供电电源，供电电源包括输入电源、多相交错并联变换器和电流采样装置，输入电源用于向多相交错并联变换器的输入端供电，多相交错并联变换器包括至少两相并联的变换器，电流采样装置连接至少两相并联的变换器中各相变换器的开关管，电流采样装置包括第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接，至少两相并联的变换器包括第一相变换器。其中，电流采样装置采集第一采样电阻在第一时刻的第一电流，根据第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻。
在本申请实施例中，电流采样装置根据第一时刻与多相交错并联变换器的输入端或输出端相连的第一采样电阻的电流，确定第一相变换器的电感电流，降低了电流采样装置的电路成本，增加了对多相交错并联变换器的直流电流采样支持，适用性强。
结合第一方面，在第一种可能的实施方式中，电流采样装置在确定第一时刻只有第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流。
结合第一方面，在第二种可能的实施方式中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连的情况下，电流采样装置在确定第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻，并且，除第一相变换器外其他变换器的工作回路经过第二采样电阻的情况下，采集第二采样电阻在第一时刻的第二电流，将第一采样电阻在第一时刻的第一电流与第二采样电阻在第一时刻的第 二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流。
在本申请实施例中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，并且第一时刻第一采样电阻和第二采样电阻上的电流均不只是第一相变换器的工作电流的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第二采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第一方面，在第三种可能的实施方式中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连的情况下，电流采样装置在确定第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻，并且，除第一相变换器外其他变换器的工作回路经过第二采样电阻的情况下，采集第二采样电阻在第一时刻的第二电流，将第一采样电阻在第一时刻的第一电流与第二采样电阻在第一时刻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流。
在本申请实施例中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，并且第一时刻第一采样电阻和第二采样电阻上的电流均不只是第一相变换器的工作电流的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第一时刻第二采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第一方面，在第四种可能的实施方式中，电流采样装置在确定第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，采集第一采样电阻在第二时刻的第二电流，将第一采样电阻在第一时刻的第一电流与第一采样电阻在第二时刻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第二时刻第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻。
在本申请实施例中，在第一时刻不仅第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，其他变换器的工作回路也经过第一采样电阻的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第二时刻第一采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第一方面，在第五种可能的实施方式中，电流采样装置在获取多相交错并联变换器中各相变换器的电感电流，根据各相变换器的电感电流控制各相变换器的开关管导通或者关断的时长。
在本申请实施例中，电流采样装置在获取各相变换器的电感电流后，可计算所有变换器的电感电流的均值，并以该均值为目标电感电流调节各相变换器的开关管导通或者关断时长，以实现各相变换器的电感电流相等。
结合第一方面，在第六种可能的实施方式中，电流采样装置根据第一相变换器的电感电流确定第一相变换器的电路状态值，根据第一相变换器的电路状态值控制第一相变换器的开关管导通或者关断的时长。
在本申请实施例中，电流采样装置可根据第一相变换器的电感电流计算得到第一相变换器的电路状态值，这里，电路状态值可包括输入电流值、输出电流值、输入功率值或输出功率值，在第一相变换器的电路状态值大于或者等于预设电路状态值的情况下，可通过控制第一相变换器的开关管导通或者关断的时长使第一相变换器停止工作，从而实现对第一相变换器的电路保护。
结合第一方面，在第七种可能的实施方式中，电流采样装置包括采样模块和处理模 块，其中，采样模块采集第一采样电阻的第一电流，处理模块获取第一采样电阻在第一时刻的第一电流，根据第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定第一相变换器的电感电流。
结合第一方面，在任意一种可能的实施方式中，第一相变换器可以为H桥变换器、Buck变换器、Boost变换器或Buck-Boost变换器。
第二方面，本申请提供了一种电流采样方法，该电流采样方法适用于供电电源，供电电源包括输入电源、多相交错并联变换器和电流采样装置，输入电源用于向多相并联变换器的输入端供电，多相交错并联变换器包括至少两相并联的变换器，电流采样装置连接至少两相并联的变换器中各相变换器的开关管，电流采样装置包括第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接，至少两相并联的变换器包括第一相变换器。在该方法中，电流采样装置在第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，采集第一采样电阻的第一电流，并根据第一采样电阻的第一电流确定第一相变换器的电感电流。
在本申请实施例中，电流采样装置根据第一时刻与多相交错并联变换器的输入端或输出端相连的第一采样电阻的电流，确定第一相变换器的电感电流，降低了电流采样装置的电路成本，增加了对多相交错并联变换器的直流电流采样支持，适用性强。
结合第二方面，在第一种可能的实施方式中，电流采样装置在第一时刻确定只有第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流。
结合第二方面，在第二种可能的实施方式中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连的情况下，电流采样装置在第一时刻，采集第一采样电阻的第一电流和第二采样电阻的第二电流，将第一采样电阻的第一电流与第二采样电阻的第二电流之间的差值确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻，并且，除第一相变换器外其他变换器的工作回路经过第二采样电阻。
在本申请实施例中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，并且第一时刻第一采样电阻和第二采样电阻上的电流均不只是第一相变换器的工作电流的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第二采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第二方面，在第三种可能的实施方式中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连的情况下，电流采样装置在第一时刻，采集第一采样电阻的第一电流和第二采样电阻的第二电流，将第一采样电阻的第一电流与第二采样电阻的第二电流之间的差值确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻，并且，除第一相变换器外其他变换器的工作回路经过第二采样电阻。
在本申请实施例中，在第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连，并且第一时刻第一采样电阻和第二采样电阻上的电流均不只是第一相变换器的工作电流的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第二采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第二方面，在第四种可能的实施方式中，电流采样装置在第一时刻采集第一采样电阻的第一电流，在第二时刻采集第一采样电阻的第二电流，将第一采样电阻的第一 电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻，在第二时刻第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且其他变换器的工作回路经过第一采样电阻。
在本申请实施例中，在第一时刻不仅第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，其他变换器的工作回路也经过第一采样电阻的情况下，电流采样装置根据第一时刻第一采样电阻的电流与第二时刻第一采样电阻的电流之间的差值确定第一相变换器的电感电流。
结合第二方面，在第五种可能的实施方式中，电流采样装置获取多相交错并联变换器中各相变换器的电感电流，根据各相变换器的电感电流控制各相变换器的开关管导通或者关断的时长。
在本申请实施例中，电流采样装置在获取各相变换器的电感电流后，可计算所有变换器的电感电流的均值，并以该均值为目标电感电流调节各相变换器的开关管导通或者关断时长，以实现各相变换器的电感电流相等。
结合第二方面，在第六种可能的实施方式中，电流采样装置根据第一相变换器的电感电流确定第一相变换器的电路状态值，根据第一相变换器的电路状态值控制第一相变换器的开关管导通或者关断的时长。
在本申请实施例中，电流采样装置可根据第一相变换器的电感电流计算得到第一相变换器的电路状态值，在第一相变换器的电路状态值大于或者等于预设电路状态值的情况下，可通过控制第一相变换器的开关管导通或者关断的时长使第一相变换器停止工作，从而实现对第一相变换器的电路保护。
结合第二方面，在任意一种可能的实施方式中，第一相变换器可以为H桥变换器、Buck变换器、Boost变换器或Buck-Boost变换器。在本申请中，可通过特定时刻采集的与多相交错并联变换器的输入端或者输出端相连的第一采样电阻的电流，确定各相变换器的电感电流，电流采样装置的电路成本低，适用性强。
附图说明
图1是本申请提供的供电电源的结构示意图；
图2a是本申请提供的采用两相交错并联H桥变换器的供电电源的结构示意图；
图2b是本申请提供的采用两相交错并联Buck变换器的供电电源的结构示意图；
图2c是本申请提供的采用两相交错并联Boost变换器的供电电源的结构示意图；
图3是本申请提供的采用两相交错并联Buck-Boost变换器的供电电源的结构示意图；
图4a是本申请提供的采用三相交错并联H桥变换器的供电电源的结构示意图；
图4b是本申请提供的采用三相交错并联Buck变换器的供电电源的结构示意图；
图4c是本申请提供的采用三相交错并联Boost变换器的供电电源的结构示意图；
图5是本申请提供的采用三相交错并联Buck-Boost变换器的供电电源的结构示意图。
具体实施方式
本申请提供的供电电源中的电流采样装置也可以称为多相交错并联变换器的电感电流采样装置，该多相交错并联变换器的电流采样装置适用于新能源电动汽车(如在正向过程多相 交错并联变换器将蓄电池经电能变换后供给负载电动机，反向过程为蓄电池充电)，光伏发电领域(如在光照强度充足时，多相交错并联变换器通过向蓄电池充电的方式将太阳能电池板发出多余的电能存储起来)、储能系统等多个电能变换的领域，具体可根据实际应用场景确定，在此不做限制。
多相交错并联变换器由于具有高效率、小体积、高功率密度、低成本等优点，使其具有广阔的应用前景。对于非隔离电源拓扑而言，功率电感是非隔离电源进行功率变换的核心器件，因此，获取多相交错并联变换器中各相变换器的电感电流对于功率变换来说至关重要。
参见图1，图1是本申请提供的供电电源的结构示意图。如图1所示，该供电电源包括直流输入电源Vin、多相交错并联变换器和电流采样装置，其中，直流输入电源Vin的两端分别与多相并联变换器的第一输入端in1和第二输入端in2连接，用于向多相交错并联变换器供电；多相交错并联变换器包括第1相变换器至第n相变换器，其中，n为大于或者等于2的整数，第1相变换器至第n相变换器通过第一输入端in1、第二输入端in2、第一输出端out1和第二输出端out2并联连接，第一输出端out1和第二输出端out2连接至负载，此外，电流采样装置连接多相交错并联变换器中的各相变换器的开关管，用于控制各相变换器的开关管的导通或者关断时长以控制各相变换器的工作状态。电流采样装置包括第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端或者输出端相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2，如图1所示，R1设于in2和Vin之间，R2设于out2和负载之间，在其他可选实施例中，R1还可以设于in1和Vin之间，R2还可以设于out1和负载之间。
可选的，如图1所示，还可以在in1和in2之间并联电容C1，用于滤除电源的杂波成分，平滑脉动直流电压，以及在out1和out2之间并联电容C2，用于滤除电流中的杂波成分，使负载两端的电压更稳定。
电流采样装置可以根据采集的特定时刻第一采样电阻的电流确定各相变换器的电感电流，其中，电流采样装置可包括采样模块11和处理模块12，采样模块11与第一采样电阻的两端相连。具体实现中，采样模块11可以为独立的模拟数字转换器(Analog-to-digital Converter，ADC)，也可以为微控制器(Microcontroller Unit，MCU)内置的ADC模块。
可选的，如图1所示，还可以在采样模块11之前添加信号调理电路10，用于对第一采样电阻的电流进行放大后供给采样模块11，以便提高分辨率。具体实现中，信号调理电路10可以为运算放大器或其他放大电路。
在一种可能的实施方式中，采样模块11用于持续向处理模块12发送采集的第一采样电阻的电流，处理模块12用于向各相变换器的开关管输出控制信号(如PWM波)，以控制各相变换器的工作状态，并从采样模块11发送的第一采样电阻的电流中获取第一时刻第一采样电阻的电流，根据第一时刻第一采样电阻的电流确定第1相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第1相变换器的工作回路经过第一采样电阻。
在另一种可能的实施方式中，处理模块12向各相变换器的开关管输出控制信号，以控制各相变换器的工作状态，以及向采样模块11发送采样控制信号，采样模块11根据接收的采样控制信号在第一时刻采集第一采样电阻的电流，并将采集的第一时刻第一采样电阻的电流返回至处理模块12，处理模块12根据第一时刻第一采样电阻的电流确定第1相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第1相变换器的工作回路经过第一采样电阻。
其中，所述第一时刻可以为第1相变换器中可控开关管的导通期间或关断期间内的特定时刻，如中点时刻、中位时刻等，其中，中点时刻可为上述期间的中间时刻，例如，若第1相变换器中可控开关管Q1的导通期间和第1相变换器中可控开关管Q2的关断期间均是从9 点10分0秒开始到9点10分20秒结束，则中点时刻为9点10分10秒；中位时刻可为上述期间内电感电流值为(I Lmax+I Lmin)/2时所对应的时刻，其中，I Lmax和I Lmin分别为上述期间内的电感电流最大值和电感电流最小值，例如，在上述期间内只有一个中位时刻的情况下，若第1相变换器中可控开关管Q1的导通期间和第1相变换器中可控开关管Q2的关断期间中I Lmax对应的时刻均为9点10分20秒，I Lmin对应的时刻均为9点10分40秒，(I Lmax+I Lmin)/2对应的时刻均为9点10分25秒，则中位时刻为9点10分25秒。在后续实施例中，本申请均以第一时刻为第1相变换器中可控开关管的导通期间的中点时刻进行举例说明。
基于图1所示的供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，在该方法中，处理模块12在第1相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，获取第一采样电阻的第一电流，根据第一采样电阻的第一电流确定为第1相变换器的电感电流。
例如，若只有第1相变换器的工作回路经过第一采样电阻时，第1相变换器中有开关管处于导通状态，第1相变换器中电感处于充电状态，处理模块12在此期间获取的第一采样电阻的电流均是第1相变换器的工作电流，即第1相变换器中电感的充电电流。由于本申请中的各相变换器的电感电流可以为各相变换器中电感在一个充放电周期内的电流平均值，电感电流平均值的计算方式可以通过电感在一个充放电周期内的电流曲线与时间轴所围成的面积除以周期计算得到。示例性的，当多相交错并联变换器所在电路处于连续导通模式(Continous Conduction Mode，CCM)时，在一个充放电周期内，第1相变换器中电感的电流曲线与时间轴所围成的面积为第一梯形和第二梯形的面积之和，其中，第一梯形和第二梯形的上下底均为I Lmin和I Lmax，第一梯形的高为T 1，第二梯形的高为T 2，并且，T 1+T 2＝T，I Lmin和I Lmax分别为一个充放电周期内电感电流的最大值和最小值，T为充放电周期，则第1相变换器中电感的电流平均值为(I Lmax+I Lmin)/2。根据梯形中位线定理可知，电感的电流平均值与电感处于充电状态期间或者放电状态期间的中点时刻的电感电流值相等，又因为电感处于充电状态或放电状态是由各相变换器中可控开关管处于导通或者关断状态决定，因此，处理模块12可以将第一采样电阻在第1相变换器中可控开关管处于导通期间或关断期间的中点时刻的电流值，确定为第1相变换器的电感电流值。此外，当多相交错并联变换器所在电路处于边界导通模式(Boundary Conduction Mode，BCM)时，上述结论同样适用。
本申请实施例所提供的供电电源及其对应的电流采样方法，降低了电流采样装置的电路成本，增加了对多相交错并联变换器的直流电流采样支持，适用性强。
本申请提供的供电电源及其对应的电流采样方法可适配于不同的应用场景，主要分为均流调节和电路保护两种应用场景。
针对均流调节场景，电流采样装置可根据上述计算第1相变换器的电感电流的方式，计算得到多相交错并联变换器中各相变换器的电感电流，并根据各相变换器的电感电流控制各相变换器的开关管导通或者关断的时长，以实现各相变换器的电感电流相等。
具体的，假设电流采样装置计算得到多相交错并联变换器中的第1相变换器的电感电流、第2相变换器的电感电流、…、第n相变换器的电感电流分别为x 1、x 2、…、x n，根据各相变换器的电感电流计算得到目标电感电流x＝(x 1+x 2+…+x n)/n，若x 1>x，电流采样装置缩短第1相变换器的开关管导通时长，或者延长第1相变换器的开关管关断时长，直至x 1＝x；若x 1<x，电流采样装置延长第1相变换器的开关管导通时长，或者缩短第1相变换器的开关管关断时长，直至x 1＝x。根据上述方式可实现各相变换器的电感电流相等。
针对电路保护场景，电流采样装置根据第一相变换器的电感电流确定第一相变换器的电路状态值，根据第一相变换器的电路状态值控制第一相变换器的开关管导通或者关 断的时长。其中，电路状态值可包括输入电流值、输出电流值、输入功率值或输出功率值。
具体的，若第1相变换器为Buck变换器或者第1相变换器为H桥变换器且工作在Buck模式，电流采样装置将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输出电流值，若第1相变换器的输出电流值大于或者等于输出电流阈值，则控制第1相变换器的开关管导通时长为0，或者控制第1相变换器的开关管关断时长为整个周期T，以使第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输出过流保护；进一步地，电流采样装置在将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输出电流值后，可通过电压采样电路获取第1相变换器的输出电压，并计算第1相变换器的输出电流值和第1相变换器的输出电压的乘积得到第1相变换器的输出功率值，若第1相变换器的输出功率值大于或者等于输出功率阈值，可通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输出过功率保护。
若第1相变换器为Boost变换器或者第1相变换器为H桥变换器且工作在Boost模式，电流采样装置将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输入电流值，若第1相变换器的输入电流值大于或者等于输入电流阈值，则控制第1相变换器的开关管导通时长为0，或者控制第1相变换器的开关管关断时长为整个周期T，以使第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输入过流保护；进一步地，电流采样装置在将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输入电流值后，可通过电压采样电路获取第1相变换器的输入电压，并计算第1相变换器的输入电流值和第1相变换器的输入电压的乘积得到第1相变换器的输入功率值，若第1相变换器的输入功率值大于或者等于输入功率阈值，可通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输入过功率保护。
若第1相变换器为Buck-Boost变换器或者第1相变换器为H桥变换器且工作在Buck-Boost模式，如图1所示，在第一采样电阻为R1的情况下，电流采样装置将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输出电流值，若第1相变换器的输出电流值大于或者等于输出电流阈值，则通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输出过流保护；进一步地，电流采样装置在将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输出电流值后，获取第1相变换器的输出电压，进而得到第1相变换器的输出功率值，若第1相变换器的输出功率值大于或者等于输出功率阈值，可通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输出过功率保护。在第一采样电阻为R2的情况下，电流采样装置将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输入电流值，若第1相变换器的输入电流值大于或者等于输入电流阈值，则通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输入过流保护；进一步地，电流采样装置在将第1相变换器的电感电流值确定为第1相变换器的输入电流值后，获取第1相变换器的输入电压，进而得到第1相变换器的输入功率值，若第1相变换器的输入功率值大于或者等于输入功率阈值，可通过上述方式控制第1相变换器停止工作，从而实现对第1相变换器的输入过功率保护。
具体实现中，图1中并联的变换器的数量n可根据实际应用场景需要确定，在此不做限制。此外，图1所示的结构示意图为多相并联的变换器的部分组件的连接示意图，多相并联的变换器还可包括更多的组件，各个组件的连接方式可根据实际应用场景需求的变换器功能设置，在此不做限制。
示例性的，参见图2a，图2a是本申请提供的采用两相交错并联H桥变换器的供电电源的结构示意图。如图2a所示，该供电电源包括Vin、两相交错并联H桥变换器和电流采样装置，两相交错并联H桥变换器包括第1相H桥变换器和第2相H桥变换器，其中，第1相H桥变换器包括开关管Q1、Q2、Q5、Q6和功率电感L1，第2相H桥变换器包括开关管Q3、Q4、Q7、Q8和功率电感L2，两相H桥变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接，此外，两相交错并联H桥变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R1/R2，或同时包括R1和R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块20和处理模块21。
其中，Q1-Q8可以是包括但不限于mos管、IGBT、二极管、三极管等在内的开关管，L1和L2可以为独立的电感，也可以为2相集成式电感。
H桥变换器工作在Buck模式：
处理模块21控制Q5和Q7保持常通，Q6和Q8保持常断，分别向Q1-Q4输出周期为1/f的控制信号，并且，向Q1和Q3输出的控制信号在相位上相差180°，向Q2和Q4输出的控制信号在相位上相差180°，其中，f为开关管的开关频率，以使Q1-Q4以开关频率进行开关。
当H桥变换器工作在Buck模式时，采用两相交错并联H桥变换器的供电电源可简化为如图2b所示的采用两相交错并联Buck变换器的供电电源。如图2b所示，该供电电源包括Vin、两相交错并联Buck变换器和电流采样装置，两相交错并联Buck变换器包括第1相Buck变换器和第2相Buck变换器，其中，第1相Buck变换器包括开关管Q1、Q2和功率电感L1，第2相Buck变换器包括开关管Q3、Q4和功率电感L2，两相Buck变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接。此外，两相交错并联Buck变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R1，或同时包括R1和R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块20和处理模块21，处理模块21用于分别向Q1和Q3输出周期为1/f且相位上相差180°的控制信号。
在一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块21用于获取R1在第一时刻的电流，根据R1在第一时刻的电流确定第1相Buck变换器的电感电流：
具体的，在Q1导通期间，第1相Buck变换器中L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1和L1到达负载，再从负载经过R1到达Vin的负极，构成第1相Buck变换器的工作回路，Vin通过第1相Buck变换器的工作回路为L1储能；在Q1导通期间，存在Q3处于关断状态、Q4处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1导通期间的中点时刻，第2相Buck变换器中的L2处于放电状态，L2上存储的能量可通过由L2和Q4构成的第2相Buck变换器的工作回路给负载供能。即在第一时刻，第1相Buck变换器的工作回路经过R1，第2相Buck变换器的工作回路不经过R1，处理模块21可获取R1在第一时刻的电流，将R1在第一时刻的电流值确定为第1相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Buck变换器的工作回路不经过R1，第2相Buck变换器的工作回路经过R1，处理模块21可以获取R1在第一时刻的电流，将R1在第一时刻的电流值确定为第2相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流， 其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
在另一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R2的电流和第二采样电阻R1的电流。处理模块21用于获取R1在第一时刻的电流和R2在第一时刻的电流，根据R2在第一时刻的电流和R1在第一时刻的电流之间的差值，确定第1相Buck变换器的电感电流：
具体的，在Q2导通期间，第1相Buck变换器中L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1、R2和Q2构成的第1相Buck变换器的工作回路给负载供能；在Q2导通期间，存在Q4处于关断状态、Q3处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2导通期间的中点时刻，第2相Buck变换器中的L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3和L2到达负载，再从负载经过R2和R1到达Vin的负极，构成第2相Buck变换器的工作回路，Vin通过第2相Buck变换器的工作回路为L2储能。即在第一时刻，第1相Buck变换器和第2相Buck变换器的工作回路均经过R2，第2相Buck变换器的工作回路经过R1，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流值和R1在第一时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R1在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Buck变换器和第2相Buck变换器的工作回路均经过R2，第1相Buck变换器的工作回路经过R1，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流值和R1在第一时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R1在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q4导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连；在第一时刻获取第二采样电阻的第二电流，其中，在第一时刻多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路均经过第二采样电阻，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连；将第一采样电阻的第一电流与第二采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流。
H桥变换器工作在Boost模式：
处理模块21控制Q1和Q3保持常通，Q2和Q4保持常断，分别向开关管Q5、Q6、Q7和Q8输出周期为1/f的控制信号，并且，向Q5和Q7输出的控制信号在相位上相差180°，向Q6和Q8输出的控制信号在相位上相差180°，其中，f为开关管的开关频率，以使Q5、Q6、Q7和Q8以开关频率进行开关。
当H桥变换器工作在Boost模式时，采用两相交错并联H桥变换器的供电电源可简化为如图2c所示的采用两相交错并联Boost变换器的供电电源。如图2c所示，该供电电源包括Vin、两相交错并联Boost变换器和电流采样装置，两相交错并联Boost变换器包括第1相Boost变换器和第2相Boost变换器，其中，第1相Boost变换器包括开关管Q5、Q6和功率电感L1，第2相Boost变换器包括开关管Q7、Q8和功率电感L2，两相Boost变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接。此外，两相交错并联Boost变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R2，或同时包括R1和R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块20和处理模块21，处理模块21用于分别向Q6和Q8输出周期2πf且相位上相差180°的控制信号。
在一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块21用于获取R2在第一时刻的电流，根据R2在第一时刻的电流确定第1相Boost变换器的电感电流：
具体的，在Q5导通期间，第1相Boost变换器中L1处于放电状态，Vin的正极流出的电流通过L1到达Q5，再从Q5经过负载和R2到达Vin的负极，构成第1相Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Boost变换器的工作回路为负载供能；在Q5导通期间，存在Q7处于关断状态、Q8处于导通状态的时间段，该时间段包括Q5导通期间的中点时刻，第2相Boost变换器中的L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过L2经过Q8到达Vin的负极，构成第2相Boost变换器的工作回路，Vin通过第2相Boost变换器的工作回路为L2储能。即在第一时刻，第1相Boost变换器的工作回路经过R2，第2相Boost变换器的工作回路不经过R2，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定为第1相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q5导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Boost变换器的工作回路不经过R2，第2相Boost变换器的工作回路经过R2，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定为第2相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q7导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
在另一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R1的电流和第二采样电阻R2的电流，处理模块21用于获取R1在第一时刻的电流和R2在第一时刻的电流，根据R1在第一时刻的电流和R2在第一时刻的电流之间的差值，确定第1相Boost变换器的电感电流：
具体的，在Q6导通期间，第1相Boost变换器中L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过L1到达Q6，再从Q6经过R1到达Vin的负极，构成第1相Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Boost变换器的工作回路为L1储能；在Q6导通期间，存在Q8处于关断状态、Q7处于导通状态的时间段，该时间段包括Q6导通期间的中点时刻，第2相Boost变换器中的L2处于放电状态，Vin的正极流出的电流通过L2到达Q7，再从Q7经过R2和R1到达Vin的负极，构成第2相Boost变换器的工作回路，Vin通过第2相Boost变换器的工作回路为负载供能。即在第一时刻，第1相Boost变换器和第2相Boost变换器的工作回路均经过R1，第2相Boost变换器的工作回路经过R2，处理模块21可以获取R1在第一时刻的电流值和R2在第一时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R2在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q6导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Boost变换器和第2相Boost变换器的工作回路均经过R1，第1相Boost变换器的工作回路经过R2，处理模块21可以获取R1在第一时刻的电流值和R2在第一时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R2在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q8导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流，其中，第一采样电阻与多相交 错并联变换器的输入端相连；在第一时刻获取第二采样电阻的第二电流，其中，在第一时刻多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路均经过第二采样电阻，第二采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连；将第一采样电阻的第一电流与第二采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流。
再参见图2a，H桥变换器工作在Buck-Boost模式：
处理模块21分别向开关管Q1-Q8输出周期为1/f的控制信号，并且，向Q1和Q6输出的控制信号在相位上相差0°，向Q2和Q5输出的控制信号在相位上相差0°，向Q3和Q8输出的控制信号在相位上相差0°，向Q4和Q7输出的控制信号在相位上相差0°，向Q1和Q3输出的控制信号在相位上相差180°，向Q2和Q4输出的控制信号在相位上相差180°，向Q5和Q7输出的控制信号在相位上相差180°，向Q6和Q8输出的控制信号在相位上相差180°，其中，f为开关管的开关频率，以使Q1-Q8以开关频率进行开关。
在一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块21用于获取R1在第一时刻的电流，根据R1在第一时刻的电流确定第1相H桥变换器的电感电流：
具体的，在Q1、Q6导通期间，第1相H桥变换器中L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过Q6和R1到达Vin的负极，构成第1相H桥变换器的工作回路，Vin通过第1相H桥变换器的工作回路为L1储能；在Q1、Q6导通期间，存在Q3、Q8处于关断状态，Q4、Q7处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1、Q6导通期间的中点时刻，第2相H桥变换器中的L2处于放电状态，L2上存储的能量可通过由L2、Q7和Q4构成的第2相H桥变换器的工作回路给负载供能。即在第一时刻，第1相H桥变换器的工作回路经过R1，第2相H桥变换器的工作回路不经过R1，处理模块21可以获取R1在第一时刻的电流，将R1在第一时刻的电流值确定为第1相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1、Q6导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相H桥变换器的工作回路不经过R1，第2相H桥变换器的工作回路经过R1，处理模块21可以获取R1在第一时刻的电流，将R1在第一时刻的电流值确定第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3、Q8导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
在另一实施方式中，采样模块20用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块21用于获取R2在第一时刻的电流，根据R2在第一时刻的电流确定第1相H桥变换器的电感电流：
具体的，在Q2、Q5导通期间，第1相H桥变换器中L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1、Q5、R2和Q2构成的第1相H桥变换器的工作回路给负载供能；在Q2、Q5导通期间，存在Q4、Q7处于关断状态，并且，Q3、Q8处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2、Q5导通期间的中点时刻，第2相H桥变换器中的L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3到达L2，再从L2经过Q8到达Vin的负极，构成第2相H桥变换器的工作回路，Vin通过第2相H桥变换器的工作回路为L2储能。即在第一时刻，第1相H桥变换器的工作回路经过R2，第2相H桥变换器的工作回路不经过R2，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定为第1相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为 Q2、Q5导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相H桥变换器的工作回路不经过R2，第2相H桥变换器的工作回路经过R2，处理模块21可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q4、Q7导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块21在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
在本申请实施例中，处理模块21在确定第一时刻只有第1相H桥变换器的工作回路经过第一采样电阻R1或R2的情况下，将第一采样电阻在第一时刻的电流值确定为第1相H桥变换器的电感电流值；在第一时刻第一采样电阻R1和第二采样电阻R2上的电流均不只是第1相H桥变换器的工作电流的情况下，将R1在第一时刻的电流值与R2在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流值；在第一时刻第一采样电阻R2和第二采样电阻R1上的电流均不只是第1相H桥变换器的工作电流的情况下，将R2在第一时刻的电流值与R1在第一时刻的电流值之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流值。
示例性的，参见图3，图3是本申请提供的采用两相交错并联Buck-Boost变换器的供电电源的结构示意图。如图3所示，该供电电源包括Vin、两相交错并联Buck-Boost变换器和电流采样装置，两相交错并联Buck-Boost变换器包括第1相Buck-Boost变换器和第2相Buck-Boost变换器，其中，第1相Buck-Boost变换器包括开关管Q1、Q2和功率电感L1，第2相Buck-Boost变换器包括开关管Q3、Q4和功率电感L2，两相Buck-Boost变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接。此外，两相交错并联Buck-Boost变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R1/R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块30和处理模块31，处理模块31用于分别向Q1和Q3输出周期为1/f且相位上相差180°的控制信号，其中，f为开关管的开关频率。
其中，Q1-Q4可以是包括但不限于mos管、IGBT、二极管、三极管等在内的开关管，L1和L2可以为独立的电感，也可以为2相集成式电感。
在一实施方式中，采样模块30用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块31用于获取R1在第一时刻的电流，根据R1在第一时刻的电流确定第1相Buck-Boost变换器的电感电流：
具体的，在Q1导通期间，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过R1到达Vin的负极，构成第1相H桥变换器的工作回路，Vin通过第1相H桥变换器的工作回路为L1储能；在Q1导通期间，存在Q3处于关断状态、Q4处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1导通期间的中点时刻，第2相Buck-Boost桥变换器中的L2处于放电状态，L2上存储的能量可通过由L2和Q4构成的第2相Buck-Boost变换器的工作回路给负载供能。即在第一时刻，第1相Buck-Boost变换器的工作回路经过R1，第2相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，处理模块31可以获取R1在第一时刻的电流，将R1在第一时刻的电流值确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，第2相Buck-Boost变换器的工作回路经过R1，处理模块31可以获取R1在第一时刻的电流，将R1 在第一时刻的电流值确定为第2相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块31在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
在另一实施方式中，采样模块30用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块31用于获取R2在第一时刻的电流，根据R2在第一时刻的电流确定第1相Buck-Boost变换器的电感电流：
具体的，在Q2导通期间，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过L1、Q2和R2构成的第1相Buck-Boost变换器的工作回路给负载供能；在Q2导通期间，存在Q4处于关断状态、Q3处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2导通期间的中点时刻，第2相Buck-Boost桥变换器中的L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3到达L2，再从L2到达Vin的负极，构成第2相H桥变换器的工作回路，Vin通过第2相H桥变换器的工作回路为L2储能。即在第一时刻，第1相Buck-Boost变换器的工作回路经过R2，第2相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，处理模块31可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2导通期间的中点时刻。
同理可知，在第一时刻，第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，第2相Buck-Boost变换器的工作回路经过R2，处理模块31可以获取R2在第一时刻的电流，将R2在第一时刻的电流值确定为第2相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q4导通期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块31在第一时刻确定多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻的第一电流确定为第一相变换器的电感电流，其中，在第一时刻第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
在本申请实施例中，处理模块31在确定第一时刻只有第1相Buck-Boost变换器的工作回路经过第一采样电阻R1或R2的情况下，将第一采样电阻在第一时刻的电流值确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。
示例性的，参见图4a，图4a是本申请提供的采用三相交错并联H桥变换器的供电电源的结构示意图。如图4a所示，该供电电源包括Vin、三相交错并联H桥变换器和电流采样装置，三相交错并联H桥变换器包括第1相H桥变换器至第3相H桥变换器，其中，第1相H桥变换器包括开关管Q1、Q2、Q7、Q8和功率电感L1，第2相H桥变换器包括开关管Q3、Q4、Q9、Q10和功率电感L2，第3相H桥变换器包括开关管Q5、Q6、Q11、Q12和功率电感L3，三相H桥变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接。此外，三相交错并联H桥变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R1/R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块40和处理模块41。
其中，Q1-Q12可以是包括但不限于mos管、IGBT、二极管、三极管等在内的开关管，L1、 L2和L3可以为独立的电感，也可以为3相集成式电感。
H桥变换器工作在Buck模式：
处理模块41控制Q7、Q9和Q11保持常通，Q8、Q10和Q12保持常断，分别向Q1-Q6输出周期为1/f的控制信号，并且，向Q1、Q3和Q5中任意两个开关管输出的控制信号在相位上相差120°，向Q2、Q4和Q6中任意两个开关管输出的控制信号在相位上相差120°，其中，f为开关管的开关频率，以使Q1-Q6以开关频率进行开关。
当H桥变换器工作在Buck模式时，采用三相交错并联H桥变换器的供电电源可简化为如图4b所示的采用三相交错并联Buck变换器的供电电源。如图4b所示，该供电电源包括Vin、三相交错并联Buck变换器和电流采样装置，三相交错并联Buck变换器包括第1相Buck变换器至第3相Buck变换器，其中，第1相Buck变换器包括开关管Q1、Q2和功率电感L1，第2相Buck变换器包括开关管Q3、Q4和功率电感L2，第3相Buck变换器包括开关管Q5、Q6和功率电感L3，三相Buck变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接，此外，三相交错并联Buck变换器与第一采样电阻R1相连。本实施例中的电流采样装置可包括R1，还可包括采样模块40和处理模块41，处理模块41用于分别向三相Buck变换器中任意两相Buck变换器相同位置的开关管(如Q1和Q3)输出相位上相差120°的控制信号。
在一实施方式中，采样模块40用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块41用于获取R1在第一时刻的电流和R1在第二时刻的电流，将R1在第一时刻的电流与R1在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相Buck变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相Buck变换器的工作回路均经过R1，在第二时刻第1相Buck变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相Buck变换器和第3相Buck变换器的工作回路均经过R1。举例来说，若第一时刻为第1相Buck变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相Buck变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q1导通期间，第1相Buck变换器中L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过负载和R1到达Vin的负极，构成第1相Buck变换器的工作回路，Vin通过第1相Buck变换器的工作回路为L1储能；在Q1导通期间，存在Q3处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1导通期间的中点时刻，第2相Buck变换器中L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3到达L2，再从L2经过负载和R1到达Vin的负极，构成第2相Buck变换器的工作回路，Vin通过第2相Buck变换器的工作回路为L2储能；在Q1导通期间，存在Q5处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1导通期间的中点时刻，第3相Buck变换器中L3处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q5到达L3，再从L3经过负载和R1到达Vin的负极，构成第3相Buck变换器的工作回路，Vin通过第3相Buck变换器的工作回路为L3储能。
在Q1关断期间，Q2处于导通状态，第1相Buck变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1和Q2构成的第1相Buck变换器的工作回路给负载供能；在Q1关断期间，存在Q3处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1关断期间的中点时刻，第2相Buck变换器中L2处于充电状态；在Q1关断期间，存在Q5处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1关断期间的中点时刻，第3相Buck变换器中L3处于充电状态。
可以理解，在Q1导通期间，存在所有Buck变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q1导通期间的中点时刻，在Q1关断期间，存在第1相Buck变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相Buck变换器和第3相Buck变换器的工作回路均经过R1的 时间段，该时间段包括Q1关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q1关断期间的中点时刻。
同理可知，在Q3导通期间，存在所有Buck变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q3导通期间的中点时刻，在Q3关断期间，存在第2相Buck变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相Buck变换器和第3相Buck变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q3关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q3关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R1在Q1导通期间的中点时刻和在Q3导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相Buck变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q3关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
同理可知，在Q5导通期间，存在所有Buck变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q5导通期间的中点时刻，在Q5关断期间，存在第3相Buck变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相Buck变换器和第2相Buck变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q5关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和在R1第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q5导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q5关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R1在Q1导通期间的中点时刻和在Q5导通期间的中点时刻的电流值均相等，为三相Buck变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Buck变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q5关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块41在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
H桥变换器工作在Boost模式：
处理模块41控制Q1、Q3和Q5保持常通，Q2、Q4和Q6保持常断，分别向开关管Q7-Q12输出周期为1/f的控制信号，并且，向Q7、Q9和Q11中任意两个开关管输出的控制信号在相位上相差120°，向Q8、Q10和Q12中任意两个开关管输出的控制信号在相位上相差120°，其中，f为开关管的开关频率，以使Q7-Q12以开关频率进行开关。
当H桥变换器工作在Boost模式时，采用三相交错并联H桥变换器的供电电源可简化为如图4c所示的采用三相交错并联Boost变换器的供电电源。如图4c所示，该供电电源包括Vin、三相交错并联Boost变换器和电流采样装置，三相交错并联Boost变换器包括第1相Boost变换器至第3相Boost变换器，其中，第1相Boost变换器包括开关管Q7、Q8和功率电感L1，第2相Boost变换器包括开关管Q9、Q10和功率电感L2，第3相Boost变换器包括开关管Q11、Q12和功率电感L3，三相Boost变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接，此外，三相交错并联Boost变换器与第一采样电阻R2相连。本实施例中的电流采样装置可包括R2，还可包括采样模块40和处理模块41，处理模块41用于分别向三相Boost变换器中任意两相Boost变换器相同位置的开关管(如Q8和Q10)输出相位上相差120°的控制信号。
在一实施方式中，采样模块40用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块41用于获取R2在第一时刻的电流和R2在第二时刻的电流，将R2在第一时刻的电流与R2在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相Boost变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相Boost变换器的工作回路均经过R2，在第二时刻第1相Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第2相Boost变换器和第3相Boost变换器的工作回路均经过R2。举例来说，若第一时刻为第1相Boost变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Boost变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相Boost变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Boost变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q7导通期间，第1相Boost变换器中L1处于放电状态，Vin的正极流出的电流通过L1到达Q7，再从Q7经过R2到达Vin的负极，构成第1相Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Boost变换器的工作回路为负载供能；在Q7导通期间，存在Q9处于导通状态的时间段，该时间段包括Q7导通期间的中点时刻，第2相Boost变换器中L2处于放电状态，Vin的正极流出的电流通过L2到达Q9，再从Q9经过R2到达Vin的负极，构成第2相Boost变换器的工作回路，Vin通过第2相Boost变换器的工作回路为负载供能；在Q7导通期间，存在Q11处于导通状态的时间段，该时间段包括Q7导通期间的中点时刻，第3相Boost变换器中L3处于放电状态，Vin的正极流出的电流通过L3到达Q11，再从Q11经过R2到达Vin的负极，构成第3相Boost变换器的工作回路，Vin通过第3相Boost变换器的工作回路为负载供能。
在Q7关断期间，Q8处于导通状态，第1相Boost变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过L1经过Q8到达Vin的负极，构成第1相Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Boost变换器的工作回路为L1储能；在Q7关断期间，存在Q9处于导通状态的时间段，该时间段包括Q7关断期间的中点时刻，第2相Boost变换器中L2处于放电状态；在Q7关断期间，存在Q11处于导通状态的时间段，该时间段包括Q7关断期间的中点时刻，第3相Boost变换器中L3处于放电状态。
可以理解，在Q7导通期间，存在所有Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q7导通期间的中点时刻，在Q7关断期间，存在第1相Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第2相Boost变换器和第3相Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q7关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q7关断期间的中点时刻。
同理可知，在Q9导通期间，存在所有Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q9导通期间的中点时刻，在Q9关断期间，存在第2相Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相Boost变换器和第3相Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q9关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q9导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q9关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R2在Q7导通期间的中点时刻和在Q9导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相Boost变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q9关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
同理可知，在Q11导通期间，存在所有Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q11导通期间的中点时刻，在Q11关断期间，存在第3相Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相Boost变换器和第2相Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q11关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q11导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q11关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R2在Q7导通期间的中点时刻和在Q11导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相Boost变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q11关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块41在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
再参见图4a，H桥变换器工作在Buck-Boost模式：
处理模块41分别向开关管Q1-Q12输出周期为1/f的控制信号，并且，向同一变换器中位置成对角位置关系的两个开关管(如Q1和Q8、Q2和Q7)输出的控制信号在相位上相差0°，向三相H桥变换器中任意两相变换器中相同位置的两个开关管(如Q1和Q3、Q1和Q5、Q3和Q5)输出的控制信号在相位上相差120°，其中，f为开关管的开关频率。
在一实施方式中，采样模块40用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块41用于获取R1在第一时刻的电流和R1在第二时刻的电流，将R1在第一时刻的电流与R1在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相H桥变换器的工作回路均经过R1，在第二时刻第1相H桥变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相H 桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R1。举例来说，若第一时刻为第1相H桥变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相H桥变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相H桥变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相H桥变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q1、Q8导通期间，第1相H桥变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过Q8和R1到达Vin的负极，构成第1相H桥变换器的工作回路，Vin通过第1相H桥变换器的工作回路为L1储能；在Q1、Q8导通期间，存在Q3、Q10处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1、Q8导通期间的中点时刻，第2相H桥变换器中L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3到达L2，再从L2经过Q10和R1到达Vin的负极，构成第2相H桥变换器的工作回路，Vin通过第2相H桥变换器的工作回路为L2储能；在Q1、Q8导通期间，存在Q5、Q12处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1、Q8导通期间的中点时刻，第3相H桥变换器中L3处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q5到达L3，再从L3经过Q12和R1到达Vin的负极，构成第3相H桥变换器的工作回路，Vin通过第3相H桥变换器的工作回路为L3储能。
在Q1、Q8关断期间，Q2、Q7处于导通状态，第1相H桥变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1、Q7、负载和Q2构成的第1相H桥变换器的工作回路给负载供电；在Q1、Q8关断期间，存在Q3、Q10处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1、Q8关断期间的中点时刻，第2相H桥变换器中L2处于充电状态；在Q1、Q8关断期间，存在Q5、Q12处于导通状态的时间段，该时间段包括Q1、Q8关断期间的中点时刻，第3相H桥变换器中L3处于充电状态。
可以理解，在Q1、Q8导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q1、Q8导通期间的中点时刻，在Q1、Q8关断期间，存在第1相H桥变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q1、Q8关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1、Q8导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q1、Q8关断期间中点时刻。
同理可知，在Q3、Q10导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q3、Q10导通期间的中点时刻，在Q3、Q10关断期间，存在第2相H桥变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q3、Q10关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3、Q10导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q3、Q10关断期间中点时刻。
进一步地，由于R1在Q1、Q8导通期间的中点时刻和在Q3、Q10导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相H桥变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1、Q8导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q3、Q10关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
同理可知，在Q5、Q12导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q5、Q12导通期间的中点时刻，在Q5、Q12关断期间，存在第3相H 桥变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相H桥变换器和第2相H桥变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段包括Q5、Q12关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q5、Q12导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q5、Q12关断期间中点时刻。
进一步地，由于R1在Q1、Q8导通期间的中点时刻和在Q5、Q12导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相H桥变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与在R1第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1、Q8导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q5、Q12关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块41在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
在另一实施方式中，采样模块40用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块41用于获取R2在第一时刻的电流和R2在第二时刻的电流，将R2在第一时刻的电流与R2在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相H桥变换器的工作回路均经过R2，在第二时刻第1相H桥变换器的工作回路不经过R2，并且，第2相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R2。举例来说，若第一时刻为第1相H桥变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相H桥变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相H桥变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相H桥变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q2、Q7导通期间，第1相H桥变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1、Q7、R2和Q2构成的第1相H桥变换器的工作回路给负载供能；在Q2、Q7导通期间，存在Q4、Q9处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2、Q7导通期间的中点时刻，第2相H桥变换器中的L2处于放电状态，L2上存储的能量可通过由L2、Q9、R2和Q4构成的第2相H桥变换器的工作回路给负载供能；在Q2、Q7导通期间，存在Q6、Q11处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2、Q7导通期间的中点时刻，第3相H桥变换器中的L3处于放电状态，L3上存储的能量可通过由L3、Q11、R2和Q6构成的第3相H桥变换器的工作回路给负载供能。
在Q2、Q7关断期间，Q1、Q8处于导通状态，第1相H桥变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过Q8到达Vin的负极，构成第1相H桥变换器的工作回路，Vin通过第1相H桥变换器的工作回路为L1储能；在Q2、Q7关断期间，存在Q4、Q9处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2、Q7关断期间的中点时刻，第2相H桥变换器中的L2处于放电状态；在Q2、Q7关断期间，存在Q6、Q11处于导通状态的时间段，该时间段包括Q2、Q7关断期间的中点时刻，第3相H桥变换器中的L3处于放电状态。
可以理解，在Q2、Q7导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q2、Q7导通期间的中点时刻，在Q2、Q7关断期间，存在第1相H桥变换器 的工作回路不经过R2，并且，第2相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q2、Q7关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2、Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q2、Q7关断期间中点时刻。
同理可知，在Q4、Q9导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q4、Q9导通期间的中点时刻，在Q4、Q9关断期间，存在第2相H桥变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q4、Q9关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q4、Q9导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q4、Q9关断期间中点时刻。
进一步地，由于R2在Q2、Q7导通期间的中点时刻和在Q4、Q9导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相H桥变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2、Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q4、Q9关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
同理可知，在Q6、Q11导通期间，存在所有H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q6、Q11导通期间的中点时刻，在Q6、Q11关断期间，存在第3相H桥变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相H桥变换器和第2相H桥变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段包括Q6、Q11关断期间的中点时刻，处理模块41可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q6、Q11导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q6、Q11关断期间中点时刻。
进一步地，由于R2在Q2、Q7导通期间的中点时刻和在Q6、Q11导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相H桥变换器的总电流，因此，处理模块41可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相H桥变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2、Q7导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q6、Q11关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块41在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
在本申请实施例中，处理模块41在第一时刻不仅第1相H桥变换器的工作回路经过第一采样电阻R1或R2，第2相H桥变换器和第3相H桥变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻在第一时刻的电流值与第一采样电阻在第二时刻的电流值之间的差值确定第1相H桥变换器的电感电流值。
示例性的，参见图5，图5是本申请提供的采用三相交错并联Buck-Boost变换器的供电电源的结构示意图。如图5所示，该供电电源包括Vin、三相交错并联Buck-Boost变换器和电流采样装置，三相交错并联Buck-Boost变换器包括第1相Buck-Boost变换器至第3相Buck-Boost变换器，其中，第1相Buck-Boost变换器包括开关管Q1、Q2和功率电感L1，第2相Buck-Boost变换器包括开关管Q3、Q4和功率电感L2，第3相Buck-Boost变换器包括开关管Q5、Q6和功率电感L3，三相Buck-Boost变换器通过in1、in2、out1和out2并联连接，此外，三相并联Buck-Boost变换器与第一采样电阻相连，其中，第一采样电阻可以为R1或R2。即本实施例中的电流采样装置可以包括R1/R2。此外，本实施例中的电流采样装置还可包括采样模块50和处理模块51，处理模块51用于分别向三相Buck-Boost变换器中任意两相Buck-Boost变换器相同位置的开关管(如Q1和Q3)输出相位上相差120°的控制信号。
其中，Q1-Q6可以是包括但不限于mos管、IGBT、二极管、三极管等在内的开关管，L1、L2和L3可以为独立的电感，也可以为3相集成式电感。
在一实施方式中，采样模块50用于采集第一采样电阻R1的电流，处理模块51用于获取R1在第一时刻的电流和R1在第二时刻的电流，将R1在第一时刻的电流与R1在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1，在第二时刻第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1。举例来说，若第一时刻为第1相Buck-Boost变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck-Boost变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相Buck-Boost变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck-Boost变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q1导通期间，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1经过R1到达Vin的负极，构成第1相Buck-Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Buck-Boost变换器的工作回路为L1储能；在Q1导通期间，存在Q3处于导通状态的时间段，该时间段存在Q1导通期间的中点时刻，第2相Buck-Boost变换器中的L2处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q3到达L2，再从L2经过R1到达Vin的负极，构成第2相Buck-Boost变换器的工作回路，Vin通过第2相Buck-Boost变换器的工作回路为L2储能；在Q1导通期间，存在Q5处于导通状态的时间段，该时间段存在Q1导通期间的中点时刻，第3相Buck-Boost变换器中的L3处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q5到达L3，再从L3经过R1到达Vin的负极，构成第3相Buck-Boost变换器的工作回路，Vin通过第3相Buck-Boost变换器的工作回路为L3储能。
在Q1关断期间，Q2处于导通状态，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过由L1和Q2构成的第1相H桥变换器的工作回路给负载供能；在Q1关断期间，存在Q3处于导通状态的时间段，该时间段存在Q1关断期间的中点时刻，第2相Buck-Boost变换器中的L2处于充电状态；当Q1处于关断状态时，存在Q5处于导通状态的时间段，该时间段存在Q1关断期间的中点时刻，第3相Buck-Boost变换器中的L3处于充电状态。
可以理解，在Q1导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q1导通期间的中点时刻，在Q1关断期间，存在第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，并且，第2相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q1关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R1在第 一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q1导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q1关断期间的中点时刻。
同理可知，在Q3导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q3导通期间的中点时刻，在Q3关断期间，存在第2相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q3关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q3导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q3关断期间的中点时刻。
在Q5导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q5导通期间的中点时刻，在Q5关断期间，存在第3相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R1，并且，第1相Buck-Boost变换器和第2相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R1的时间段，该时间段存在Q5关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R1在第一时刻的电流值和R1在第二时刻的电流值，将R1在第一时刻的电流值与R1在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q5导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q5关断期间的中点时刻。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块51在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输入端相连。
在另一实施方式中，采样模块50用于采集第一采样电阻R2的电流，处理模块51用于获取R2在第一时刻的电流和R2在第二时刻的电流，将R2在第一时刻的电流与R2在第二时刻的电流之间的差值，确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流。其中，在第一时刻三相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2，在第二时刻第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第2相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2。举例来说，若第一时刻为第1相Buck-Boost变换器中开关管的导通期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck-Boost变换器中同一开关管的关断期间的中点时刻；若第一时刻为第1相Buck-Boost变换器中开关管的关断期间的中点时刻，则第二时刻为第1相Buck-Boost变换器中同一开关管的导通期间的中点时刻。
具体的，在Q2导通期间，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于放电状态，L1上存储的能量可通过L1、Q2和R2构成的第1相Buck-Boost变换器的工作回路给负载供能；在Q2导通期间，存在Q4处于导通状态的时间段，该时间段存在Q2导通期间的中点时刻，第2相Buck-Boost变换器中的L2处于放电状态，L2上存储的能量可通过L2、Q4和R2构成的第2相Buck-Boost变换器的工作回路给负载供能；在Q2导通期间，存在Q6处于导通状态的时间段，该时间段存在Q2导通期间的中点时刻，第3相Buck-Boost变换器中的L3处于放电状态，L3上存储的能量可通过L3、Q6和R2构成的第3相Buck-Boost变换器的工作回路给负载供能。
在Q2关断期间，Q1处于导通状态，第1相Buck-Boost变换器中的L1处于充电状态，Vin的正极流出的电流通过Q1到达L1，再从L1到达Vin的负极，构成第1相Buck-Boost变换器的工作回路，Vin通过第1相Buck-Boost变换器的工作回路为L1储能；在Q2关断期间，存在Q4处于导通状态的时间段，该时间段存在Q2关断期间的中点时刻，第2相Buck-Boost变换器中的L2处于放电状态；在Q2关断期间，存在Q6处于导通状态的时间段，该时间段存在Q2关断期间的中点时刻，第3相Buck-Boost变换器中的L3处于放电状态。
可以理解，在Q2导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q2导通期间的中点时刻，在Q2关断期间，存在第1相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第2相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q2关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q2关断期间的中点时刻。
同理可知，在Q4导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q4导通期间的中点时刻，在Q4关断期间，存在第2相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q4关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q4导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q4关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R2在Q2导通期间的中点时刻和在Q4导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相Buck-Boost变换器的总电流，因此，处理模块51可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第2相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q4关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
同理可知，在Q6导通期间，存在所有Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q6导通期间的中点时刻，在Q6关断期间，存在第3相Buck-Boost变换器的工作回路不经过R2，并且，第1相Buck-Boost变换器和第2相Buck-Boost变换器的工作回路均经过R2的时间段，该时间段存在Q6关断期间的中点时刻，处理模块51可以获取R2在第一时刻的电流值和R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与R2在第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q6导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q6关断期间的中点时刻。
进一步地，由于R2在Q2导通期间的中点时刻和在Q6导通期间的中点时刻的电流值相等，为三相Buck-Boost变换器的总电流，因此，处理模块51可以获取R2在第二时刻的电流值，将R2在第一时刻的电流值与在R2第二时刻的电流值之间的差值，确定为第3相Buck-Boost变换器的电感电流值。其中，第一时刻可以为Q2导通期间的中点时刻，第二时刻可以为Q6关断期间的中点时刻。从而减少采样次数，提高工作效率。
基于上述供电电源，本申请还提供了一种电流采样方法，包括：
处理模块51在第一时刻确定多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，获取第一采样电阻的第一电流；在第一相变换器的工作回路不经过第一采样电阻，并且多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过第一 采样电阻的第二时刻，获取第一采样电阻的第二电流；将第一采样电阻的第一电流与第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为第一相变换器的电感电流，其中，第一采样电阻与多相交错并联变换器的输出端相连。
在本申请实施例中，处理模块51在第一时刻不仅第1相Buck-Boost变换器的工作回路经过第一采样电阻R1或R2，第2相Buck-Boost变换器和第3相Buck-Boost变换器的工作回路均经过第一采样电阻的情况下，将第一采样电阻在第一时刻的电流值与第一采样电阻在第二时刻的电流值之间的差值确定第1相Buck-Boost变换器的电感电流值。
本申请所提供的供电电源及其对应的电流采样方法，即可保证降低电流采样装置的电路成本，也可以保证增加对多相交错并联变换器的直流电流采样支持，适用性强。
以上所述，仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应以所述权利要求的保护范围为准。

Claims (13)

  1. 一种供电电源，其特征在于，所述供电电源包括输入电源、多相交错并联变换器和电流采样装置，所述输入电源用于向所述多相交错并联变换器的输入端供电，所述多相交错并联变换器包括至少两相并联的变换器，所述电流采样装置连接所述至少两相并联的变换器中各相变换器的开关管，所述电流采样装置包括第一采样电阻，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接，所述至少两相并联的变换器包括第一相变换器；
    所述电流采样装置，用于采集所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流，根据所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，其中，在所述第一时刻所述第一相变换器的工作回路经过所述第一采样电阻。
  2. 根据权利要求1所述的供电电源，其特征在于，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过所述第一采样电阻；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    将所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定为所述第一相变换器的电感电流。
  3. 根据权利要求1所述的供电电源，其特征在于，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻，其中，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端相连；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    采集所述第二采样电阻在所述第一时刻的第二电流，将所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流与所述第二采样电阻在所述第一时刻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流，其中，所述第二采样电阻与所述多相交错并联变换器的输出端相连，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路经过所述第二采样电阻。
  4. 根据权利要求1所述的供电电源，其特征在于，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻，其中，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输出端相连；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    采集所述第二采样电阻在所述第一时刻的第二电流，将所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流与所述第二采样电阻在所述第一时刻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流，其中，所述第二采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端相连，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路经过所述第二采样电阻。
  5. 根据权利要求1所述的供电电源，其特征在于，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    采集所述第一采样电阻在第二时刻的第二电流，将所述第一采样电阻在第一时刻的第一电流与所述第一采样电阻在第二时刻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流，其中，在所述第二时刻所述第一相变换器的工作回路不经过所述第一采样电阻，并且所述多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻。
  6. 根据权利要求1所述的供电电源，其特征在于，所述电流采样装置包括采样模块和处理模块，其中：
    所述采样模块，用于采集所述第一采样电阻的第一电流；
    所述处理模块，用于获取所述第一采样电阻在所述第一时刻的第一电流，根据所述第一采样电阻在所述第一时刻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流。
  7. 根据权利要求1-6任一项所述的供电电源，其特征在于，所述第一相变换器为H桥变换器、Buck变换器、Boost变换器和Buck-Boost变换器中的任意一种。
  8. 一种电流采样方法，其特征在于，所述电流采样方法适用于供电电源，所述供电电源包括输入电源、多相交错并联变换器和电流采样装置，所述输入电源用于向所述多相交错并联变换器的输入端供电，所述多相交错并联变换器包括至少两相并联的变换器，所述电流采样装置连接所述至少两相并联的变换器中各相变换器的开关管，所述电流采样装置包括第一采样电阻，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端或者输出端连接，所述至少两相并联的变换器包括第一相变换器，所述方法包括：
    所述电流采样装置在所述第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，采集所述第一采样电阻的第一电流；
    根据所述第一采样电阻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流。
  9. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述电流采样装置根据所述第一采样电阻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    在所述第一时刻确定所述多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均不经过所述第一采样电阻的情况下，将所述第一采样电阻的第一电流确定为所述第一相变换器的电感电流。
  10. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述电流采样装置在所述第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，采集所述第一采样电阻的第一电流，包括：
    在所述第一时刻确定所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻的情况下，采集所述第一采样电阻的第一电流，其中，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端相连；
    所述方法还包括：
    在所述第一时刻采集第二采样电阻的第二电流，其中，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路均经过所述第二采样电阻，所述第二采样电阻与 所述多相交错并联变换器的输出端相连；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    将所述第一采样电阻的第一电流与所述第二采样电阻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流。
  11. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述电流采样装置在所述第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，采集所述第一采样电阻的第一电流，包括：
    在所述第一时刻确定所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻的情况下，采集所述第一采样电阻的第一电流，其中，所述第一采样电阻与所述多相交错并联变换器的输出端相连；
    所述方法还包括：
    在所述第一时刻采集第二采样电阻的第二电流，其中，在所述第一时刻所述多相交错并联变换器中其他变换器的工作回路均经过所述第二采样电阻，所述第二采样电阻与所述多相交错并联变换器的输入端相连；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    将所述第一采样电阻的第一电流与所述第二采样电阻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流。
  12. 根据权利要求8所述的方法，其特征在于，所述电流采样装置在所述第一相变换器的工作回路经过第一采样电阻的第一时刻，采集所述第一采样电阻的第一电流，包括：
    在所述第一时刻确定所述多相交错并联变换器中的所有变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻的情况下，采集所述第一采样电阻的第一电流；
    所述方法还包括：
    在所述第一相变换器的工作回路不经过所述第一采样电阻，并且所述多相交错并联变换器中的其他变换器的工作回路均经过所述第一采样电阻的第二时刻，采集所述第一采样电阻的第二电流；
    所述电流采样装置根据所述第一采样电阻的第一电流确定所述第一相变换器的电感电流，包括：
    将所述第一采样电阻的第一电流与所述第一采样电阻的第二电流之间的差值，确定为所述第一相变换器的电感电流。
  13. 根据权利要求8-12任一项所述的方法，其特征在于，所述第一相变换器为H桥变换器、Buck变换器、Boost变换器和Buck-Boost变换器中的任意一种。
PCT/CN2021/123704 2020-10-23 2021-10-14 供电电源及电流采样方法 WO2022083493A1 (zh)

Priority Applications (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
EP21881911.8A EP4199336A4 (en) 2020-10-23 2021-10-14 POWER SUPPLY SOURCE AND CURRENT SENSING METHOD
US18/193,898 US20230299680A1 (en) 2020-10-23 2023-03-31 Power Supply and Current Sampling Method

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202011147559.9 2020-10-23
CN202011147559.9A CN114499182A (zh) 2020-10-23 2020-10-23 供电电源及电流采样方法

Related Child Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
US18/193,898 Continuation US20230299680A1 (en) 2020-10-23 2023-03-31 Power Supply and Current Sampling Method

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2022083493A1 true WO2022083493A1 (zh) 2022-04-28

Family

ID=81289673

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/CN2021/123704 WO2022083493A1 (zh) 2020-10-23 2021-10-14 供电电源及电流采样方法

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230299680A1 (zh)
EP (1) EP4199336A4 (zh)
CN (1) CN114499182A (zh)
WO (1) WO2022083493A1 (zh)

Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100244789A1 (en) * 2009-03-24 2010-09-30 Sanken Electric Co., Ltd Interleaved converter
CN202167862U (zh) * 2011-07-05 2012-03-14 浙江昱能光伏科技集成有限公司 太阳能光伏并网交错并联反激逆变器
CN103051198A (zh) * 2013-01-16 2013-04-17 东南大学 一种交错并联反激驱动电源
CN104038042A (zh) * 2013-03-04 2014-09-10 珠海格力电器股份有限公司 交错式功率因数校正电路及其控制方法
CN104619076A (zh) * 2014-12-11 2015-05-13 江苏大学 一种无电解电容交错并联反激led驱动电源
CN104868709A (zh) * 2015-06-09 2015-08-26 广东美的暖通设备有限公司 交错式功率因数校正电路及其的控制方法
CN107592016A (zh) * 2017-09-11 2018-01-16 珠海格力电器股份有限公司 交错并联双向dc/dc变换器及其均流装置、均流方法

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
AU2016394625B2 (en) * 2016-02-24 2019-08-15 Mitsubishi Electric Corporation Converter device
CN107257202B (zh) * 2016-11-17 2019-04-09 南京航空航天大学 含有源储能单元型Boost PFC的优化控制方法

Patent Citations (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20100244789A1 (en) * 2009-03-24 2010-09-30 Sanken Electric Co., Ltd Interleaved converter
CN202167862U (zh) * 2011-07-05 2012-03-14 浙江昱能光伏科技集成有限公司 太阳能光伏并网交错并联反激逆变器
CN103051198A (zh) * 2013-01-16 2013-04-17 东南大学 一种交错并联反激驱动电源
CN104038042A (zh) * 2013-03-04 2014-09-10 珠海格力电器股份有限公司 交错式功率因数校正电路及其控制方法
CN104619076A (zh) * 2014-12-11 2015-05-13 江苏大学 一种无电解电容交错并联反激led驱动电源
CN104868709A (zh) * 2015-06-09 2015-08-26 广东美的暖通设备有限公司 交错式功率因数校正电路及其的控制方法
CN107592016A (zh) * 2017-09-11 2018-01-16 珠海格力电器股份有限公司 交错并联双向dc/dc变换器及其均流装置、均流方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP4199336A4

Also Published As

Publication number Publication date
US20230299680A1 (en) 2023-09-21
CN114499182A (zh) 2022-05-13
EP4199336A1 (en) 2023-06-21
EP4199336A4 (en) 2024-02-21

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9007040B2 (en) DC-DC power conversion apparatus
EP2571154B1 (en) PV inverter with input parallel output series connected flyback converters feeding a fullbridge grid converter
Zhang et al. Analysis and design of a new soft-switching boost converter with a coupled inductor
US20160105119A1 (en) Power conversion apparatus
Agostini et al. Three-phase three-level PWM DC–DC converter
Kim et al. Design and control method of 25kW high efficient EV fast charger
Khalili et al. Fully soft-switched non-isolated high step-down DC–DC converter with reduced voltage stress and expanding capability
Cha et al. A new three-phase interleaved isolated boost converter with active clamp for fuel cells
CN110957922A (zh) 单级式高频隔离型双向直流变换器和并网储能系统
CN114257097A (zh) 一种多模式切换的宽输出直流变换器及其切换控制
WO2021219761A1 (en) Electrical power converter
Gupta et al. Soft-switching mechanism for a high-gain, interleaved hybrid boost converter
JP2016025831A (ja) Ｄｃ−ｄｃコンバータの補助回路及びその補助回路を用いた双方向昇降圧ｄｃ−ｄｃコンバータ
Wang et al. Analysis and Implementation of a Transformerless Interleaved ZVS High-Step-Down DC-DC Converter
WO2022083493A1 (zh) 供电电源及电流采样方法
Wu et al. Analysis and design for a new ZVS dc–dc converter with active clamping
CN110729913B (zh) 一种单级式高增益五开关Boost型逆变器
CN116584015A (zh) 一种直流变换器、控制方法、直流汇流箱及光伏发电系统
Nayanasiri et al. Soft-switching single inductor current-fed push-pull converter for PV applications
Ting et al. A soft switching power factor correction interleaved AC-DC boost converter
Xu et al. A ZVS bidirectional three-level DC-DC converter with direct current slew rate control of leakage inductance
EP4102700A1 (en) Modulation mode for a switching power converter
Anand et al. Power factor correction in isolated SEPIC converter fed SRM drive
Tandon et al. Series LC Resonance-Pulse Based Zero-Current-Switching Current-Fed Half-Bridge DC-DC Converter
CN111130351B (zh) 一种低延时的自适应双向dcdc变换器及其控制方法

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 21881911

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1

ENP Entry into the national phase

Ref document number: 2021881911

Country of ref document: EP

Effective date: 20230316

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE