CN110943623B - Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路 - Google Patents

Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路 Download PDF

Info

Publication number
CN110943623B
CN110943623B CN201911113292.9A CN201911113292A CN110943623B CN 110943623 B CN110943623 B CN 110943623B CN 201911113292 A CN201911113292 A CN 201911113292A CN 110943623 B CN110943623 B CN 110943623B
Authority
CN
China
Prior art keywords
module
lclc
voltage
capacitor
output
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201911113292.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN110943623A (zh
Inventor
臧文静
林云
黄桢航
高倩倩
胡晓斌
张祥
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Chongqing University of Post and Telecommunications
Original Assignee
Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Chongqing University of Post and Telecommunications filed Critical Chongqing University of Post and Telecommunications
Priority to CN201911113292.9A priority Critical patent/CN110943623B/zh
Publication of CN110943623A publication Critical patent/CN110943623A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN110943623B publication Critical patent/CN110943623B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33569—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having several active switching elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

本发明公开了一种LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，包括三型补偿电路模块、震荡控制模块和开关驱动模块，所述三型补偿电路模块的输入端与LCLC谐振变换器的输出端连接，三型补偿电路模块的输出端与震荡控制模块连接，震荡控制模块与开关驱动模块的输入连接，开关驱动模块的输出端与LCLC谐振变换器的MOS管连接。把最大和最小直流输入电压的均值作为额定电压，然后归一化输入电压和输出电压，调整变换器工作状态，仿真可知其在两种最坏的情况下，即满载时最小输入电压、最大输出电压和轻载时最大输入电压、最小输出电压时均可实现零电压开启，仿真并计算其在不同负载下的效率图，可知，LCLC变换器应用于宽输出电压源时，最高效率可达95％。

Description

LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及DC-DC电路效率提升的原理分析和电路设计属于电力电子领域。
背景技术
开关电源是利用开关管导通或关断，把一个电压变换成负载端的另一个电压。常用于DC-DC变化器。高效率高功率密度一直是DC-DC变换器设计的要点。提高功率密度最有效的方式就是提高开关频率，传统的DC-DC开关变换器大多是硬开关，即开关管在导通时存在电压和电流交叠现象。随着开关频率的提高，开关损耗也越来越大，其制约了DC-DC变换器的发展，必须设法降低开关损耗和开关噪声，由此，产生了软开关技术。软开关技术是利用元件特性或者控制手段，实现开关管开通关断过程的电压与电流无交叠，也就不会产生开关损耗。谐振技术属于软开关技术的一种，利用谐振电流或电压能够周期性的过零点的特性，实现软开关。但由于谐振变换器工作过程相对复杂，变频调压控制和成熟的PWM控制相比在稳定性和可靠程度上略显不足，再加上谐振过程对电流电压的放大作用，诸多缺点使得传统的谐振直流变换器在工业上没有得到广泛应用。近几年，LLC谐振变换器以其优良的特性成为研究的热点，它是在串联谐振变换器的基础上增加了一个与负载并联的电感，作为恒压源时，变换器初级侧可实现零电压开启，刺激侧可实现零电流观点，具体高效率、高功率密度等优点。
2011年，Beza Beiranvand等人提出把LLC变换器作为宽输出电压源，宽输出电压源的典型应用是LED驱动电源和离子注入机。本发明以离子注入机为例，离子注入机是半导体制作的关键设备，离子源是离子注入机中最关键的部件之一，离子源需要一个可调的电压源和电流源来调节弧电压和灯丝电源，电压源的数值要求是35-165V，电流源是0-3A，LLC谐振变换器作为宽输出电压源时满足该要求。其通过调节开关频率、输入电压和负载来获得所需电压：高电压输出时，略增大开关频率；同理，低电压输出时，减小开关频率，然后调节输入电压和负载至输出电压为所需电压。第二年，Beza Beiranvand等人又陆续提出LLC变换器作为宽输出提高效率。2016年,Ray-Lee Lin等人提出在不改变LLC变换器工作频率和输出电压的基础上，在LLC变换器的变压器初级侧并联一个电容C，把LLC变换器变为LCLC变换器，该作者把LLC变换器和LCLC变换器的功率因数图进行对比，易知LCLC变换器功率因数曲线显著高于LLC变换器。
作为宽输出电压源时，LLC变换器的工作区域为大于谐振点的区域，此时，功率因数急速下降，此时变换器效率较低，如何提高转换器效率，具有非常重要的意义。根据Ray-Lee Lin等人在2016年编写的文献中，提高功率因数图，还可知在工作频率外，即作为宽输出电压时，LCLC变换器功率因数曲线下降斜率显著低于LLC变换器，在一定频率范围内，LCLC变换器的功率因数高于LLC变换器功率因数。根据此点，本发明提出把LCLC变换器设置为宽输出电压源将具有更高效率。
发明内容
本发明提出了一种电路把LCLC变换器设计为宽输出电压源，可进一步提高变换器的效率。
为实现上述目的本发明采用的技术方案是：LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，包括控制LCLC谐振变换器输出的控制电路，所述控制电路包括三型补偿电路模块、震荡控制模块和开关驱动模块，所述三型补偿电路模块的输入端与LCLC谐振变换器的输出端连接，三型补偿电路模块的输出端与震荡控制模块连接，震荡控制模块与开关驱动模块的输入连接，开关驱动模块的输出端与LCLC谐振变换器的MOS管连接；
所述震荡控制模块包括震荡电容C8，震荡电容C8的第一端接地，第二端与充电支路和放电支路连接，充电支路和放电支路的均与三型补偿电路模块的输出端连接。
具体地，所述三型补偿电路模块的电路如下：
LCLC谐振变换器的输出端通过电阻R3和R4接地，LCLC谐振变换器的输出端与稳压管D3的阴极连接，稳压管D3的阳极通过电阻R5与光电耦合器OC的第一输入端连接，光电耦合器OC的第二输入端与稳压管D4的阴极连接，稳压管D4的阳极接地，电阻R3和R4之间的连接点与电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端串联电容C3后与光电耦合器OC的第二输入端连接；光电耦合器OC的第一输出端接地，第二输出端通过电阻R8与震荡控制模块(2)连接。
本发明的其中一个实施例中，所述稳压管D4选用TL431。所述电阻R3和R4之间的连接点与电容C4的第一端连接，电容C4的第二端与光电耦合器OC的第二输入端连接，电容C4的第一端与稳压管D4的参考极连接。
进一步，所述光电耦合器OC的两个输入端之间跨接有电阻R6，光电耦合器OC的两个输出端之间跨接有电容C9。
本发明的其中一个实施例中，所述充电支路和放电支路具体为：电压源U3与电流源IS3和IS4的输入端口相连，为它们提供能量，电流源IS3的输出端口通过电阻R9接地，电流源IS3还与震荡电容C8的第二端连接。充电时A点电位高于C8两端电压，Q5断开，IS3和C8构成充电支路。放电时A点电位低于C8两端电位，Q5导通，C8，Q5和IS4构成放电支路。电流源IS4的输出端口经A点与电容C10和电阻R13串联并接地，然后并联电阻R12，构成震荡回路，为电路提供工作频率。二极管D5阳极接地，阴极接MOS管Q5的源极和电流源IS4，防止C8放电时对震荡电路产生干扰。MOS管的漏极与震荡电容C8的第二端连接。
进一步，所述开关驱动模块选用RS触发器实现，RS触发器的S输入端和R输入端分别与两个运算放大器的输出端连接，RS触发器的两个输出端分别连接LCLC谐振变换器的MOS管。
本发明中，所述LCLC谐振变换器的输出电压最大值与最小值的平均值为控制电路的额定输入电压。
本发明电路简单，在满足设计要求的前提下简化了电路，它由分立元件搭建而成，没有涉及复杂电路。实际电路中，把变压器模块的励磁电感作为谐振槽电路的并联电感Lm，提高了电路元件利用率。在选取开关模块的MOS管时，精确计算LCLC变换器实现ZVS时的死区时间范围，根据该条件合理选择MOS管，提高了电路效率。
附图说明
图1为LCLC变换器电路原理图；
图2为本发明LCLC变换器和LLC变换器功率因数图；其中浅色阴影是Ray-Lee Lin设计的工作区域，深色阴影部分是本发明的工作区域；
图3为本发明LCLC变换器电路图；
图4为本发明LCLC变化器仿真结果图1；
图5为本发明LCLC变化器仿真结果图2；
图6为本发明LCLC变换器不同负载情况下的效率图。
具体实施方式
下面结合具体实施实例和说明书附图来对本发明做进一步解释说明，此处描述的具体实例仅用于解释本发明，并不用于限定本发明。
实施例：如图1所示，LCLC电压源系统包括：开关模块4，谐振网络模块5，变压器模块6和滤波稳压模块7，此模块用于理论分析。完整的离子注入机电源设备包括PFC(功率因数校正)和直流降压DC-DC两大模块。PFC模块是指将220V交流电升压整流，转为380V左右直流电。直流降压DC-DC模块是指将380V左右直流电降压处理，转换为所需的电压。本发明重点研究直流降压模块，开关模块的两个开关管交替导通，占空比通常为50％，380V直流电经过开关模块之后转化为方波，根据傅里叶变换，方波可看作是多个正弦波的叠加，经过谐振网络模块之后，方波可近似为一个正弦波，之后经过变压器模块降压为所需的电压，后经半桥滤波稳压，输出电压稳定。通过调节开关工作频率和负载调整输出电压。LCLC变换器谐振槽电路的参数是电路设计的主要参数，对电路性能起决定作用，设计该参数时，包括以下步骤：
步骤S1，对LCLC变换器直流输入和输出电压进行归一化，把输入电压的最大值与最小值的平均数作为额定电压；对开关工作频率也进行归一化，把谐振槽串联电感与串联电容的谐振频率作为额定频率；设定并联电感与串联电感的比值为电感比k1，并联电容与串联电容的比值为电容比k2；分别计算并画出归一化最大输出电压和最小输出电压表达式、功率因数曲线，PF曲线图。公式如下，其中Vout,max,N是归一化最大输出电压，等于最大输出电压除以额定电压，Vout,min,N是归一化最小输出电压，等于最小输出电压除以额定频率，fn,min是归一化最小开关频率，Vin,min,N是归一化最小输入电压，Vin,max,N是归一化最大输入电压，PFLCLC是LCLC变换器功率因数，Re是电路负载电阻，s是复频率，Cr是串联谐振电容，Lr是串联谐振电感，Cp是并联谐振电容，Lm是并联谐振电感，Req等效负载电阻，Qmax,L是输出最低电压时最大品质因数，Iout,max是最大输出电流，Vout,max是最大输出电压，具体公式如下。
Figure BDA0002273363770000041
Figure BDA0002273363770000042
Figure BDA0002273363770000043
其中，
Figure BDA0002273363770000051
步骤S2，为使变换器能正常工作，需要计算谐振槽电路的最大电压应力和电流应力。最大电压应力指谐振槽串联电容Cr两端所能承受的最高电压，出现在输出电压最大而开关频率最小时；最大电流应力为谐振槽电流Ir最大值，记为Iin,max，出现在输入电压最小而输出电压最大时。以此来选择参数型号，确保变换器能正常工作。计算并化简可得公式如下。
Figure BDA0002273363770000052
Figure BDA0002273363770000053
其中，Vcr,max是串联电感最大耐压值，Iin,max是最大串联电流，Vin,min是电路最小输入电压，fr是串联谐振频率。
步骤S3，设置半桥LCLC变换器死区时间和最大开关频率，确保变换器能工作在零点压开启状态。死区时间是指两个开关管均处于断开状态，在此区间，变换器的四个开关管，两个完全放电至两端电压为0，另两个充电至电源电压，设定死区时间为开关管完全充电或放电时间的2倍，可保证变换器工作时充放电完全。计算并化简得其表达式如下。
Figure BDA0002273363770000054
ΔT表示死区时间，根据该时间并参考MOSFET数据手册选取开关模块4的4个MOS管。
步骤S4，变换器关键参数设计，先计算变压器的匝比n和等效负载电阻，根据步骤S1的电压曲线，选取一组k1，k2和品质因数Q值，本发明k1取5.2，k2取0.6，Q取2.5，计算可得谐振槽参数：Lr＝152uH，Lm＝800uH，Cr＝9.9nF，Cp＝800uF。
步骤S5，搭建实验平台，仿真变换器在极端情况下是否可实现零电压开启，仿真满载时最小输入电压、最大输出电压和轻载时最大输入电压、最小输出电压两种情况，观测开关管两端电压和电流，观测变换器是否满足设计要求。
如图2所示的LLC变换器和LCLC变换器功率因数曲线图。作为宽输出电压源时，在工作区域，LCLC变换器功率因数比LLC变换器的幅度高，可知作为宽输出电压源时，LCLC变换器具有更高效率。
如图3所示的搭建的LCLC变换器平台，比图1增加一个环路控制电路，使用一个运算放大器进行反馈控制，将输出电压反馈作用于开关模块中的开关管，根据输出电压的大小来调节开关管工作频率，当要求输出高电压时，增大开关频率；输出低电压时，降低开关频率。
LCLC谐振变换器中的谐振网络模块5包括串联谐振电感Lr、并联谐振电容Cp和串联谐振电容Cr，开关模块4、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和变压器模块5的一次侧构成回路，并联谐振电容Cp与变压器模块5的一次侧并联。把变压器模块的励磁电感作为并联谐振电感Lm，提高了电路元件利用率。
控制LCLC谐振变换器输出的控制电路包括三型补偿电路模块1、震荡控制模块2和开关驱动模块3，所述三型补偿电路模块1的输入端与LCLC谐振变换器的输出端连接，三型补偿电路模块1的输出端与震荡控制模块2连接，震荡控制模块2与开关驱动模块3的输入连接，开关驱动模块3的输出端与LCLC谐振变换器的MOS管连接。三型补偿电路模块1中稳压管D4选用TL431，其内部基准电压为2.49V，作用是使LCLC变换器输出电压稳定。设LCLC模块输出电压最大值与最小值的平均值为控制电路的额定输入电压，设置分压电路使其降至2.49V。震荡控制模块2通过对电容C8充放电来控制RS触发器输出，RS触发器输出连接LCLC变化器的4个MOS管，控制其通断。
具体电路结构如下：
LCLC谐振变换器的输出端通过电阻R3和R4接地，LCLC谐振变换器的输出端与稳压管D3的阴极连接，稳压管D3的阳极通过电阻R5与光电耦合器OC的第一输入端连接，光电耦合器OC的第二输入端与稳压管D4的阴极连接，稳压管D4的阳极接地，电阻R3和R4之间的连接点与电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端串联电容C3后与光电耦合器OC的第二输入端连接；光电耦合器OC的第一输出端接地，第二输出端通过电阻R8与震荡控制模块2连接。电阻R3和R4之间的连接点与电容C4的第一端连接，电容C4的第二端与光电耦合器OC的第二输入端连接，电容C4的第一端与稳压管D4的参考极连接。光电耦合器OC的两个输入端之间跨接有电阻R6，光电耦合器OC的两个输出端之间跨接有电容C9。光电耦合器OC可以隔离输入和输出，使电路单方向传输，抑制干扰信号。
所述震荡控制模块2包括震荡电容C8，震荡电容C8的第一端接地，第二端与充电支路和放电支路连接，充电支路和放电支路的均与三型补偿电路模块1的输出端(光电耦合器OC的第二输出端)连接。充电支路和放电支路包括图3中震荡控制模块2的电路，该电路中电压源U3与电流源IS3和IS4的输入端口相连，为它们提供能量，电流源IS3的输出端口通过电阻R9接地，电流源IS3还与震荡电容C8的第二端连接。充电时A点电位高于C8两端电压，Q5断开，IS3和C8构成充电支路。放电时A点电位低于C8两端电位，Q5导通，C8，Q5和IS4构成放电支路。电流源IS4的输出端口经A点与电容C10和电阻R13串联并接地，然后并联电阻R12，构成震荡回路，为电路提供工作频率。二极管D5阳极接地，阴极接MOS管Q5的源极和电流源IS4，防止C8放电时对震荡电路产生干扰。MOS管Q5的漏极与震荡电容C8的第二端连接。
其中电流源，使对震荡电容C8充放电时，电流稳定，防止电路出现浪涌电流。
图中MOS管Q5与LCLC模块的MOS2的驱动脉冲一致，使控制模块电路与LCLC模块电路频率一致
所述开关驱动模块3选用RS触发器实现，RS触发器的S输入端和R输入端分别与两个运算放大器的输出端连接，RS触发器的两个输出端分别连接LCLC谐振变换器的MOS管。运算放大器A1的反向输入端和A2的正向输入端均与电容C8的正极端连接。运算放大器A1的正向输入端连接电压源U1正极，运算放大器A2的反向端连接电压源U2正极构成非门电路，A1和A2的输出电平相反，当A1输出高电平时，A2输出低电平，反之亦然，此时，RS触发器的两种输出状态也反向，使得DRI_Q1和DRI_Q2的脉冲电平相反。
上述控制电路的控制过程为：在LCLC模块输出端加负载时，输出电压随负载变化，当输出电压大于控制电路的额定输入电压时，其分压之后的电压大于基准电压，此时震荡电容充电，RS触发器输出脉冲频率增大，对应LCLC模块开关频率加大，则输出电压下降。输出电压下降使震荡电容的充电速率下降，RS触发器输出脉冲频率减小，开关频率变小，使得输出电压上升，由此反复，使得加该负载时输出电压稳定。同理，当加负载后输出电压小于控制电路额定输入时，震荡电容放电，仍可实现输出电压稳定。由此可知，该LCLC变换器可实现宽范围输出电压，且输出电压稳定。
如图4所示的仿真结果图1，是在满载时最小输出电压和最大输入电压时的仿真结果。此处设置的死区时间是20us，仿真图中电压单位为V，电流单位为A，图中竖直的虚线为开关管开启时谐振电流情况，由图可知，在开关管开始时，电流已降为0，可实现零点压开启，该种情况下LCLC变换器能正常工作，实满足设计要求。
如图5所示的仿真结果图2，是在最大输出电压和最小输出电流时的仿真图，死区时间不变。同理可知，开关管可实现零点压开启，满足设计要求。
如图6所示的效率曲线图，仿真并计算其在不同负载时得到的效率曲线。由此结果可知，当负载小于100％时，效率随着负载的增大而增加，当负载大于100％时，增大负载，效率下降，电路最高效率可达95％。

Claims (8)

1.LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：包括控制LCLC谐振变换器输出的控制电路，所述控制电路包括三型补偿电路模块(1)、震荡控制模块(2)和开关驱动模块(3)，所述三型补偿电路模块(1)的输入端与LCLC谐振变换器的输出端连接，三型补偿电路模块(1)的输出端与震荡控制模块(2)连接，震荡控制模块(2)与开关驱动模块(3)的输入连接，开关驱动模块(3)的输出端与LCLC谐振变换器的MOS管连接；
所述震荡控制模块(2)包括震荡电容C8，震荡电容C8的第一端接地，第二端与充电支路和放电支路连接，充电支路和放电支路均与三型补偿电路模块(1)的输出端连接；
所述三型补偿电路模块(1)的电路如下：
LCLC谐振变换器的输出端通过电阻R3和R4接地，LCLC谐振变换器的输出端与稳压管D3的阴极连接，稳压管D3的阳极通过电阻R5与光电耦合器OC的第一输入端连接，光电耦合器OC的第二输入端与稳压管D4的阴极连接，稳压管D4的阳极接地，电阻R3和R4之间的连接点与电阻R7的一端连接，电阻R7的另一端串联电容C3后与光电耦合器OC的第二输入端连接；光电耦合器OC的第一输出端接地，第二输出端通过电阻R8与震荡控制模块(2)连接。
2.根据权利要求1所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述稳压管D4选用TL431。
3.根据权利要求2所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述电阻R3和R4之间的连接点与电容C4的第一端连接，电容C4的第二端与光电耦合器OC的第二输入端连接，电容C4的第一端与稳压管D4的参考极连接。
4.根据权利要求2或3所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述光电耦合器OC的两个输入端之间跨接有电阻R6，光电耦合器OC的两个输出端之间跨接有电容C9。
5.根据权利要求1所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述充电支路和放电支路为：电压源U3与电流源IS3和IS4的输入端口相连，电流源IS3的输出端口通过电阻R9接地，电流源IS3还与震荡电容C8的第二端连接，电流源IS4的输出端口经A点与电容C10和电阻R13串联并接地，然后并联电阻R12，构成震荡回路，二极管D5阳极接地，阴极接MOS管Q5的源极和电流源IS4，MOS管Q5的漏极与震荡电容C8的第二端连接。
6.根据权利要求1所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述开关驱动模块(3)选用RS触发器实现，RS触发器的S输入端和R输入端分别与两个运算放大器的输出端连接，RS触发器的两个输出端分别连接LCLC谐振变换器的MOS管。
7.根据权利要求1或2或3或5或6所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述LCLC谐振变换器的输出电压最大值与最小值的平均值为控制电路的额定输入电压。
8.根据权利要求7所述LCLC谐振变换器的宽输出电压源电路，其特征在于：所述LCLC谐振变换器包括依次串联的开关模块(4)、谐振网络模块(5)、变压器模块(6)和滤波稳压模块(7)，其中所述谐振网络模块(5)包括串联谐振电感Lr、并联谐振电容Cp和串联谐振电容Cr，开关模块(4)、串联谐振电感Lr、串联谐振电容Cr和变压器模块(6)的一次侧构成回路，并联谐振电容Cp与变压器模块(6)的一次侧并联。
CN201911113292.9A 2019-11-14 2019-11-14 Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路 Active CN110943623B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911113292.9A CN110943623B (zh) 2019-11-14 2019-11-14 Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201911113292.9A CN110943623B (zh) 2019-11-14 2019-11-14 Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN110943623A CN110943623A (zh) 2020-03-31
CN110943623B true CN110943623B (zh) 2022-12-27

Family

ID=69906571

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201911113292.9A Active CN110943623B (zh) 2019-11-14 2019-11-14 Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN110943623B (zh)

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102281047A (zh) * 2010-06-13 2011-12-14 深圳市英可瑞科技开发有限公司 Llc串联谐振联合控制器
CN104467443A (zh) * 2015-01-06 2015-03-25 山东鲁能智能技术有限公司 基于llc拓扑的超宽输出电压范围充电机及控制方法
CN106411142A (zh) * 2016-10-12 2017-02-15 杭州电子科技大学 一种宽负载范围的llc谐振变换装置
CN106849372A (zh) * 2017-03-11 2017-06-13 重庆大学 基于双侧f‑lclc谐振网络的ecpt系统及其参数设计方法
WO2019076365A1 (en) * 2017-10-20 2019-04-25 Tian Jianlong POWER CONVERSION SYSTEM AND APPLICATIONS THEREOF

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102281047A (zh) * 2010-06-13 2011-12-14 深圳市英可瑞科技开发有限公司 Llc串联谐振联合控制器
CN104467443A (zh) * 2015-01-06 2015-03-25 山东鲁能智能技术有限公司 基于llc拓扑的超宽输出电压范围充电机及控制方法
CN106411142A (zh) * 2016-10-12 2017-02-15 杭州电子科技大学 一种宽负载范围的llc谐振变换装置
CN106849372A (zh) * 2017-03-11 2017-06-13 重庆大学 基于双侧f‑lclc谐振网络的ecpt系统及其参数设计方法
WO2019076365A1 (en) * 2017-10-20 2019-04-25 Tian Jianlong POWER CONVERSION SYSTEM AND APPLICATIONS THEREOF

Also Published As

Publication number Publication date
CN110943623A (zh) 2020-03-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US11437924B2 (en) Switching power supply circuit
CN113489309B (zh) 宽输出电压的无桥降压式功率因数校正变换器及控制方法
CN112713766B (zh) 一种高增益Cuk DC-DC变换器
CN111525809B (zh) 一种输出电压可调的高频混合型直流变换器
US11509238B2 (en) AC/DC power supply, rectifier circuit and control method
CN112737330B (zh) 一种高增益Buck-Boost DC-DC变换器
CN113809941A (zh) 一种pfc调压的谐振mig焊电源系统及控制方法
CN112701923A (zh) 一种新型的高增益Zeta DC-DC变换器
CN107919807A (zh) 适于宽输入和输出电压范围的高效开关电源的pfc母线调压控制电路及控制方法
CN111224555B (zh) 一种llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法
CN110831291B (zh) 一种基于Sepic软开关LED驱动器及其混合驱动方法
CN110445387B (zh) 一种化成分容用电源的拓扑结构和控制方法
CN114189166B (zh) 轻载控制电路、方法及谐振变换器
CN115642805A (zh) 基于ZVS的六开关buck-boost变换器
CN109309448B (zh) 一种宽输入宽输出Cuk DC-DC变换器
CN110620515A (zh) 一种副边llc谐振电源变换电路
CN110012574B (zh) 一种混合控制单级无桥Sepic和LLC的LED驱动电路
CN102647100B (zh) 一种集成的Buck-flyback高功率因数变换器
CN110943623B (zh) Lclc谐振变换器的宽输出电压源电路
CN112054673A (zh) 一种软开关buck变换器电路及其控制方法
CN107171563A (zh) 紧调整输出的组合变流器
CN209170226U (zh) 一种新型可扩展Zeta DC-DC变换器
CN112003466A (zh) 一种可实现升降压的三相apfc整流器及其工作方法
CN110994986A (zh) 一种电源控制方法
CN107453597B (zh) 灵活多电平无桥功率因数校正变换器及调制方法

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant