CN116155111A - 具有部分功率调压功能的升压直流变换系统 - Google Patents

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Abstract

一种具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，属于直流变换器技术领域。本发明针对现有谐振直流变换器中引入的部分功率结构元器件数量较多，造成系统整体结构复杂，成本高、控制复杂的问题。包括：主功率变换器包括原边的全桥逆变电路和副边的整流电路；全桥逆变电路的交流输出参考正极与变压器T的原边线圈的同名端之间连接电容Cb，变压器T的原边线圈的异名端连接全桥逆变电路的交流输出参考负极；部分功率调压器为DC‑DC调压器，DC‑DC调压器连接在系统输入电压Vin正极与系统输入电压Vin负极之间，全桥逆变电路的桥臂1的直流输入电压为DC‑DC调压器的输出电压V1，桥臂2的直流输入电压为系统输入电压Vin。本发明有利于提升直流变换器系统效率。

Description

具有部分功率调压功能的升压直流变换系统
技术领域
本发明涉及具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，属于直流变换器技术领域。
背景技术
谐振直流变换器通过引入谐振环节，使得开关器件的电压或电流按正弦规律变化，以实现开关器件的软开关，有利于减小开关损耗，提升系统效率，在高频高功率密度场合中具有明显的应用优势。
对于谐振直流变换器来说，在额定状态下的参数优化较为容易，但在宽输入、宽输出电压范围内却难以保证同样高的工作效率。这是由于谐振直流变换器大多采用调频控制，频率的改变会使得谐振点发生偏移，同时引入无功功率，为输入EMI滤波器以及磁性元件的设计带来困难，甚至影响功率器件的软开关范围，降低系统效率。
近年来，部分功率调压方式逐渐引入到谐振直流变换器的设计中，可进一步拓宽谐振变换器的应用优势，适应宽输入电压范围，提高系统在整个工作范围内的工作效率。其基本思想为令谐振变换器工作在额定工况下传输系统的大部分功率，使谐振变换器在额定点处的优化设计更易于提升系统效率。同时引入一额外的DC-DC变换器传输一小部分功率，对系统整体效率影响很小，可用于实现系统的动态电压调节。然而，目前所提出的部分功率结构均需引入额外的绕组或变压器以及相应的整流逆变环节，所用元器件数量较多，使得结构复杂，增加了整体系统的成本以及设计控制的复杂性。
发明内容
针对现有谐振直流变换器中引入的部分功率结构元器件数量较多，造成系统整体结构复杂，成本高、控制复杂的问题，本发明提供一种具有部分功率调压功能的升压直流变换系统。
本发明的一种具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，包括主功率变换器和部分功率调压器，
主功率变换器为原边的全桥逆变电路和副边的整流电路构成的升压结构；全桥逆变电路的交流输出参考正极与变压器T的原边线圈的同名端之间连接电容Cb，变压器T的原边线圈的异名端连接全桥逆变电路的交流输出参考负极；
部分功率调压器为DC-DC调压器，DC-DC调压器连接在系统输入电压Vin正极与系统输入电压Vin负极之间，全桥逆变电路的桥臂1的直流输入电压为DC-DC调压器的输出电压V1，桥臂2的直流输入电压为系统输入电压Vin。
根据本发明的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，所述DC-DC调压器为Buck变换器。
根据本发明的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，Buck变换器包括开关管S5、开关管S6、电感L和电容Cin1，系统输入电压Vin的正极连接开关管S5的漏极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S6的源极连接系统输入电压Vin的负极；
开关管S5的源极连接电感L的一端，电感L的另一端连接电容Cin1的正极，电容Cin1的负极连接开关管S6的源极；
电容Cin1连接在桥臂1的两个直流输入端之间。
根据本发明的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，副边的整流电路包括励磁电感Lm、谐振电感Lr、二极管D1、二极管D2、谐振电容C1、谐振电容C2、电容C3和电容C4；
励磁电感Lm与变压器T的副边线圈并联，变压器T的副边线圈的同名端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接电容C3的正极，电容C3的负极连接电容C4的正极，电容C4的负极连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接二极管D1的阳极；电容C4的正极连接变压器T的副边线圈的异名端；
谐振电容C1与二极管D1并联，谐振电容C2与二极管D2并联；
二极管D1的阴极与二极管D2的阳极之间连接负载R。
根据本发明的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，系统的电压增益Mc为：
Figure BDA0004123710310000021
式中Vo为整流电路的直流输出电压，M1为主功率变换器的电压增益。
根据本发明的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，谐振电容C1和谐振电容C2作为分布式谐振电容，具有相同容值。
本发明的有益效果：本发明系统为提高现有升压谐振变换器的工作效率，实现宽输入电压范围，可使主功率变换器工作在优化的额定工作点处，处理大部分系统功率，通过引入的部分功率调压器实现系统的动态电压调节以及预期的升压能力，只处理一小部分的系统功率。与传统两级级联式结构相比，DC-DC调压变换器的器件应力更低，有利于减少功率损耗，提高系统效率。
为进一步减少元器件数量、成本以及系统结构的复杂性，本发明系统中的主功率变换器采用全桥结构，利用其两个桥臂不同的输入电压实现部分功率传输。DC-DC调压变换器功率占比的降低将有利于提升系统效率，因此可从功率占比更低的角度选择合适的DC-DC调压变换器。
附图说明
图1是本发明所述具有部分功率调压功能的升压直流变换系统的电路原理图；
图2是现有IPOS结构的直流变换器的电路原理图；
图3是现有两级式部分功率结构的电路原理图；
图4是本发明所述具有部分功率调压功能的升压直流变换系统的具体实施电路图；
图5是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第一阶段的工作模态图(模态1)；
图6是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第二阶段的工作模态图(模态2)；
图7是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第三阶段的工作模态图(模态3)；
图8是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第四阶段的工作模态图(模态4)；
图9是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第五阶段的工作模态图(模态5)；
图10是本发明所述直流变换系统一个开关周期内第五阶段的工作模态图(模态6)；
图11是本发明所述直流变换系统一个开关周期的主要参量波形图；图中各电压电流变量为对应下角标所示元器件的电流或电压；ZVS开关管的零电压开通特性；
图12是具体实施例中开关管S4的软开关测试波形图；
图13是具体实施例中开关管S2的软开关测试波形图；
图14是具体实施例中开关管的导通占空比为0.2时的稳态电压测试波形；
图15是具体实施例中，不同输入电压、不同功率等级下系统的工作效率曲线。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动的前提下所获得的所有其它实施例，都属于本发明保护的范围。
需要说明的是，在不冲突的情况下，本发明中的实施例及实施例中的特征可以相互组合。
下面结合附图和具体实施例对本发明作进一步说明，但不作为本发明的限定。
具体实施方式一、结合图1所示，本发明提供了一种具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，包括主功率变换器和部分功率调压器，
主功率变换器为原边的全桥逆变电路和副边的整流电路构成的升压结构；全桥逆变电路的交流输出参考正极与变压器T的原边线圈的同名端之间连接电容Cb，变压器T的原边线圈的异名端连接全桥逆变电路的交流输出参考负极；
部分功率调压器为DC-DC调压器，DC-DC调压器连接在系统输入电压Vin正极与系统输入电压Vin负极之间，全桥逆变电路的桥臂1的直流输入电压为DC-DC调压器的输出电压V1，桥臂2的直流输入电压为系统输入电压Vin。
结合图1所示，本实施方式对副边的整流结构没有特殊限定。通过对全桥结构中的两个桥臂提供不同的输入电压，引入DC-DC部分功率调压变换器，与全桥变换器在输入端并联连接。全桥变换电路两个桥臂的输入电压分别为系统的输入电压Vin以及DC-DC调压器的输出电压V1。电容Cb起到桥臂电压平衡的作用，其容值足够大，因此电压可以视为恒定。图1中P1为主功率变换器的输入功率，PDC-DC为DC-DC调压器的输入功率，桥臂1包括开关管S1和开关管S2，桥臂2包括开关管S3和开关管S4；P0为系统的输出功率。
本实施方式的直流变换系统中，DC-DC调压器起到系统闭环电压调节的作用，选用结构简单、易于调节的传统Buck变换器。
下面，结合图1、图2和图3所示，对本实施方式所述直流变换系统、图2所示输入并联输出串联(Input-parallel and output-series,IPOS)结构、图3中两级式部分功率结构以及传统两级级联式结构的电路特性进行定性比较，包括电气隔离能力、变压器数量以及部分功率处理能力。从表1可以看出，相比于其他三种结构，本实施方式所述直流变换系统中所需要的变压器数量更少，并可同时实现电气隔离和部分功率处理能力，有利于提高系统的功率密度和工作效率。
表1不同结构的定性比较
Figure BDA0004123710310000041
作为示例，结合图4所示，Buck变换器包括开关管S5、开关管S6、电感L和电容Cin1，系统输入电压Vin的正极连接开关管S5的漏极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S6的源极连接系统输入电压Vin的负极；
开关管S5的源极连接电感L的一端，电感L的另一端连接电容Cin1的正极，电容Cin1的负极连接开关管S6的源极；
电容Cin1连接在桥臂1的两个直流输入端之间。
副边的整流电路包括励磁电感Lm、谐振电感Lr、二极管D1、二极管D2、谐振电容C1、谐振电容C2、电容C3和电容C4；
励磁电感Lm与变压器T的副边线圈并联，变压器T的副边线圈的同名端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接电容C3的正极，电容C3的负极连接电容C4的正极，电容C4的负极连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接二极管D1的阳极；电容C4的正极连接变压器T的副边线圈的异名端；
谐振电容C1与二极管D1并联，谐振电容C2与二极管D2并联；
二极管D1的阴极与二极管D2的阳极之间连接负载R。
对图4所示直流变换系统的工作模态进行分析：
图4所示，直流变换系统由两部分组成，主功率变换器初级侧为开关管S1～S4组成的全桥结构，Coss1～Coss4是四个开关管内部漏源极寄生电容，隔直电容Cb起到平衡桥臂电压的作用。变压器二次侧的谐振电容C1和谐振电容C2作为分布式谐振电容，具有相同容值。谐振电容C1、谐振电容C2和谐振电感Lr构成谐振网络；二极管D1、D2分别与电容C1、C2并联，实现电容两端的电压钳位，并与电容C3、C4构成倍压整流单元，进一步提高升压能力；n为变压器T副边与原边线圈的匝数比。其中，主功率变换器设计工作在优化的额定点处，处理大部分功率，而前级的Buck调压器起到系统动态闭环调节的作用，通过调节部分功率调压器的开关占空比来实现宽输入范围下的恒压输出，只处理一小部分的系统功率。
本实施方式中，直流变换系统在一个开关周期内共有六种工作模态，如图5至图10所示。其中，桥臂对角开关管S1、S4和S2、S3的驱动信号相同，同一个桥臂的开关管互补导通，为防止变压器初级侧短路，在同一个桥臂的两个互补的驱动信号之间需要加入死区时间。假设副边谐振电容C1＝C2＝Cr，输出滤波电容C3＝C4。此外，电容Cb、C3和C4的容值足够大，其端电压可以认为是恒定的。一个开关周期内主要参量波形如图11所示。由于模态1～3和4～6的工作模式是对称的，因此下面只对系统模态1～3的正半周期工作原理进行说明。
模态1(t0-t1)：在死区时间内，变压器副边电容C1、C2与电感Lr谐振，副边励磁电感Lm与谐振电感Lr共同为电容Coss1～Coss4提供充放电电流。该模态为电容Coss2、Coss3的充电过程，其两端电压分别从0上升到V1和Vin，与此同时，电容Coss1和Coss4开始放电，其两端电压分别从V1和Vin降为0，为开关管S1和S4的零电压开通提供条件。
模态2(t1-t2)：t1时刻，开关管S1、S4的驱动信号到来，实现零电压开通。谐振过程中，电容C2充电，电压从0非线性上升到Vo。此外，电容C3和C4的容值足够大，其端电压可以视为常数Vo/2。
模态3(t2-t3)：在t2时刻，变压器副边谐振结束，开关管S1、S4保持导通状态，励磁电感Lm两端电压不变。当二极管D1的电流减小到0时，该模态结束。
再进一步，进行系统电压增益推导：由于主功率变换器的正负半周工作周期对称，根据电感的伏秒平衡方程，变压器初级侧电压vLp在正负半周大小相等，极性相反。因此，根据模态2和模态5可以得到：
Figure BDA0004123710310000061
式中VCb为电容Cb两端的电压，此处D为开关管S5的导通占空比。
进一步，电容Cb以及变压器初级侧在正半周期的电压表达式分别为：
Figure BDA0004123710310000062
Figure BDA0004123710310000063
因此，主功率变换器的等效输入电压可认为是vLp+；
由此，可以得到系统的电压增益Mc为：
Figure BDA0004123710310000064
式中Vo为整流电路的直流输出电压，M1为主功率变换器的电压增益。
具体实施例：根据本发明所述直流变换系统，采用副边谐振的隔离升压变换器作为主功率变换器，有利于减小谐振元件的电流应力，工作在额定点处；Buck降压变换器作为调压器，起到系统动态电压调节的作用。搭建额定功率为200W的实验样机，测得原边两个桥臂接地开关管的驱动信号vgs、漏源极电压vds以及副边谐振电流iLr如图12和图13所示。
当Buck开关占空比为0.2，开关管S6的驱动电压vgs6、输出电压Vo，输入电压Vin以及平均输入电流Iin的测试波形如图14所示。可以看出所搭建的变换器可实现主功率开关管的零电压开通，通过调节Buck开关管的占空比，可实现不同输入电压下系统恒定的高升压输出。
使搭建的实验样机工作在输入电压32V-40V、输出电压400V的高升压条件，测试不同输入电压、不同功率等级下系统的工作效率如图15所示。随着输入电压的升高，Buck调压变换器所处理的功率越少，损耗更低，系统的效率越高。所搭建变换器的峰值测试效率约为95.3％。
虽然在本文中参照了特定的实施方式来描述本发明，但是应该理解的是，这些实施例仅仅是本发明的原理和应用的示例。因此应该理解的是，可以对示例性的实施例进行许多修改，并且可以设计出其他的布置，只要不偏离所附权利要求所限定的本发明的精神和范围。应该理解的是，可以通过不同于原始权利要求所描述的方式来结合不同的从属权利要求和本文中所述的特征。还可以理解的是，结合单独实施例所描述的特征可以使用在其它所述实施例中。

Claims (6)

1.一种具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于包括主功率变换器和部分功率调压器，
主功率变换器为原边的全桥逆变电路和副边的整流电路构成的升压结构；全桥逆变电路的交流输出参考正极与变压器T的原边线圈的同名端之间连接电容Cb，变压器T的原边线圈的异名端连接全桥逆变电路的交流输出参考负极；
部分功率调压器为DC-DC调压器，DC-DC调压器连接在系统输入电压Vin正极与系统输入电压Vin负极之间，全桥逆变电路的桥臂1的直流输入电压为DC-DC调压器的输出电压V1，桥臂2的直流输入电压为系统输入电压Vin。
2.根据权利要求1所述的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于，
所述DC-DC调压器为Buck变换器。
3.根据权利要求2所述的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于，
Buck变换器包括开关管S5、开关管S6、电感L和电容Cin1，系统输入电压Vin的正极连接开关管S5的漏极，开关管S5的源极连接开关管S6的漏极，开关管S6的源极连接系统输入电压Vin的负极；
开关管S5的源极连接电感L的一端，电感L的另一端连接电容Cin1的正极，电容Cin1的负极连接开关管S6的源极；
电容Cin1连接在桥臂1的两个直流输入端之间。
4.根据权利要求3所述的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于，
副边的整流电路包括励磁电感Lm、谐振电感Lr、二极管D1、二极管D2、谐振电容C1、谐振电容C2、电容C3和电容C4；
励磁电感Lm与变压器T的副边线圈并联，变压器T的副边线圈的同名端连接谐振电感Lr的一端，谐振电感Lr的另一端连接二极管D1的阳极，二极管D1的阴极连接电容C3的正极，电容C3的负极连接电容C4的正极，电容C4的负极连接二极管D2的阳极，二极管D2的阴极连接二极管D1的阳极；电容C4的正极连接变压器T的副边线圈的异名端；
谐振电容C1与二极管D1并联，谐振电容C2与二极管D2并联；
二极管D1的阴极与二极管D2的阳极之间连接负载R。
5.根据权利要求4所述的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于，
系统的电压增益Mc为：
Figure FDA0004123710300000011
式中Vo为整流电路的直流输出电压，M1为主功率变换器的电压增益。
6.根据权利要求5所述的具有部分功率调压功能的升压直流变换系统，其特征在于，谐振电容C1和谐振电容C2作为分布式谐振电容，具有相同容值。
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CN113890376A (zh) * 2021-10-14 2022-01-04 东南大学 一种宽输入电压的隔离型dc-dc变换器拓扑及其控制方法
CN114070083A (zh) * 2021-10-13 2022-02-18 华为技术有限公司 Dc/dc变换器及其输出电压控制方法

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