CN102281047A - Llc串联谐振联合控制器 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种LLC串联谐振变换器的联合控制器。包括桥式电路，所述桥式电路驱动一谐振网络，变压器，调频控制器，占空比控制器，输出整流电路，输出电压检测电路和输出电流检测回路，谐振网络与变压器原边串联，谐振网络串接于桥式电路中点和变压器之间，滤波电容并联在输出端，输出电压采样电路采样输出电压值送于调频控制器和占空比控制器，同时输出电流检测回路采样输出电流值送于占空比控制器。经调频控制器和占空比控制器综合调节驱动波形送于桥式电路，以进行稳压调整。本发明实现低频窄启动脉冲，减小启动时功率开关的冲击电流；实现空载、深度限流和短路工作状态下的低频窄启动脉冲工作，减小功率开关的冲击电流，较小驱动损耗。

Description

LLC串联谐振联合控制器

技术领域

本发明涉及一种LLC串联谐振变换器的联合控制器，特别是涉及一种用频率调节控制器联合占空比控制器以提供驱动信号的LLC串联谐振变换器的控制器。

背景技术

在业界LLC是一种常用的拓扑结构，因其拓扑结构中最主要器件是谐振电感(L)，励磁电感(L)和谐振电容(C)，因此在业界称此拓扑为LLC。

如图1所示，LLC串联谐振变换器采用全桥式结构，它包含一个由一对功率开关Q1和Q2所构成的半桥电路110来驱动一个谐振网络120，该谐振网络由谐振电容Cr、谐振电感Lr和变压器TX原边励磁电感Lm构成，Lr也可能是变压器Tr的漏感形式，此三个谐振参数构成该谐振网络的两个特征谐振频率fs和fm如下：

$\mathrm{fs}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{\mathrm{Lr}\·\mathrm{Cr}}}$ $\mathrm{fm}=\frac{1}{2\mathrm{\π}\sqrt{(\mathrm{Lr}+\mathrm{Lm})\·\mathrm{Cr}}}$

该LLC串联谐振变换器的输入端为一直流电压Vin，功率开关Q1-Q2工作在等脉冲宽度，即接近50％(有一定死区时间)条件下。其输出电压调整通过改变工作频率的方式获得，因此需要调频控制器130。

LLC串联谐振变换器设计时，满载时的品质因数Q和谐振电感Lr与变压器原边励磁电感Lm的比值k是两个关键的参数。品质因数Q直接取决于负载，它是由满载条件下的谐振电感Lr和谐振电容Cr确定的。Q值较低，变换器稳压能力下降，Q值较高，则变换器工作频率范围较宽。k值方面，它确定了励磁电感中存储多少能量，k值越高，变换器的励磁电流和增益也越低，稳压频率范围越大。

因此品质因数Q和比值k确定了变化器的负载稳压范围、工作频率范围和谐振回路中循环能量的大小。

在LLC串联谐振变换器启动时，谐振回路循环能量为零，为逐步建立谐振回路的循环能量，避免功率开关承受太多的电流应力，必须以窄脉冲逐步提供驱动信号，目前通用的方法是启动时采用很高的开关频率，一般是几倍谐振频率，损耗大。

在LLC串联谐振变换器空载运行情况下，所需的循环能量很小，为保持输出稳定，必需以窄脉冲控制功率开关器件，目前通用的有两种方法，一是提高变换器工作频率，二是让变换器工作在打嗝模式。前者会增加驱动损耗，加大驱动电路额外应力，后者会使后级直流输出附加纹波成分增加，影响输出电压质量。

在LLC串联谐振变换器深度限流特别是(输出)短路情况下，所需的能量也很小，为保持输出稳定，存在同空载运行相同的情况。

发明内容

本发明目的是提供一种保证谐振电路的频率在较小范围内变化的LLC串联谐振联合控制器。

为了实现上述目的，本发明采用如下结构：

包括桥式电路，所述桥式电路驱动一谐振网络，变压器TX，调频控制器，占空比控制器，输出整流电路，输出电压检测电路和输出电流检测回路，谐振网络与变压器原边串联。输入电压经桥式电路之后形成方波电压加于谐振网络，谐振网络串接于桥式电路中点和变压器之间，滤波电容并联在输出端，再经变压器变压和输出整流电路整流后，经电容滤波得到输出电压，输出电压采样电路采样输出电压值送于调频控制器和占空比控制器，同时输出电流检测回路采样输出电流值送于占空比控制器，以综合控制频率和占空比。经调频控制器和占空比控制器综合调节驱动波形送于桥式电路，以进行稳压调整。

优选地，所述频率控制器采用集成或分立电路构成。

优选地，所述桥式电路为全桥或半桥电路。

优选地，所述整流电路为中心抽头整流电路或全桥整流电路。

本发明LLC串联谐振联合控制器，通过对输出电压和输出电流的检测，通过占空比控制器调节频率调节器输出脉冲的死区，调节占空比，实现低频窄启动脉冲，减小启动时功率开关的冲击电流；实现空载、深度限流和短路工作状态下的低频窄启动脉冲工作，减小功率开关的冲击电流，较小驱动损耗。

附图说明

图1是现有技术的电路结构图；

图2是本发明实施例电路结构图。

图3是本发明占空比控制器实例图

本发明目的、功能及优点将结合实施例，参照附图做进一步说明。

具体实施方式。

具体实施方式

本实施例包括桥式电路110，所述桥式电路驱动一谐振网络120，变压器TX，调频控制器130，占空比控制器140，输出整流电路150，输出电压检测电路160和输出电流检测回路170，谐振网络与变压器原边串联。输入电压经桥式电路110之后形成方波电压加于谐振网络120，谐振网络120串接于桥式电路中点和变压器之间，滤波电容C并联在输出端，再经变压器TX变压和输出整流电路150整流后，经电容C滤波得到输出电压，输出电压采样电路160采样输出电压值送于调频控制器130和占空比控制器140，同时输出电流检测回路170采样输出电流值送于占空比控制器140，以综合控制频率和占空比。经调频控制器130和占空比控制器140综合调节驱动波形送于桥式电路110，以进行稳压调整。

其中，所述频率控制器采用集成或分立电路构成；所述桥式电路为全桥或半桥电路；所述整流电路为中心抽头整流电路或全桥整流电路。

如图3所示，只画出了PWM CONTROLLER的3个有关引脚，其他引脚略。其中PIN1和PIN2引脚之间的电压会随着电路工作频率的变化而变化，PIN3是死区设置端。此类谐振控制器较为常见，比如MOTOROLA的MC33067.

首先描述此电路在带载正常运行时的工作情况，选择合适R1和R2得到的A点电压经U1放大器之后得到的B点电位为高电平，在参考电压Vref给定的情况下，选择合适的R5，R6，R7，R8经U2放大器之后使得C点电压为高电平，这样Q1开通，短接R10，死区只由R9和C1决定，即t＝K*R9*C1，其中K为常数，由具体的PWM CONTROLLER决定。当我们需要控制占空比时，只需控制C点电平为低电平即可，这样Q1不开通，死区由R9+R10和C1决定，即t＝K*(R9+R10)*C1，K不变。即死区增大，占空比减小。只需选择需要的R10即可得到需要的占空比。以下给出需要减小占空比的情况。

空载时：根据LLC电路的特点，电路需要工作在较高的频率，由于频率的提高，A点电压降低，经U1运算放大器之后，B点电压也降低，只要U2运算放大器的R5，R6，R7，R8选的合适，C点电压将为负电压，Q1不开通，死区较大，占空比降低，实现稳定的输出。

启动时：输出电压为零，采用合适的输出电压采样比较电路得到的Uu为低电平，D1导通，A点也为低电平，此时A点电压远小于空载时的A点电压，经两级运算放大器之后，C点电压将为负电压，Q1不开通，死区较大，占空比降低，启动能量得到控制。

深度限流和短路时：由于深度限流或是短路，都相当于严重过载，深度限流或短路瞬间，输出电流很大，经适当的输出电流采样比较电路得到的Ui为低电平，D2导通，A点也为低电平，类似于启动情况，Q1不开通，死区较大，占空比降低，限制电路的传输能量。同时，由于深度限流时输出电压很低，而短路情况输出电压为零，因此经过适当的输出电压采样比较电路得到的Uu为低电平，这样保证深度限流或短路在不断维持时，占空比也得到控制。

所述占空比控制器连接于频率控制器，通过控制死区时间，控制频率控制器输出的脉冲宽度，所述输出电压检测电路用于检测输出电压，根据输出电压情况，为占空比控制器提供调节依据，所述输出电流检测电路用于检测输出电流情况，为占空比控制器提供调节依据。

以上所述仅为本发明的优选实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构或等效流程变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims (4)

1.一种串联谐振联合控制器，其特征在于：包括桥式电路，所述桥式电路驱动一谐振网络，变压器，调频控制器，占空比控制器，输出整流电路，输出电压检测电路和输出电流检测回路，谐振网络与变压器原边串联，输入电压经桥式电路之后形成方波电压加于谐振网络，谐振网络串接于桥式电路中点和变压器之间，滤波电容并联在输出端，再经变压器变压和输出整流电路整流后，经滤波电容滤波得到输出电压，输出电压采样电路采样输出电压值送于调频控制器和占空比控制器，同时输出电流检测回路采样输出电流值送于占空比控制器，以综合控制频率和占空比。经调频控制器和占空比控制器综合调节驱动波形送于桥式电路，以进行稳压调整。

2.如权利要求1所述的串联谐振联合控制器，其特征在于：所述频率控制器采用集成或分立电路构成。

3.如权利要求1所述的串联谐振联合控制器，其特征在于：所述桥式电路为全桥或半桥电路。

4.如权利要求1所述的串联谐振联合控制器，其特征在于：所述整流电路为中心抽头整流电路或全桥整流电路。

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