CN111224555B

CN111224555B - 一种llc谐振变换电路的宽范围输出控制方法

Info

Publication number: CN111224555B
Application number: CN202010325229.8A
Authority: CN
Inventors: 张勇波; 谢勇
Original assignee: SHENZHEN JIANWANG TECHNOLOGY CO LTD
Current assignee: Swift Energy Wuhan Co ltd
Priority date: 2020-04-23
Filing date: 2020-04-23
Publication date: 2020-08-25
Anticipated expiration: 2040-04-23
Also published as: CN111224555A

Abstract

本发明公开了一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法。包括下降调控方法，在起始阶段，工作在全桥模式，四个MOS管均工作在最小工作频率，输出电压为最大值；在第一下降调控阶段，对四个MOS管的工作频率同步进行升高调控，输出电压同步下降，四个开关MOS管的工作频率均升高至最大工作频率；在第二下降调控阶段，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值，所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。另外还包括上升调控方法。本发明具有损耗低、效率高，控制灵活稳定，输出电压范围宽的优势。

Description

一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法

技术领域

本发明涉及电力控制技术领域，尤其涉及一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法。

背景技术

随着电力电子行业技术的不断发展，提高其工作频率可以有效的提高整个系统的功率密度，减小系统体积，但是提高工作频率就意味着开关器件的开关损耗会大大增加，而软开关技术，能很好的解决该问题。LLC谐振变换器因其软开关特性使之广泛应用于全桥和半桥电路，因此，全桥LLC谐振变换器和半桥LLC谐振变换器应运而生，该谐振变换器有工作频率范围窄，便于高频变压器和输入滤波器的设计、各开关器件工作在软开关状态、初级电压能被钳位在输入电压值等优点，使得全桥LLC谐振变换器和半桥LLC谐振变换器广泛应用于通讯电源，新能源等领域。

在现有技术中，LLC谐振电路的控制方法包括脉宽频率调制，主要通过改变开关频率来控制输出电压，这种方法的缺点是输出电压范围窄；LLC谐振电路在全桥和半桥切换临界点不易控制，从而使得系统不稳定；另外，还存在损耗高、效率低的缺点。

发明内容

本发明主要解决的技术问题是提供一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，解决现有技术中LLC谐振变换电路输出电压范围窄、存在全桥和半桥切换不稳定，以及损耗高和效率低的问题。

为解决上述技术问题，本发明采用的一个技术方案是提供一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，所述LLC谐振变换电路包括由四个开关MOS管构成的输入电路部分，由谐振电感、谐振电容和变压器构成的中间电路部分，以及由四个二极管构成的输出电路部分，所述控制方法包括降压调控方法，步骤包括：下降起始阶段，对应下降起始时刻，所述LLC谐振变换电路工作在全桥模式下，四个MOS管均工作在最小工作频率，输出端的输出电压为最大值Vomax；第一下降调控阶段，从下降起始时刻开始，对四个MOS管的工作频率同步进行升高调控，输出电压同步开始下降，到第一下降时刻时，四个开关MOS管的工作频率均升高至最大工作频率；第二下降调控阶段，从第一下降时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐减小，对第四MOS管的占空比逐渐增大，当到第二下降时刻时，对第三MOS管的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值Vomin，所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

优选的，在所述第二下降调控阶段，或者是，从第一下降时刻开始，对第三MOS管和第四MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第一MOS管的占空比逐渐减小，对第二MOS管的占空比逐渐增大；当到第二下降时刻时，对第一MOS管的占空比逐渐减小至零，对第二MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值Vomin，此时所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

优选的，所述第一MOS管和第二MOS管的控制信号的占空比始终是接近50%。

优选的，在下降起始阶段和第一下降调控阶段，所述第三MOS管和第四MOS管的控制信号的占空比也分别是接近50%。

优选的，所述控制方法还包括升压调控方法，所述升压调控方法的过程与所述降压调控方法的过程是相逆的。

优选的，所述控制方法还包括升压调控方法，包括步骤：上升起始阶段，对应上升起始时刻，所述LLC谐振变换电路工作在半桥模式下，此时输出电压为最小值，第一MOS管和第二MOS管的工作频率为最大值，第三MOS管的占空比为零，对应第三MOS管完全断开，对第四MOS管的占空比完全占满，对应第四MOS管完全闭合；第一上升调控阶段，从上升起始时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的工作频率同步进行降低调控，对第三MOS管和第四MOS管不进行调控，到第一上升时刻时，第一MOS管和第二MOS管的工作频率均下降至最小工作频率；第二上升调控阶段，从第一上升时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐增大，对第四MOS管的占空比逐渐减小，当到第二上升时刻时，对第三MOS管的占空比逐渐增大至接近50%，对第四MOS管的占空比逐渐减小至接近50%，此时输出电压升至最大值，所述LLC谐振变换电路刚好工作在全桥模式下。

本发明的有益效果是：本发明公开了一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法。包括下降调控方法，在起始阶段，工作在全桥模式，四个MOS管均工作在最小工作频率，输出电压为最大值；在第一下降调控阶段，对四个MOS管的工作频率同步进行升高调控，输出电压同步下降，四个开关MOS管的工作频率均升高至最大工作频率；在第二下降调控阶段，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值，所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。另外还包括上升调控方法。本发明具有损耗低、效率高，控制灵活稳定，输出电压范围宽的优势。

附图说明

图1是LLC谐振变换电路一实施例的电路组成图；

图2是根据本发明LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法另一实施例中的输出电压下降曲线示意图；

图3至图6是根据本发明LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法另一实施例中的输出电压下降时四个MOS管的控制波形变换示意图；

图7是根据本发明LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法另一实施例中的死区说明的示意图；

图8是根据本发明LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法另一实施例中的输出电压上升曲线示意图；

图9至图12是根据本发明LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法另一实施例中的输出电压上升时四个MOS管的控制波形变换示意图。

具体实施方式

为了便于理解本发明，下面结合附图和具体实施例，对本发明进行更详细的说明。附图中给出了本发明的较佳的实施例。但是，本发明可以以许多不同的形式来实现，并不限于本说明书所描述的实施例。相反地，提供这些实施例的目的是使对本发明的公开内容的理解更加透彻全面。

需要说明的是，除非另有定义，本说明书所使用的所有的技术和科学术语与属于本发明的技术领域的技术人员通常理解的含义相同。在本发明的说明书中所使用的术语只是为了描述具体的实施例的目的，不是用于限制本发明。本说明书所使用的术语“和/或”包括一个或多个相关的所列项目的任意的和所有的组合。

如图1所示，本发明对应的LLC谐振变换电路中包括谐振电感Lr、谐振电容Cr、四个开关MOS管T1,T2,T3,T4及四个辅助谐振电容C1，C2，C3，C4、变压器T和二极管D1,D2,D3,D4。其中，第一MOS管T1和第二MOS管T2为左桥臂，第三MOS管T3和第四MOS管T4为右桥臂。

具体而言，在图1中，Vin为输入端，Vout为输出端，第一MOS管T1和第二MOS管T2串联组成左桥臂,并且第一MOS管T1的漏极接正输入端Vin+，第二MOS管T2的源极接负输入端Vin-；第三MOS管T3和第四MOS管T4串联组成右桥臂,并且第三MOS管T3的漏极接正输入端Vin+，第四MOS管T4的源极接负输入端Vin-；第一MOS管T1的源极和第二MOS管T2的漏极电连接，并且还电连接谐振电容Cr，谐振电容Cr的另一端电连接变压器T的第二输入端；第三MOS管T3的源极和第四MOS管T4的漏极电连接，并且还电连接谐振电感Lr，谐振电感Lr的另一端电连接变压器T的第一输入端；四个MOS管T1,T2,T3,T4的漏极和源极之间还分别对应并联四个辅助谐振电容C1，C2，C3，C4；输出部分包括四个二极管D1,D2,D3,D4，其中第一二极管D1和第二二极管D2串联，并且第一二极管D1的负极接正输出端Vout+，第二二极管D2的正极接负输出端Vout-，第一二极管D1和第二二极管D2的电连接处接变压器T的第一输出端；第三二极管D3和第四二极管D4串联，并且第三二极管D3的负极接正输出端Vout+，第四二极管D4的正极接负输出端Vout-，第三二极管D3和第四二极管D4的电连接处接变压器T的第二输出端。

进一步的，基于图1所示的LLC谐振变换电路，当对输出端的电压输出调控包括升压调控和降压调控，所述升压调控和降压调控是互逆的调控过程，因此可以进行升压或降压调控。

结合图2至图6，在降压调控中，在下降起始阶段，对应起始时刻t0，所述LLC谐振变换电路工作在全桥模式下，四个MOS管T1,T2,T3,T4均工作在最小工作频率fsmin，例如优选fsmin=150kHz，输出端的输出电压为最大值Vomax；接着是第一下降调控阶段，从下降起始时刻t0开始，对四个MOS管T1,T2,T3,T4的工作频率同步进行升高调控，到第一下降时刻t1时，四个开关MOS管T1,T2,T3,T4的工作频率均升高至最大工作频率fsmax，例如优选fsmax=350kHz，该过程如图3至图4的变化过程；然后是第二下降调控阶段，从第一下降时刻t1开始，对第一MOS管T1和第二MOS管T2的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管T3的占空比逐渐减小，对第四MOS管T4的占空比逐渐增大，如图5所示；当到第二下降时刻t2时，对第三MOS管T3的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管T4的占空比逐渐增大至完全占满，此时第四MOS管T4处于闭合状态，无开关损耗，提高了工作效率。如图6所示，此时输出电压降至最小值Vomin，此时所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

由此可见，本发明的整个下降控制过程中实现了由全桥模式到半桥模式的转换，即开始时工作于全桥模式，结束时正好进入到半桥模式，因此不存在全桥模式与半桥模式进行来回切换的区间，解决了设置临界点的问题，即该控制方法无需设定全桥和半桥切换的临界点。

另外，上述对工作频率和占空比的调控都是渐进式的调控，整个过程中不存在频率或占空比跳变，因此该控制方法系统会更加稳定。并且，在该过程中电压的下降过程包括两个阶段，即第一下降调控阶段和第二下降调控阶段，这两个阶段分别进行电压调控，改变了单一阶段调控，因此对电压的调控范围更宽了，解决了传统技术输出电压范围窄的缺点。

优选的，在第二下降调控阶段，或者是从第一下降时刻t1开始，对第三MOS管T3和第四MOS管T4的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第一MOS管T1的占空比逐渐减小，对第二MOS管T2的占空比逐渐增大；当到第二下降时刻t2时，对第一MOS管T1的占空比逐渐减小至零，对第二MOS管T2的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值Vomin，此时所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

进一步优选的，如图3和图4所示，在起始阶段和第一下降调控阶段，左桥臂中的第一MOS管T1和第二MOS管T2的占空比均优选为接近50%。优选的，在时间轴上，二者的波形对应互补，即第一MOS管T1为前半个周期的波形，正好对应第二MOS管T2为后半个周期的波形。这种互补工作模式能够解决低压轻载下损耗高的问题，在现有技术中，系统工作在轻载占空比很小时，所有MOS管的损耗会变大，使得轻载下效率变低，这是因为当MOS管导通的占空比小到某一个值时，该值无法使导通时间越过其米勒平台时间，此时驱动电压也就没有时间升至最佳的驱动电压值，根据MOS管自身特性，以最佳驱动电压值为标准，驱动电压值越低，其导通电阻越大，也就意味着导通损耗越大，效率越低。本发明的占空比调控机制为互补式调控，这样就会使得在同一个桥臂的两个MOS管不会同时出现占空比均较小的情况，即便有一个MOS管的占空比变小时，但是另一个MOS管的占空比却是增大，因此具有整体损耗小的优势，而现有技术中则是MOS管同时出现占空比变小的情况，这样就带来整体性的损耗比较大。优选的，第一MOS管T1和第二MOS管T2之间存在死区。同样，在起始阶段和第一下降调控阶段，右桥臂中的第三MOS管T3和第四MOS管T4的占空比均优选为接近50%。优选的，在时间轴上，二者的波形对应互补，即第三MOS管T3为前半个周期的波形，在时间轴上正好对应第四MOS管T4为后半个周期的波形。优选的，第三MOS管T3和第四MOS管T4之间存在死区。关于死区，主要是为了保证安全，防止同一臂的上下两个MOS管同时导通，这是因为当两个MOS管同时导通时，例如第一MOS管T1和第二MOS管T2同时导通，或者第三MOS管T3和第四MOS管T4同时导通，则会在输入两端形成短路，这样会产生安全问题。

优选的，如图7所示，这里第一MOS管T1和第二MOS管T2的占空比优选都是49%，另外还可以看出二者的波形对应互补，这样就会形成这两个MOS管不会同时导通的时间区间，即死区S1，该区间占据单个周期的1%。因此，理想条件下，第一MOS管T1和第二MOS管T2的占空比优选都是接近50%并且波形互补，但是在实际工作做为了避免两个MOS管出现同时导通的问题，采用了占空比小于50%且波形对应互补的实现方法。这种处理方法同样适用于第三MOS管T3和第四MOS管，这里不再赘述。另外，通过图3至图6，以及图9至图12，也可以看出，对于控制信号波形并不是直接从0时直接开始出现，而是与0时之间留有间隙，这都是为了避免第一MOS管T1和第二MOS管T2同时导通，或者第三MOS管T3和第四MOS管T4同时导通。

优选的，所述控制方法还包括升压调控方法，所述升压调控方法的过程与所述降压调控方法的过程是相逆的。也就是图6返回至图3的控制过程，这里不再赘述。

优选的，还有另外的升压调控方法，结合图8至图12，在升压调控中，在上升起始阶段，对应上升起始时刻t0，所述LLC谐振变换电路工作在半桥模式下，此时输出电压为最小值Vomin，第一MOS管T1和第二MOS管T2工作频率为最大值fsmax，第三MOS管T3的占空比为零，对应第三MOS管T3完全断开，对第四MOS管T4的占空比完全占满，对应第四MOS管T4完全闭合，如图9所示；接着是第一上升调控阶段，从上升起始时刻t0开始，对第一MOS管T1和第二MOS管T2的工作频率同步进行降低调控，对第三MOS管T3和第四MOS管T4不进行调控，到第一上升时刻t1时，第一MOS管T1和第二MOS管T2的工作频率均下降至最小工作频率fsmin，该过程如图9至图10的变化过程；然后是第二上升调控阶段，从第一上升时刻t1开始，对第一MOS管T1和第二MOS管T2的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管T3的占空比逐渐增大，对第四MOS管T4的占空比逐渐减小，如图11所示；当到第二上升时刻t2时，对第三MOS管T3的占空比逐渐增大至接近50%，对第四MOS管T4的占空比逐渐减小至接近50%，如图12所示，此时输出电压升至最大值Vomax，此时所述LLC谐振变换电路刚好工作在全桥模式下。

进一步优选的，如图9至图12所示，在整个电压上升调控过程中，左桥臂中的第一MOS管T1和第二MOS管T2的占空比均优选为接近50%。优选的，在时间轴上，二者的波形对应互补，即第一MOS管T1为前半个周期的波形，正好对应第二MOS管T2为后半个周期的波形。优选的，第一MOS管T1和第二MOS管T2之间存在死区。优选的，当到第二时刻t2后，第三MOS管T3和第四MOS管T4的波形对应互补，即第三MOS管T3为前半个周期的波形，在时间轴上正好对应第四MOS管T4为后半个周期的波形。优选的，第三MOS管T3和第四MOS管T4之间存在死区。

由此可见，本发明公开了一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法。包括下降调控方法，在起始阶段，工作在全桥模式，四个MOS管均工作在最小工作频率，输出电压为最大值；在第一下降调控阶段，对四个MOS管的工作频率同步进行升高调控，输出电压同步下降，四个开关MOS管的工作频率均升高至最大工作频率；在第二下降调控阶段，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值，所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。另外还包括上升调控方法。本发明具有损耗低、效率高，控制灵活稳定，输出电压范围宽的优势。

以上所述仅为本发明的实施例，并非因此限制本发明的专利范围，凡是利用本发明说明书及附图内容所作的等效结构变换，或直接或间接运用在其他相关的技术领域，均同理包括在本发明的专利保护范围内。

Claims

1.一种LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，所述LLC谐振变换电路包括由四个开关MOS管构成的输入电路部分，由谐振电感、谐振电容和变压器构成的中间电路部分，以及由四个二极管构成的输出电路部分，所述控制方法包括降压调控方法，步骤包括：

下降起始阶段，对应下降起始时刻，所述LLC谐振变换电路工作在全桥模式下，四个MOS管均工作在最小工作频率，输出端的输出电压为最大值；

第一下降调控阶段，从下降起始时刻开始，对四个MOS管的工作频率同步进行升高调控，第一MOS管和第二MOS管的占空比小于50%且波形对应互补,并且保留不会同时导通的时间区间，第三MOS管和第四MOS管的占空比小于50%且波形对应互补,并且保留不会同时导通的时间区间，输出电压同步开始下降，到第一下降时刻时，四个开关MOS管的工作频率均升高至最大工作频率；

第二下降调控阶段，从第一下降时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，第三MOS管和第四MOS管的控制信号的频率保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐减小，对第四MOS管的占空比逐渐增大，当到第二下降时刻时，对第三MOS管的占空比逐渐减小至零，对第四MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值Vomin，所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

2.根据权利要求1所述的LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，在所述第二下降调控阶段，或者是，从第一下降时刻开始，对第三MOS管和第四MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第一MOS管的占空比逐渐减小，对第二MOS管的占空比逐渐增大；当到第二下降时刻时，对第一MOS管的占空比逐渐减小至零，对第二MOS管的占空比逐渐增大至完全占满，此时输出电压降至最小值Vomin，此时所述LLC谐振变换电路刚好工作在半桥模式下。

3.根据权利要求1所述的LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，所述第一MOS管和第二MOS管的控制信号的占空比接近50%。

4.根据权利要求1所述的LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，在下降起始阶段和第一下降调控阶段，所述第三MOS管和第四MOS管的控制信号的占空比也分别是接近50%。

5.根据权利要求1所述的LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括升压调控方法，所述升压调控方法的过程与所述降压调控方法的过程是相逆的。

6.根据权利要求1所述的LLC谐振变换电路的宽范围输出控制方法，其特征在于，所述控制方法还包括升压调控方法，包括步骤：

上升起始阶段，对应上升起始时刻，所述LLC谐振变换电路工作在半桥模式下，此时输出电压为最小值，第一MOS管和第二MOS管的工作频率为最大值，第三MOS管的占空比为零，对应第三MOS管完全断开，对第四MOS管的占空比完全占满，对应第四MOS管完全闭合；

第一上升调控阶段，从上升起始时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的工作频率同步进行降低调控，第一MOS管和第二MOS管的占空比小于50%且波形对应互补,并且保留不会同时导通的时间区间，对第三MOS管和第四MOS管不进行调控，到第一上升时刻时，第一MOS管和第二MOS管的工作频率均下降至最小工作频率；

第二上升调控阶段，从第一上升时刻开始，对第一MOS管和第二MOS管的控制信号的频率和占空比保持不变，而对第三MOS管的占空比逐渐增大，对第四MOS管的占空比逐渐减小，当到第二上升时刻时，对第三MOS管的占空比逐渐增大至接近50%，对第四MOS管的占空比逐渐减小至接近50%，第三MOS管和第四MOS管的占空比小于50%且波形对应互补,并且保留不会同时导通的时间区间，此时输出电压升至最大值，所述LLC谐振变换电路刚好工作在全桥模式下。