JPWO2008020629A1 - 絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングｄｃ／ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

本発明の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧源（Ｖｉｎ）、エネルギー貯蔵インダクタンス（Ｌｉｎ）、メインスイッチ（Ｓ１、Ｓ２）、メインスイッチにそれぞれ並列接続される外付けコンデンサー（Ｃ１、Ｃ２）、補助スイッチ（Ｓ１ａ、Ｓ２ａ）、補助スイッチにそれぞれ並列接続される外付けコンデンサー（Ｃ１ａ、Ｃ２ａ）、共振コンデンサー（ＣＧ）、センタータップ付き１次巻線とセンタータップ付き２次側巻線を有する昇圧用トランス（Ｔｒ）、整流ダイオード（ＤＲ１、ＤＲ２）、出力フィルター・インダクタンス（Ｌｆ）、出力フィルター・コンデンサー（Ｃｆ）、及び負荷抵抗（ＲＬｄ）が含まれる回路により実現され、メインスイッチと、補助スイッチがゼロ電圧の状態で導通及び遮断を行うように制御することにより、スイッチング損失及びＥＭＩノイズを低減でき、高い変換効率が得られる。

Description

本発明は絶縁昇圧用ＤＣ／ＤＣコンバータに関する。具体的には、太陽光発電システム、燃料電池発電システムなど、低電圧、大電流システムにおける直流から直流への変換に用いられる絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータに関する。

太陽光発電システム、燃料電池発電システムなど、低電圧、大電流の電気供給システムにおいて、ＤＣ／ＤＣコンバータはエネルギーの変換、電圧電流の伝達及びパワー制御を実行するのに重要な部品である。燃料電池など低電圧、大電流アプリケーションの特殊性を考慮し、コンバータの設計には、特に低コスト、低汚染性（低ノイズ）、高効率、ハイパワー密度が求められている。そのため、コンバータは上記の要求を満足するために、簡単化、実用性、信頼性を求められている。

従来の昇圧型ＤＣ／ＤＣコンバータ回路にはさまざまなものがあり、典型的な回路としては、ダブル式フォワード・トポロジー回路及びプッシュプル回路などある。現在、燃料電池発電システムによく採用されている主なトポロジーは、図４に示すような移相制御フル・ブリッジのゼロ電圧スイッチング回路である。図４に示すように、Ｑ１〜Ｑ４は半導体メインスイッチ（ＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴ）、Ｄ１〜Ｄ４はスイッチＱ１〜Ｑ４の内部寄生ダイオード、Ｃ１〜Ｃ４はメインスイッチＱ１〜Ｑ４の寄生コンデンサーまたは外付けコンデンサー、Ｌｒは共振インダクタンス（トランスの漏洩インダクタンスを含む）である。各アームにある二つのパワースイッチは互いに１８０°の相補導通になっている。二つのアーム間の導通角の差は一つの位相、即ち、一つの移相角である。移相角の大きさを調節することにより、出力電圧が調節される。主な波形は図５に示すとおりである。図５中、Ｑ１及びＱ３は一方のブリッジアーム、Ｑ２及びＱ４は他方のブリッジアームである。両ブリッジアーム間の移相角により出力電圧の大きさを調節する。同時に、共振インダクタンス（Ｌｒ）とブリッジアームのコンデンサー（Ｃ１〜Ｃ４）間の共振を利用して、ゼロ電圧状態のスイッチングの導通と遮断を行う。このような回路は、スイッチング電圧のストレスが低く、デューティ・レシオの調節範囲が広いという良さがある。一方、この回路には、制御回路が複雑で、低圧変換回路に２個のスイッチが直列されているため、スイッチングの導通損失が増大し、コンバータの効率を低下させるという問題があった。

本発明は、このような課題を考慮して発明されたものであり、半導体のスイッチング損失とスイッチング騒音を低減させることにより、更に高い回路変換効率が得られ、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ ｌｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）騒音が低減される低電圧、大電流回路に適用する高効率の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータを提供することを目的とする。

本発明は以下の技術思想により実現される。即ち、低電圧、大電流用のソフトスイッチングトポロジー構造を提案し、半導体パワースイッチ及びその制御ロジックにより、さらにエネルギー貯蔵デバイスを適宜連接することで、直流から直流への昇圧変換を効率よく実現する。

本発明の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、電圧源Ｖｉｎ、エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎ、メインスイッチＳ１、Ｓ２、メインスイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ並列接続される外付けコンデンサーＣ１、Ｃ２、補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａ、補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａにそれぞれ並列接続される外付けコンデンサーＣ１ａ、Ｃ２ａ、共振コンデンサーＣ_Ｇ、センタータップＣｔ１付き１次側巻線Ｌｐ１、Ｌｐ２とセンタータップＣｔ２付き２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２を有する昇圧用トランスＴｒ、整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２、出力フィルター・インダクタンスＬｆ、出力フィルター・コンデンサーＣｆ、及び負荷抵抗Ｒ_Ｌｄが含まれる回路により実現される。

この回路の接続関係を以下に詳しく説明する。
エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎの一端は電圧源Ｖｉｎの陽極に接続されて電圧源Ｖｉｎとエネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎが直列接続され、エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎの他端はトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ１、Ｌｐ２のセンタータップＣｔ１に接続される。メインスイッチＳ１のソースＳｏは電圧源Ｖｉｎの陰極に接続され、メインスイッチＳ１のドレインＤｒはトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ１の一端に接続される。同様に、メインスイッチＳ２のソースＳｏは電圧源Ｖｉｎの陰極に接続され、メインスイッチＳ２のドレインＤｒはトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ２の他端に接続される。補助スイッチＳ１ａのソースＳｏはメインスイッチＳ１のドレインＤｒに接続され、補助スイッチＳ２ａのソースＳｏはメインスイッチＳ２のドレインＤｒに接続される。２個の補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａのドレインＤｒは接続され且つ共振コンデンサーＣ_Ｇの一端に接続される。すなわち、共振コンデンサーＣ_Ｇの一端は補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａに接続され、他端は電圧源Ｖｉｎの陰極に接続される。整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２の陽極はトランスＴｒの２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２の両端に接続され、整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２の陰極は互いに接続されて出力電圧の陽極となり、トランスＴｒの２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２のセンタータップＣｔ２は出力電圧の陰極となり、出力コンデンサーＣｆと負荷抵抗Ｒ_Ｌｄとの並列回路の一端は出力インダクタンスＬｆを介して出力電圧の陽極に接続され、並列回路の他端は出力電圧の陰極に接続する。

本発明の制御ロジック即ちスイッチングのシーケンスは、
（１） ２個のメインスイッチＳ１、Ｓ２が同時にｄＴ／２の期間の間導通した後、メインスイッチＳ２が遮断となり、
（２） 極めて短いデッドタイム（ｔ１→ｔ２の期間）の後、補助スイッチＳ２ａ及びメインスイッチＳ１が同時に（１−ｄ）Ｔ／２の期間の間導通した後に、補助スイッチＳ２ａが遮断となり、
（３） また、極めて短いデッドタイム（ｔ４→ｔ５の期間）の後、メインスイッチＳ１、Ｓ２が同時にｄＴ／２の期間の間導通した後に、メインスイッチＳ１が遮断となり、
（４） さらに、極めて短いデッドタイム（ｔ７→ｔ８の期間）の後、補助スイッチＳ１ａ及びメインスイッチＳ２が同時に（１−ｄ）Ｔ／２の期間の間導通した後に、補助スイッチＳ１ａが遮断となり、
（５） 最後に、極めて短いデッドタイム（ｔ９→ｔ１０の期間）の後、メインスイッチＳ１、Ｓ２が同時に導通して、最初の段階に戻るように繰り返される。

本発明によれば、スイッチングの頻度が高いことにより、インダクタンス、コンデンサー及びトランスなどの部品体積が減少し、また、全てのパワースイッチングはゼロ電圧状態で導通と遮断ができ、トランスの漏洩インダクタンス及び寄生コンデンサー、スイッチングトランジスタの寄生コンデンサーがすべて共振に寄与するため、スイッチングトランジスタ及びトランスの効率が向上される。この効果により、昇圧回路のトランスへの入力電流が降下し、トランスの損失も削減できる。メイン回路にはスイッチが各アーム１個ずつしか使用しないため、スイッチング抵抗及び導通損失が削減されて、コンバータ全体の効率が高められる。この回路は、低電圧、大電流の場合に適しており、具体的には、燃料電池発電システムと太陽光発電システムの直流昇圧に用いられる。

本発明の作動原理を説明する回路図である。 本発明の回路作動中における各部分の電圧、電流のチャート図である。 本発明の回路の制御原理を説明するブロック図である。 従来例であり、移相制御ゼロ電圧のフル・ブリッジコンバータ回路の原理図である。 従来例である図４の回路作動中における各部分の電圧、電流のチャート図である。

符号の説明

Ｖｉｎ 電圧源
Ｌｉｎ エネルギー貯蔵インダクタンス
Ｓ１、Ｓ２ メインスイッチ
Ｃ１、Ｃ２ 外付けコンデンサー
Ｓ１ａ、Ｓ２ａ 補助スイッチ
Ｃ１ａ、Ｃ２ａ 外付けコンデンサー
Ｃ_Ｇ 共振コンデンサー
Ｃｔ１ センタータップ
Ｌｐ１、Ｌｐ２ １次側巻線
Ｃｔ２ センタータップ
Ｌｓ１、Ｌｓ２ ２次側巻線
Ｌ１ｄ、Ｌ２ｄ 漏洩インダクタンス
Ｔｒ 昇圧用トランス
ＤＲ１、ＤＲ２ 整流ダイオード
Ｌｆ 出力フィルター・インダクタンス
Ｃｆ 出力フィルター・コンデンサー
Ｒ_Ｌｄ 負荷抵抗
Ｓｏ ソース
Ｄｒ ドレイン
３０１ 集積回路チップＵＧ３８９５
３０２ 絶縁駆動アンプ回路
３０３ トランス一次側回路
３０４ 出力整流フィルタ
３０５ 電圧センサー
３０６ 比較器
３０７ 電圧コントローラ
３０８ 電流センサー
３０９ 比較器
３１０ 電流コントローラ

本発明の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータは、太陽光発電システム、燃料電池発電システムなど低電圧、大電流回路の応用に適する。図１に示すように、本発明を実現する回路には、電圧源Ｖｉｎ、エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎ、メインスイッチＳ１、Ｓ２、メインスイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ並列接続される外付けコンデンサーＣ１、Ｃ２、補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａ、補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａにそれぞれ並列接続される外付けコンデンサーＣ１ａ、Ｃ２ａ、共振コンデンサーＣ_Ｇ、センタータップＣｔ１付き１次側巻線Ｌｐ１、Ｌｐ２とセンタータップＣｔ２付き２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２を有する昇圧用トランスＴｒ、整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２、出力フィルター・インダクタンスＬｆ、出力フィルター・コンデンサーＣｆ、及び負荷抵抗Ｒ_Ｌｄが含まれている。Ｄ１、Ｄ２、Ｄ１ａ、Ｄ２ａはそれぞれメインスイッチＳ１、Ｓ２、補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａの内部寄生ダイオードである。

エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎの一端は電圧源Ｖｉｎの陽極に接続されて電圧源Ｖｉｎとエネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎが直列接続され、エネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎの他端はトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ１、Ｌｐ２のセンタータップＣｔ１に接続される。メインスイッチＳ１のソースＳｏは電圧源Ｖｉｎの陰極に接続され、メインスイッチＳ１のドレインＤｒはトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ１の一端に接続される。同様に、メインスイッチＳ２のソースＳｏは電圧源Ｖｉｎの陰極に接続され、メインスイッチＳ２のドレインＤｒはトランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ２の他端に接続される。補助スイッチＳ１ａのソースＳｏはメインスイッチＳ１のドレインＤｒに接続され、補助スイッチＳ２ａのソースＳｏはメインスイッチＳ２のドレインＤｒに接続される。２個の補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａのドレインＤｒは接続され且つ共振コンデンサーＣ_Ｇの一端に接続される。すなわち、共振コンデンサーＣ_Ｇの一端は補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａに接続され、他端は電圧源Ｖｉｎの陰極に接続される。整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２の陽極はトランスＴｒの２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２の両端に接続され、整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２の陰極は互いに接続されて出力電圧の陽極となり、トランスＴｒの２次側巻線Ｌｓ１、Ｌｓ２のセンタータップＣｔ２は出力電圧の陰極となり、出力コンデンサーＣｆと負荷抵抗Ｒ_Ｌｄとの並列回路の一端は出力インダクタンスＬｆを介して出力電圧の陽極に接続され、並列回路の他端は出力電圧の陰極に接続する。

本発明の制御ロジックは図２に示す通り、以下の（１）〜（５）としている。
図２において、横軸は時間ｔ、縦軸は、メインスイッチＳ１、Ｓ２および補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａのそれぞれのゲート・ソース間の電圧Ｖ_ｇｓ、共振コンデンサーＣ_Ｇに流れる電流Ｉ_ＣＧ、メインスイッチＳ１の両端に加わる電圧Ｖ_Ｓ１、メインスイッチＳ１に流れる電流Ｉ_Ｓ１、補助スイッチＳ１ａの両端に加わる電圧Ｖ_Ｓ１ａ、補助スイッチＳ１ａに流れる電流Ｉ_Ｓ１ａである。
（１） ２個のメインスイッチＳ１、Ｓ２が同時にｄＴ／２の期間の間導通した後、メインスイッチＳ２が遮断となり、
（２） 極めて短いデッドタイム（ｔ１→ｔ２の期間）の後、補助スイッチＳ２ａ及びメインスイッチＳ１が同時に（１−ｄ）Ｔ／２の期間の間導通した後に、補助スイッチＳ２ａが遮断となり、
（３） また、極めて短いデッドタイム（ｔ４→ｔ５の期間）の後、メインスイッチＳ１、Ｓ２が同時にｄＴ／２の期間の間導通した後に、メインスイッチＳ１が遮断となり、
（４） さらに、極めて短いデッドタイム（ｔ７→ｔ８の期間）の後、補助スイッチＳ１ａ及びメインスイッチＳ２が同時に（１−ｄ）Ｔ／２の期間の間導通した後に、補助スイッチＳ１ａが遮断となり、
（５） 最後に、極めて短いデッドタイム（ｔ９→ｔ１０の期間）の後、メインスイッチＳ１、Ｓ２が同時に導通して、最初の段階に戻るように繰り返される。

図１に用いられるメインスイッチＳ１、Ｓ２および補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａはいずれもフィールド・トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）またはＩＧＢＴであり、その各部分の作動シーケンスは図２に示している。

（イ）ｔ０〜ｔ１の間に、メインスイッチＳ１及びＳ２が同時に導通され、トランスＴｒの一次側を流れる電流量は同じで、流れる方向が反対になるため、整流ダイオードＤＲ１、ＤＲ２はカットオフになる。２個のメインスイッチＳ１、Ｓ２を流れる電流は１／２ｉ_ｉｎで、時間間隔はｄＴ／２である。この間、入力インダクタンスＬｉｎがエネルギーを貯蔵する。

（ロ）ｔ１の時刻にメインスイッチＳ２の外付けコンデンサーＣ２が存在するために、メインスイッチＳ２はゼロ電圧状態で遮断される。充電電流と放電電流の合計は１／２ｉ_ｉｎの一定電流となっている。この転流時間ｄｔはメインスイッチＳ２の外付けコンデンサーＣ２と補助スイッチＳ２ａの外付けコンデンサーＣ２ａによって左右され、
ｄｔ＝２（Ｃ２ａ＋Ｃ２）Ｕ_Ｇ ／ｉ_ｉｎ
となる。

ここで、Ｃ２ａ は補助スイッチＳ２の外付けコンデンサー容量
Ｃ２ はメインスイッチＳ２の外付けコンデンサー容量
Ｕ_Ｇ は共振コンデンサーＣｇの電圧
ｉ_ｉｎ はエネルギー貯蔵インダクタンスＬｉｎの電流、である。

（ハ）ｔ２〜ｔ３の間、外付けコンデンサーＣ２ａに掛かる電圧はゼロに低下し、ダイオードＤ２ａが導通され、漏洩インダクタンスＬ２ｄに貯められているエネルギーが共振コンデンサーＣ_Ｇに充電される。

この段階の時間間隔は、（１−ｄ）Ｔ／４である。 充電電流は共振コンデンサーＣ_Ｇへの充電の増加とともに減少する。また、補助スイッチＳ２ａは、ダイオードＤ２ａが導通する間に導通されることにより、補助スイッチＳ２ａはゼロ電圧状態での導通を実現する。

（ニ）ｔ３〜ｔ４の間、共振コンデンサーＣ_Ｇの充電電流の減少にともない、充電電流がゼロまで減少すると反対方向に変わり、この段階の時間間隔は、（１−ｄ）Ｔ／４である。

（ホ）ｔ４の時刻に、補助スイッチＳ２ａが遮断する際、外付けコンデンサーＣ２ａによりその遮断がゼロ電圧状態で遮断される。補助スイッチＳ２ａが遮断されると、漏洩インダクタンスＬ２ｄが共振して外付けコンデンサーＣ２が放電し、及び外付けコンデンサーＣ２ａが充電される。充放電の電流は一定である。この段階の時間間隔は短く、メインスイッチＳ２に掛かる電圧低下がゼロになると終了する。

（ヘ）ｔ５〜ｔ６の間、コンデンサーＣ２ａが共振コンデンサーＣ_Ｇの電圧Ｖ_Ｇになると、ダイオードＤ２は導通し始め、漏洩インダクタンスＬ２ｄを流れる電流は減少する。メインスイッチＳ２はダイオードＤ２が導通している間に導通する。

（ト）ｔ６〜ｔ７（ｔ０）の間、メインスイッチＳ２を流れる電流は反対方向に変わり、トランスＴｒの一次側巻線Ｌｐ１、Ｌｐ２を流れる電流が等しくなると、ダイオードＤ２はカットオフになるため、最初の段階に戻る。このように繰り返される。

制御回路の原理ブロック図は図３に示す。
図において、３０１は集積回路のチップ、３０２は絶縁駆動アンプ回路、３０３はトランス一次側回路、３０４は出力整流フィルタ、３０５は電圧センサー、３０６は比較器、３０７は電圧コントローラ、３０８は電流センサー、３０９は比較器、３１０は電流コントローラである。

集積回路チップＵＧ３８９５（３０１）から位相差が１８０°の２つの方形波（出力１、出力２）が出力され、それぞれその一部が各自の位相シフター（ａ、ｂ）を通ってシフトされた信号（出力１’、出力２’）となり、最終的に４ヶ所の半導体スイッチの駆動信号（出力１、１’、２、２’）となる。これらの駆動信号（出力１、１’、２、２’）は絶縁駆動アンプ回路（３０２）により絶縁されて、トランス一次側回路（３０３）にあるメインスイッチＳ１、Ｓ２と補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａの駆動にそれぞれ用いられ、トランス二次側回路から高圧交流が出力され、これが出力整流フィルタ（３０４）で整流されて最終的に高圧直流の出力電圧となる。電圧センサー（３０５）は、この直流の出力電圧を検出して０〜５Ｖの直流電圧に変換し、この変換された電圧を比較器（３０６）にて電圧設定値と比較してから電圧コントローラ（３０７）に送り込む。そして、電圧コントローラ（３０７）の出力は電流コントローラの設定値として使われる。電流センサー（３０８）はトランス一次側回路（３０３）に与えられる入力電流を検出して０〜５Ｖの直流電圧に変換し、この変換された電圧を比較器（３０９）にてさきの設定値と比較してから電流コントローラ（３１０）に送り込む。電流コントローラ（３１０）の出力が集積回路チップＵＧ３８９５（３０１）に送り込まれ、集積回路チップＵＧ３８９５（３０１）がメインスイッチＳ１、Ｓ２と補助スイッチＳ１ａ、Ｓ２ａに与える出力パルスの幅を制御することにより、出力電圧が調節されることになる。

Claims (4)

1. エネルギー貯蔵インダクタンスの一端が電圧源の陽極に接続されて前記電圧源と前記エネルギー貯蔵インダクタンスが直列接続され、前記エネルギー貯蔵インダクタンスの他端がトランスの一次側巻線のセンタータップに接続され、第１メインスイッチのソースが前記電圧源の陰極に接続され、前記第１メインスイッチのドレインが前記トランスの前記一次側巻線の一端に接続され、同様に、第２メインスイッチのソースが前記電圧源の陰極に接続され、前記第２メインスイッチのドレインが前記トランスの一次側巻線の他端に接続され、第１補助スイッチのソースが前記第１メインスイッチのドレインに接続され、第２補助スイッチのソースが前記第２メインスイッチのドレインに接続され、２個の前記補助スイッチのドレイン同士が接続されかつ共振コンデンサーの一端に接続され、前記共振コンデンサーの他端が前記電圧源の陰極に接続されることを特徴とする絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
2. 前記トランスの２次側巻線の両端に整流ダイオードの陽極をそれぞれ接続し、前記整流ダイオードの陰極を互いに接続して出力電圧の陽極とし、前記トランスの前記２次側巻線のセンタータップを出力電圧の陰極とし、出力コンデンサーと負荷抵抗との並列回路の一端を出力電圧の陽極に接続し、前記並列回路の他端を出力電圧の陰極に接続することを特徴とする請求項１記載の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
3. 前記絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータの制御ロジックが、
   （１） 前記第１および第２のメインスイッチが同時に所定期間導通した後、前記第２メインスイッチが遮断となり、
   （２） 極めて短いデッドタイムの後、第２補助スイッチ及び前記第１メインスイッチが同時に所定期間導通した後に、前記第２補助スイッチＳ２ａが遮断となり、
   （３） また、極めて短いデッドタイムの後、前記第１および第２メインスイッチが同時に所定期間導通した後に、前記第１メインスイッチが遮断となり、
   （４） さらに、極めて短いデッドタイムの後、前記第１補助スイッチ及び前記第２メインスイッチが同時に所定期間導通した後に、前記第１補助スイッチが遮断となり、
   （５） 最後に、極めて短いデッドタイムの後、前記第１および第２メインスイッチが同時に導通して、最初の段階（１）に戻るように繰り返されることを特徴とする請求項１記載の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。
4. 前記第１および第２メインスイッチ、前記第１および第２補助スイッチとして、フィールド・トランジスタＭＯＳＦＥＴまたはＩＧＢＴを用いることを特徴とする請求項１記載の絶縁昇圧型プッシュプル式ソフトスイッチングＤＣ／ＤＣコンバータ。

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