CN112350580A - 一种高压可控直流电源变换装置及其方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高压可控直流电源变换装置及其方法，该装置包括控制模块、第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块、第一滤波模块、第二滤波模块和驱动模块，控制模块与第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块的输出端连接；控制模块与驱动模块连接，驱动模块连接至第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块；第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块连接至同一个直流电源，第一移相全桥变换模块超前桥臂的中点与第二移相全桥变换模块滞后桥臂的中点相连接，第一移相全桥变换模块滞后桥臂的中点与第二移相全桥变换模块超前桥臂的中点相连接。与现有技术相比，本发明能够减小功率器件应力、实现高工作频率下的转换效率提升。

Description

一种高压可控直流电源变换装置及其方法

技术领域

本发明涉及直流电源变换技术领域，尤其是涉及一种高压可控直流电源变换装置及其方法。

背景技术

随着科技的发展和社会需求的提升，电力装置的功率范围不断扩大。高压直流电源变换器的应用越来越多。在这些高压场合，由于变换器电压高、功率大，需要使用耐压值很高的开关管。许多高频开关下的工作器件，在开关状态切换时会产生极大的过电压和过电流，轻则增加系统损耗，重则烧毁开关器件，严重影响开关变换系统的稳定可靠运行，由于每次开关状态切换所产生的损耗相同，开关损耗随着频率正比例上升，高频化将使变换器损耗增加，并附带电磁兼容和电磁噪声问题；此外，过多的热损耗不能及时散出，也会迫使系统加大散热器表面积，而散热装置体积的增加又会降低变换器的高密度特性，上述问题最终都会严重影响变换器的高效率工作。

发明内容

本发明的目的就是为了克服上述现有技术存在的缺陷而提供一种高压可控直流电源变换装置及其方法，以解决电磁兼容和电磁噪声问题、减小开关损耗，提升高工作频率下的转换效率。

本发明的目的可以通过以下技术方案来实现：一种高压可控直流电源变换装置，包括控制模块、第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块、第一滤波模块、第二滤波模块和驱动模块，所述控制模块分别与第一移相全桥变换模块的输出端、第二移相全桥变换模块的输出端连接，以分别采样第一移相全桥变换模块的实际输出和第二移相全桥变换模块的实际输出；

所述控制模块与驱动模块连接，所述驱动模块分别连接至第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块，所述控制模块通过驱动模块分别控制第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的工作状态；

所述第一滤波模块的两端分别与第一移相全桥变换模块超前桥臂的中点、第一移相全桥变换模块滞后桥臂的中点连接，所述第一滤波模块用于对第一移相全桥变换模块的输出进行滤波处理；

所述第二滤波模块的两端分别与第二移相全桥变换模块超前桥臂的中点、第二移相全桥变换模块滞后桥臂的中点连接，所述第二滤波模块用于对第二移相全桥变换模块的输出进行滤波处理；

所述第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块连接至同一个直流电源，所述第一移相全桥变换模块超前桥臂的中点与第二移相全桥变换模块滞后桥臂的中点相连接，所述第一移相全桥变换模块滞后桥臂的中点与第二移相全桥变换模块超前桥臂的中点相连接。

进一步地，所述第一移相全桥变换模块包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管的漏极与第二开关管的漏极连接后共同连接至第一电容的正极，所述第一电容的正极连接至直流电源的正极，所述第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，构成第一超前桥臂，所述第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，构成第一滞后桥臂，所述第三开关管的源极与第四开关管的源极连接后共同连接至第一电容的负极，所述第一电容的负极通过第八电容连接至直流电源的负极，所述第一超前桥臂的中点通过第一电感连接至第一变压器初级同名端，所述第一变压器初级另一端连接至第一滞后桥臂的中点，所述第一变压器次级同名端连接至第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接至第一滤波模块，所述第一变压器次级另一端连接至第二二极管的阳极，所述第一变压器次级中点与第二二极管的阴极连接后共同连接至第一滤波模块。

进一步地，所述第二移相全桥变换模块包括第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，所述第五开关管的漏极与第六开关管的漏极连接后共同连接至第八电容的正极，所述第八电容的负极连接至直流电源的负极，所述第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，构成第二超前桥臂，所述第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，构成第二滞后桥臂，所述第七开关管的源极与第八开关管的源极连接后共同连接至第八电容的负极，所述第二超前桥臂的中点通过第五电感连接至第二变压器初级同名端，所述第二变压器初级另一端连接至第二之后桥臂的中点，所述第二变压器次级同名端连接至第三二极管的阳极，所述第三二极管的阴极连接至第二滤波模块，所述第二变压器次级另一端连接至第四二极管的阳极，所述第四二极管的阴极连接至第二滤波模块，所述第二变压器次级中点连接至第二滤波模块。

进一步地，所述第一超前桥臂的中点依次通过第二电容、第四电感连接至第二滞后桥臂的中点，所述第一滞后桥臂的中点依次通过第三电容、第三电感连接至第二超前桥臂的中点。

进一步地，所述控制模块具体为DSP(Digital Signal Processing，数字信号处理)芯片，所述DSP芯片的ADC转换通道分别与第一变压器次级同名端、第二变压器次级同名端连接。

进一步地，所述第一滤波模块包括依次连接的第二电感和电容单元，所述第二滤波模块包括依次连接的第六电感和电容单元，所述电容单元包括相互并联的第四电容、第五电容、第六电容和第七电容，所述第四电容、第五电容、第六电容和第七电容的正极相互连接后分别与第二电感、第六电感连接，所述第四电容、第五电容、第六电容和第七电容的负极相互连接后分别与第二二极管的阴极、第二变压器次级中点连接。

进一步地，所述驱动模块包括分别与控制模块连接的第一驱动芯片、第二驱动芯片、第三驱动芯片和第四驱动芯片，所述第一驱动芯片分别与第一开关管、第二开关管连接，所述第二驱动芯片分别与第三开关管、第四开关管连接，所述第三驱动芯片分别与第五开关管、第六开关管连接，所述第四驱动芯片分别与第七开关管、第八开关管连接。

进一步地，所述第一驱动芯片至第四驱动芯片具体为UCC27324D，所述第一驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM1管口、INB口连接至DSP芯片的 PWM2管口、OUTA口连接至第一开关管、OUTB口连接至第二开关管、两个N/C 口相互连接；

所述第二驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM3管口、INB口连接至 DSP芯片的PWM4管口、OUTA口连接至第三开关管、OUTB口连接至第四开关管、两个N/C口相互连接；

所述第三驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM5管口、INB口连接至 DSP芯片的PWM6管口、OUTA口连接至第五开关管、OUTB口连接至第六开关管、两个N/C口相互连接；

所述第四驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM7管口、INB口连接至 DSP芯片的PWM8管口、OUTA口连接至第七开关管、OUTB口连接至第八开关管、两个N/C口相互连接。

一种高压可控直流电源变换方法，包括以下步骤：

S1、控制模块执行初始化程序，输出PWM波、等待进入ADC中断程序，其中，初始化程序包括系统初始化、中断初始化、PWM初始化和ADC初始化；

S2、进入ADC中断程序后，控制模块对标志位进行检测，若标志位为0，则执行步骤S3，若标志位为1，则执行步骤S4；

S3、控制模块执行软启动程序，软启动结束后执行步骤S4；

S4、控制模块分别采集第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块的输出数据，之后对采集的数据进行滤波和预处理，并将预处理后的采集数据输入反馈调节程序，得到参考信号；

S5、控制模块调用PI子程序和均压均流控制程序，得到均压均流控制信号，并通过驱动模块输出给第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块，以分别更新第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的移相角，进行交错控制；

S6、控制模块清除中断标志位，返回步骤S2进行下一次交错控制。

进一步地，所述交错控制分为前半周期和后半周期，所述前半周期和后半周期的开关管动作相同，所述前半周期包含七个基本模态：

模态一：第一开关管、第七开关管、第二开关管、第八开关管导通，第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管关断，第一变压器和第二变压器的初级电压为零，第一变压器初级电流通过第一开关管和第二开关管形成环流、方向为负，第二变压器初级电流通过第七开关管和第八开关管形成环流、方向为正，第一电感和第二电感的电压为输入直流电压的一半，第一变压器和第二变压器的初级电流线性增加；

模态二：第二开关管和第八开关管关断，第一变压器初级电流给第二开关管结电容充电，第四开关管结电容开始放电，第二变压器初级电流给第八开关管结电容充电，第六开关管结电容开始放电；

模态三：第四开关管的漏源电压达到零，第一变压器初级电流从第四开关管的体二极管上流过，第二变压器初级电流从第六开关管的体二极管流过，第一变压器初级电流线性增加，第二变压器初级电流线性减小，在此期间，横跨滤波模块的电压达到输入直流电压的一半，第三电感和第四电感的电压为零，流过第三电感和第四电感的电流保持恒定；

模态四：第四开关管和第六开关管零电压开通，第一变压器初级电流仍线性增加，第二变压器初级电流仍线性减小，流过第三电感和第四电感的电流保持恒定；

模态五：第一二极管和第四二极管正向偏置，整个变换装置开始从输入向输出传递能量，流过第三电感和第四电感的电流仍保持恒定；

模态六：第一开关管和第七开关管关断，第一变压器初级电流开始给第一开关管结电容充电、而第四开关管结电容放电，第二变压器初级电流开始给第七开关管结电容充电，第五开关管结电容开始放电；

模态七：第三开关管漏源电压达到零，第一变压器初级电流从第三开关管的体二极管流过，第二变压器初级电流从第五开关管的体二极管流过，横跨滤波模块的电压达到零，横跨第三电感和第四电压的电压为输入直流电压的一半，并且流过两者的电流线性减小。

与现有技术相比，本发明具有以下优点：

一、本发明将两个移相全桥变换模块的输入串联、输出并联，使两个移相全桥变换模块的超前桥臂与滞后桥臂相互连接，使两个移相全桥变换模块的输出端均连接至滤波模块，由于输入端两个移相全桥变换模块间电压的均分，从而能够适用于高压输入的场合，在重载和高输出电压情况下，储存在漏感中的电感用于实现滞后桥臂开关管的零电压开通；在轻载和低输出电压情况下，开关管的零电压开通能力通过滤波模块的电流来实现，因此，在轻载条件下，软开关得以实现的同时，可以减小漏感以减轻占空比丢失，和传统输入串联输出并联移相全桥变换器相比，本发明提出的变换装置的变换效率在轻载时得到显著提高，在重载时也没有降低。

二、本发明通过两个滤波模块实现了移相全桥所有开关管的零电压开通，滤波模块的电流幅值与负载有关，重载时，LC电流幅值小、环流小，效率不会明显降低；负载功率减轻，LC电流幅值逐渐增大，有利于实现滞后桥臂的软开关，以此在一定范围内减小了环流损耗，宽范围内实现了所有开关管的软开关，基于滤波模块，滞后桥臂开关管可以实现轻载下的零电压开通，滤波模块的电流幅值可以自适应负载变化，即轻载时电流幅值大，用于实现滞后桥臂软开关管能量多，重载时，滤波模块电流幅值小，环流损失小，因此，能够很好地适用于宽范围负载。

三、本发明采用交错控制方式能够有效减小移相全桥变换模块输出电压、总电流的纹波幅值，改善输出质量，此外，本发明利用控制模块对标志位进行检测，以判断是否进行软启动，通过软启动昂能够限制启动瞬间过大的电流，避免发生电路损坏问题。

附图说明

图1为本发明的直流电源变换装置结构示意图；

图2为本发明中移相全桥变换模块与滤波模块连接示意图；

图3为实施例中驱动模块的结构示意图；

图4为本发明中控制模块的工作流程示意图；

图中标记说明：1、控制模块，2、第一移相全桥变换模块，3、第二移相全桥变换模块，4、第一滤波模块，5、第二滤波模块，6、驱动模块，7、直流电源。

具体实施方式

下面结合附图和具体实施例对本发明进行详细说明。

实施例

如图1和图2所示，一种高压可控直流电源变换装置，包括控制模块1、第一移相全桥变换模块2、第二移相全桥变换模块3、第一滤波模块4、第二滤波模块5 和驱动模块6，控制模块1分别与第一移相全桥变换模块2的输出端、第二移相全桥变换模块3的输出端连接，以分别采样第一移相全桥变换模块1的实际输出和第二移相全桥变换模块3的实际输出；

控制模块1与驱动模块6连接，驱动模块6分别连接至第一移相全桥变换模块 2和第二移相全桥变换模块3，控制模块1通过驱动模块6分别控制第一移相全桥变换模块2和第二移相全桥变换模块3的工作状态；

第一滤波模块4的两端分别与第一移相全桥变换模块2超前桥臂的中点、第一移相全桥变换模块2滞后桥臂的中点连接，第一滤波模块4用于对第一移相全桥变换模块2的输出进行滤波处理；

第二滤波模块5的两端分别与第二移相全桥变换模块3超前桥臂的中点、第二移相全桥变换模块3滞后桥臂的中点连接，第二滤波模块5用于对第二移相全桥变换模块3的输出进行滤波处理；

第一移相全桥变换模块2和第二移相全桥变换模块3连接至同一个直流电源7，第一移相全桥变换模块2超前桥臂的中点与第二移相全桥变换模块3滞后桥臂的中点相连接，第一移相全桥变换模块2滞后桥臂的中点与第二移相全桥变换模块3 超前桥臂的中点相连接。

具体的，如图2所示，本发明提出的直流电源变换装置中，变换主电路由2个移相全桥变换器模块和2个辅助LC网络(即滤波模块)组成的输入串联、输出并联的DC-DC变换电路：

直流电源U正极连接电容C1正极，电容C1,C8串联后并联于输入电源U两端，开关管Q1,Q2漏极连接后接于电容C1正极，开关管Q1源极与开关管Q3漏极相接，开关管Q2源极与开关管Q4漏极相连。开关管Q3,Q4源极相连且接于电容C1负极。开关管Q5源极与开关管Q7漏极相接，开关管Q6源极与开关管Q8 漏极相连。开关管Q7,Q8源极相连且接于电容C8负极,开关管Q5,Q6漏极连接后接于电容C8正极。电容C2,C3正极分别接于Q3,Q4漏极，C3,C2负极接于电感 L3,L4一端，L3,L4另一端分别接于Q5,Q6源极。变压器T1初级的同名端连接于电感L1一端，电感L1另一端连接开关管Q1源极，变压器T1另一端连接于开关管Q4漏极。变压器T1次级同名端连接于二极管D1阳极，二极管D1阴极接于电感L2一端，电感L2另一端连接于电解电容C4正极，电容C5、电解电容C6、电容C7各个正极接于电解电容C4正极，各个负极接于电解电容C4的负极。电解电容C4的负极接于二极管D2的阴极，二极管D2的阳极接于变压器T1次级绕组的另一端。变压器T1次级绕组的中点连接于电解电容C4的负极。变压器T2初级的同名端连接于电感L5一端，电感L5另一端连接开关管Q7源极，变压器T2另一端连接于开关管Q8漏极。变压器T2次级同名端连接于二极管D3阳极，二极管 D3阴极接于电感L6一端，电感L6另一端连接于电解电容C4正极，变压器T2 次级另一端连接二极管D4阳极，其阴极接于二极管D3阴极，变压器T2次级绕组中点连接于电解电容C4的负极。

对于主电路，由两个移相全桥模块输入串联、输出并联方式连接构成，由于输入模块间电压的均分，提出的变换器适用于高压输入的场合。在重载和高输出电压情况下，储存在漏感中的电感用于实现滞后桥臂开关管的零电压开通。在轻载和低输出电压情况下，开关管的零电压开通能力通过辅助LC网络的电流来实现。因此，在轻载条件下，软开关得以实现的同时，可以减小漏感以减轻占空比丢失。和传统输入串联输出并联移相全桥变换器相比，变换器的效率在轻载时得到显著提高，在重载时也没有降低。

对于环流部分，则通过2个辅助LC网络实现了移相全桥所有开关管的零电压开通，传统的辅助网络的电流不受负载的影响，在全负载范围内产生了很大的环流损耗和导通损耗，而本发明中，输出的电压经过变压器T1,T2二次绕组后，在经过LC滤波电路，将输出电压控制在预设值，使其能够稳定输出低压直流电，其中电容选用高频滤波电容与低频滤波电容(电解电容)，以提高整流滤波效率，减小损耗。

本发明提出的拓扑中，辅助LC网络的电流幅值与负载有关，重载时，LC电流幅值小，环流小，效率不会明显降低；负载功率减轻，LC电流幅值逐渐增大，利于实现滞后桥臂的软开关。一定范围内减小了环流损耗，宽范围内实现所有开关管的软开关。利用辅助LC网络，滞后桥臂开关管可以实现轻载下的零电压开通，辅助LC网络的电流幅值可以自适应负载变化，即轻载时电流幅值大，用于实现滞后桥臂软开关管能量多，重载时，LC网络电流幅值小，环流损失小。因此，本发明的变换器适用于宽范围负载。

本实施例中，驱动模块包括四个驱动芯片，每两个驱动芯片连接至同一个移相全桥变换模块，如图3所示，驱动芯片选用UCC27324D，在实际应用中，四个驱动芯片中：IC1的INA连接DSP的PWM1管口,INB连接DSP的PWM2管口；

IC2的INA连接DSP的PWM3管口,INB连接DSP的PWM4管口；

IC3的INA连接DSP的PWM5管口,INB连接DSP的PWM6管口；

IC4的INA连接DSP的PWM7管口,INB连接DSP的PWM8管口；

IC1的OUTA连接开关管Q1,OUTB连接开关管Q2；

IC2的OUTA连接开关管Q3,OUTB连接开关管Q4；

IC3的OUTA连接开关管Q5,OUTB连接开关管Q6；

IC4的OUTA连接开关管Q7,OUTB连接开关管Q8；

且每个驱动芯片的N/C管口两两相连。

本实施例采用TMS320F28335型号DSP来控制变换器，该款DSP的CPU 最高达到150MHz，ADC最高工作频率25MHz，最大输出18路PWM，有16 个12位的ADC转换通道。DSP的ADC转换通道的输入端接于变压器T1,变压器T2的次级同名端，DSP经过采样后，内置程序计算出参考值与实际值的误差，并将误差适当放大，利用PI计算出均压均流的适当数值，进行交错控制程序，对开关管实行交错控制，从而提高变换器对负载大幅度变化的适应能力，由于DSP 的配置较高，所以利用DSP控制电路的反馈和驱动使得电路数据处理更加高效，电路反应时间较短，抗干扰能力较强，输出结果相较于传统的控制方式更加精确，易控制，成本低。

具体的，如图4所示，程序首先进行初始化，PWM波的设置在初始化程序中完成，并选择ADC的触发方式为ePWM触发，基本设置结束后等待中断信号。进入ADC中断程序后，检测标志位，若标志位为0执行软启动程序，若标志位已置1则进行下一步。软启动完成后先将采得的数据进行数字滤波，处理后再送至反馈调节程序，得到的参考信号参与均压均流控制程序，最后将调节结果更新移相角。调解结束，清除中断标志位以便响应下次中断。

采用交错控制使得开关管前半周期与后半周期动作相同，且前半周期由七个基本模态构成，分别为：

模态一：开关管Q1,Q7,Q2,Q8导通，开关管Q3,Q4,Q5,Q6关断，变压器T1,T2 的原边电压为零，T1原边电流通过Q1,Q2环流，方向为负。T2原边电流通过开关管Q7,Q8，方向为正，L1,L2的电压为输入电压的一半，T1,T2变压器的原边电流线性增加

模态二：Q2和Q8关断。变压器T1原边电流给开关管Q2结电容充电，开关管Q4结电容开始放电。变压器T2原边电流给开关管Q8结电容充电，开关管Q6 结电容开始放电。

模态三：Q4的漏源电压达到零，变压器T1原边电流Q4的体二极管上流过。变压器T2原边电流从Q6的体二极管流过。变压器T1原边电流线性增加，变压器T2原边电流线性减小。在此期间，横跨LC网络的电压达到输入电压的一半，所以电感L3和L4的电压为零。流过电感L3,L4的电流保持恒定。

模态四：Q4和Q6零电压开通。变压器T1原边电流仍线性增加，变压器T2 原边电流仍线性减小，流过电感L3,L4上的电流保持恒定值。

模态五：D1和D4正向偏置，变换器开始从输入向输出传递能量，流过电感 L3,L4电流仍保持恒定值。

模态六：Q1和Q7关断，变压器T1原边电流开始给开关管Q1结电容充电和而开关管Q4结电容放电。变压器T2原边电流开始给开关管Q7结电容充电，开关管Q5结电容开始放电。

模态七：Q3漏源电压达到零，变压器T1原边电流从Q3的体二极管流过。变压器T2原边电流从Q5的体二极管流过。横跨LC网络的电压达到零。横跨电感L3和L4电压为输入电压一半，并且流过两者的电流线性减小。

使用交错控制来减小纹波时，交错控制可以有效减少输出电压、总电流的纹波幅值，改善输出质量。

此外，本发明在控制两个移相全桥变换器时，还设置了软启动规则，这是因为考虑到电路中有输入侧输出侧有电容，初始电压为零，上电瞬间电压突然增大，一瞬间相当于短路，会产生很大的冲击电流，可能会造成电路的损坏，因此需要设置软启动来限制启动瞬间过大的电流，在初始化程序中将占空比初始值设置为较小值，主程序中输出电压参考初值也较小，设定一定时间的循环等待，等电容上电压建立。延时结束后，缓慢调大占空比，输出电压参考也逐步增大，使输出电压逐渐上升。占空比达到额定值且输出电压参考值达到设定时，软启动结束。

综上所述，本发明提出的直流电源变换装置，在全桥变换器中应用移相全桥软开管技术可极大减小功率开关管器件应力，有效解决电磁兼容问题并在一定程度上减小电磁噪声，同时使应力大大减小，实现软开关技术，不仅可将开关损耗减小到接近于零，使变换器系统可在更高开关工作频率下实现对转换效率，功率密度的优化，且其电路结构简单，控制方法易于实现。

Claims (10)

1.一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，包括控制模块、第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块、第一滤波模块、第二滤波模块和驱动模块，所述控制模块分别与第一移相全桥变换模块的输出端、第二移相全桥变换模块的输出端连接，以分别采样第一移相全桥变换模块的实际输出和第二移相全桥变换模块的实际输出；

所述控制模块与驱动模块连接，所述驱动模块分别连接至第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块，所述控制模块通过驱动模块分别控制第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的工作状态；

所述第一滤波模块的两端分别与第一移相全桥变换模块超前桥臂的中点、第一移相全桥变换模块滞后桥臂的中点连接，所述第一滤波模块用于对第一移相全桥变换模块的输出进行滤波处理；

所述第二滤波模块的两端分别与第二移相全桥变换模块超前桥臂的中点、第二移相全桥变换模块滞后桥臂的中点连接，所述第二滤波模块用于对第二移相全桥变换模块的输出进行滤波处理；

所述第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块连接至同一个直流电源，所述第一移相全桥变换模块超前桥臂的中点与第二移相全桥变换模块滞后桥臂的中点相连接，所述第一移相全桥变换模块滞后桥臂的中点与第二移相全桥变换模块超前桥臂的中点相连接。

2.根据权利要求1所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述第一移相全桥变换模块包括第一开关管、第二开关管、第三开关管和第四开关管，所述第一开关管的漏极与第二开关管的漏极连接后共同连接至第一电容的正极，所述第一电容的正极连接至直流电源的正极，所述第一开关管的源极与第三开关管的漏极连接，构成第一超前桥臂，所述第二开关管的源极与第四开关管的漏极连接，构成第一滞后桥臂，所述第三开关管的源极与第四开关管的源极连接后共同连接至第一电容的负极，所述第一电容的负极通过第八电容连接至直流电源的负极，所述第一超前桥臂的中点通过第一电感连接至第一变压器初级同名端，所述第一变压器初级另一端连接至第一滞后桥臂的中点，所述第一变压器次级同名端连接至第一二极管的阳极，所述第一二极管的阴极连接至第一滤波模块，所述第一变压器次级另一端连接至第二二极管的阳极，所述第一变压器次级中点与第二二极管的阴极连接后共同连接至第一滤波模块。

3.根据权利要求2所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述第二移相全桥变换模块包括第五开关管、第六开关管、第七开关管和第八开关管，所述第五开关管的漏极与第六开关管的漏极连接后共同连接至第八电容的正极，所述第八电容的负极连接至直流电源的负极，所述第五开关管的源极与第七开关管的漏极连接，构成第二超前桥臂，所述第六开关管的源极与第八开关管的漏极连接，构成第二滞后桥臂，所述第七开关管的源极与第八开关管的源极连接后共同连接至第八电容的负极，所述第二超前桥臂的中点通过第五电感连接至第二变压器初级同名端，所述第二变压器初级另一端连接至第二之后桥臂的中点，所述第二变压器次级同名端连接至第三二极管的阳极，所述第三二极管的阴极连接至第二滤波模块，所述第二变压器次级另一端连接至第四二极管的阳极，所述第四二极管的阴极连接至第二滤波模块，所述第二变压器次级中点连接至第二滤波模块。

4.根据权利要求3所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述第一超前桥臂的中点依次通过第二电容、第四电感连接至第二滞后桥臂的中点，所述第一滞后桥臂的中点依次通过第三电容、第三电感连接至第二超前桥臂的中点。

5.根据权利要求4所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述控制模块具体为DSP芯片，所述DSP芯片的ADC转换通道分别与第一变压器次级同名端、第二变压器次级同名端连接。

6.根据权利要求4所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述第一滤波模块包括依次连接的第二电感和电容单元，所述第二滤波模块包括依次连接的第六电感和电容单元，所述电容单元包括相互并联的第四电容、第五电容、第六电容和第七电容，所述第四电容、第五电容、第六电容和第七电容的正极相互连接后分别与第二电感、第六电感连接，所述第四电容、第五电容、第六电容和第七电容的负极相互连接后分别与第二二极管的阴极、第二变压器次级中点连接。

7.根据权利要求4所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述驱动模块包括分别与控制模块连接的第一驱动芯片、第二驱动芯片、第三驱动芯片和第四驱动芯片，所述第一驱动芯片分别与第一开关管、第二开关管连接，所述第二驱动芯片分别与第三开关管、第四开关管连接，所述第三驱动芯片分别与第五开关管、第六开关管连接，所述第四驱动芯片分别与第七开关管、第八开关管连接。

8.根据权利要求7所述的一种高压可控直流电源变换装置，其特征在于，所述第一驱动芯片至第四驱动芯片具体为UCC27324D，所述第一驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM1管口、INB口连接至DSP芯片的PWM2管口、OUTA口连接至第一开关管、OUTB口连接至第二开关管、两个N/C口相互连接；

所述第二驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM3管口、INB口连接至DSP芯片的PWM4管口、OUTA口连接至第三开关管、OUTB口连接至第四开关管、两个N/C口相互连接；

所述第三驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM5管口、INB口连接至DSP芯片的PWM6管口、OUTA口连接至第五开关管、OUTB口连接至第六开关管、两个N/C口相互连接；

所述第四驱动芯片的INA口连接至DSP芯片的PWM7管口、INB口连接至DSP芯片的PWM8管口、OUTA口连接至第七开关管、OUTB口连接至第八开关管、两个N/C口相互连接。

9.一种应用权利要求4所述高压可控直流电源变换装置的高压可控直流电源变换方法，其特征在于，包括以下步骤：

S1、控制模块执行初始化程序，输出PWM波、等待进入ADC中断程序，其中，初始化程序包括系统初始化、中断初始化、PWM初始化和ADC初始化；

S2、进入ADC中断程序后，控制模块对标志位进行检测，若标志位为0，则执行步骤S3，若标志位为1，则执行步骤S4；

S3、控制模块执行软启动程序，软启动结束后执行步骤S4；

S4、控制模块分别采集第一移相全桥变换模块、第二移相全桥变换模块的输出数据，之后对采集的数据进行滤波和预处理，并将预处理后的采集数据输入反馈调节程序，得到参考信号；

S5、控制模块调用PI子程序和均压均流控制程序，得到均压均流控制信号，并通过驱动模块输出给第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块，以分别更新第一移相全桥变换模块和第二移相全桥变换模块的移相角，进行交错控制；

S6、控制模块清除中断标志位，返回步骤S2进行下一次交错控制。

10.根据权利要求9所述的一种高压可控直流电源变换方法，其特征在于，所述交错控制分为前半周期和后半周期，所述前半周期和后半周期的开关管动作相同，所述前半周期包含七个基本模态：

模态一：第一开关管、第七开关管、第二开关管、第八开关管导通，第三开关管、第四开关管、第五开关管、第六开关管关断，第一变压器和第二变压器的初级电压为零，第一变压器初级电流通过第一开关管和第二开关管形成环流、方向为负，第二变压器初级电流通过第七开关管和第八开关管形成环流、方向为正，第一电感和第二电感的电压为输入直流电压的一半，第一变压器和第二变压器的初级电流线性增加；

模态二：第二开关管和第八开关管关断，第一变压器初级电流给第二开关管结电容充电，第四开关管结电容开始放电，第二变压器初级电流给第八开关管结电容充电，第六开关管结电容开始放电；

模态三：第四开关管的漏源电压达到零，第一变压器初级电流从第四开关管的体二极管上流过，第二变压器初级电流从第六开关管的体二极管流过，第一变压器初级电流线性增加，第二变压器初级电流线性减小，在此期间，横跨滤波模块的电压达到输入直流电压的一半，第三电感和第四电感的电压为零，流过第三电感和第四电感的电流保持恒定；

模态四：第四开关管和第六开关管零电压开通，第一变压器初级电流仍线性增加，第二变压器初级电流仍线性减小，流过第三电感和第四电感的电流保持恒定；

模态五：第一二极管和第四二极管正向偏置，整个变换装置开始从输入向输出传递能量，流过第三电感和第四电感的电流仍保持恒定；

模态六：第一开关管和第七开关管关断，第一变压器初级电流开始给第一开关管结电容充电、而第四开关管结电容放电，第二变压器初级电流开始给第七开关管结电容充电，第五开关管结电容开始放电；

模态七：第三开关管漏源电压达到零，第一变压器初级电流从第三开关管的体二极管流过，第二变压器初级电流从第五开关管的体二极管流过，横跨滤波模块的电压达到零，横跨第三电感和第四电压的电压为输入直流电压的一半，并且流过两者的电流线性减小。

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