CN115566908B - 隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法 - Google Patents

隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种隔离双向buck‑boost型谐振变换器及其控制方法，谐振变换器包括：输入电容、四个MOS管、原边母线电容、副边母线电容、耦合电感、谐振电容及输出电容；耦合电感的第一端连接在第一和第二MOS管之间，耦合电感的第二端通过输入电容与第一MOS管连接，通过原边母线电容与第二MOS管连接，耦合电感的第三端通过谐振电容连接在第三和第四MOS管之间，耦合电感的第四端通过副边母线电容与第三MOS管连接，通过输出电容与第四MOS管连接；第一和第三MOS管的栅极接第一PWM信号，第二和第四MOS管的栅极接第二PWM信号。本发明能够有效减小变换器的体积，提升变换器的功率密度。

Description

隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于谐振变换器技术领域，具体涉及到一种隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法。
背景技术
在能源危机的影响下，电力电子变换器有着高转换效率和高功率密度的需求，谐振变换器因其软开关的能力被广泛应用。然而传统的谐振变换器工作在脉冲频率调制模式，当调压范围较宽时，开关频率也需要宽范围调节，这会增加磁性元件和驱动电路的设计难度。此外，当开关频率等于谐振频率时，变换器会产生较高的环流，并且谐振电流含有较多高次谐波，从而增加绕组损耗降低转换效率。
发明内容
本发明提供一种隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法，以解决现有的谐振变换器转换效率不高的问题。
基于上述目的，本发明实施例提供了一种隔离双向buck-boost型谐振变换器，包括：输入电容、第一MOS管、第二MOS管、原边母线电容、第三MOS管、第四MOS管、副边母线电容、耦合电感、谐振电容以及输出电容；所述输入电容的第一端与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的源极与所述耦合电感的第一端以及所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极与所述原边母线电容的第一端连接，所述耦合电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述耦合电感的第三端通过所述谐振电容与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述第三MOS管的漏极通过所述副边母线电容与所述耦合电感的第四端连接，所述输出电容连接在所述第四MOS管的源极与所述耦合电感的第四端之间；所述第一MOS管的栅极和所述第三MOS管的栅极接第一PWM信号，所述第二MOS管的栅极和第四MOS管的栅极接第二PWM信号。
可选的，所述耦合电感包括原边绕组与副边绕组，所述原边绕组的第一端为所述耦合电感的第一端，与所述第一MOS管的源极以及所述第二MOS管的漏极连接，所述原边绕组的第二端为所述耦合电感的第二端，与所述输入电容的第二端连接；所述副边绕组的第一端为耦合电感的第三端，与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述副边绕组的第二端为耦合电感的第四端，与所述副边母线电容以及所述输出电容连接。
可选的，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器还包括：辅助电感，所述辅助电感的一端与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述辅助电感的另一端与所述耦合电感的第四端连接。
可选的，所述耦合电感等效为励磁电感、漏感以及理想变压器，所述励磁电感的第一端与所述第一MOS管的源极以及所述第二MOS管的漏极连接，所述励磁电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述理想变压器的第一端与所述励磁电感的第一端连接，所述理想变压器的第二端与所述励磁电感的第二端连接，所述理想变压器的第三端通过所述漏感与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述理想变压器的第四端通过所述谐振电容与所述副边母线电容以及所述输出电容连接。
可选的，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述输入电容、所述原边母线电容以及所述励磁电感组成原边buck-boost电路；所述第三MOS管、所述第四MOS管、所述输出电容、所述副边母线电容以及所述辅助电感La组成副边buck-boost电路；所述漏感和所述谐振电容Cr组成串联谐振网络。
可选的，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管以及所述第四MOS管为增强型NMOS管。
可选的，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管以及所述第四MOS管的开关频率固定并等于谐振频率。
基于同一发明构思，本发明实施例还提出了一种隔离双向buck-boost型谐振变换器的控制方法，包括：控制第一PWM信号为低电平，且第二PWM信号由高电平转为低电平，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，励磁电感的电流通过第一MOS管的体二极管流入输入电容，辅助电感的电流通过第三MOS管的体二极管流入副边母线电容，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管开通的时刻；
控制所述第一PWM信号由低电平转为高电平，且所述第二PWM信号保持低电平，控制所述第一MOS管和所述第三MOS管导通，谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到正半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最小值持续增加到其最大值，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管关断的时刻；
控制所述第一PWM信号由高电平转为低电平，且所述第二PWM信号为低电平，所述第一MOS管和第三MOS管关断，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，所述励磁电感的电流通过第二MOS管的体二极管流入原边母线电容，所述辅助电感的电流通过第四MOS管的体二极管流入输出电容，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管开通的时刻；
控制所述第一PWM信号保持低电平，且所述第二PWM信号由低电平转为高电平，控制所述第二MOS管和所述第四MOS管导通，所述谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到负半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最大值持续减小到其最小值，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管关断的时刻。
可选的，所述第一PWM信号和所述第二PWM信号为互补信号。
可选的，所述方法还包括：调整所述第一PWM信号和所述第二PWM信号的占空比；根据所述占空比获取所述隔离双向buck-boost型谐振变换器的电压增益。
本发明的有益效果是：从上面所述可以看出，本发明实施例提供的一种隔离双向buck-boost型谐振变换器及其控制方法，谐振变换器包括：输入电容、第一MOS管、第二MOS管、原边母线电容、第三MOS管、第四MOS管、副边母线电容、耦合电感、谐振电容以及输出电容；所述输入电容的第一端与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的源极与所述耦合电感的第一端以及所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极与所述原边母线电容的第一端连接，所述耦合电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述耦合电感的第三端通过所述谐振电容与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述第三MOS管的漏极通过所述副边母线电容与所述耦合电感的第四端连接，所述输出电容连接在所述第四MOS管的源极与所述耦合电感的第四端之间；所述第一MOS管的栅极和所述第三MOS管的栅极接第一PWM信号，所述第二MOS管的栅极和第四MOS管的栅极接第二PWM信号，能够有效减小变换器的体积，提升变换器的功率密度。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中的隔离双向buck-boost型谐振变换器的结构示意图；
图2为图1中的隔离双向buck-boost型谐振变换器的等效电路示意图；
图3为图2所示的隔离双向buck-boost型谐振变换器的第一阶段的电路控制示意图；
图4为图2所示的隔离双向buck-boost型谐振变换器的第二阶段的电路控制示意图；
图5为图2所示的隔离双向buck-boost型谐振变换器的第三阶段的电路控制示意图；
图6为图2所示的隔离双向buck-boost型谐振变换器的第四阶段的电路控制示意图；
图7为本发明实施例中的隔离双向buck-boost型谐振变换器的控制方法的流程示意图；
图8为本发明实施例中的隔离双向buck-boost型谐振变换器的占空比大于0.5的波形示意图；
图9为本发明实施例中的隔离双向buck-boost型谐振变换器的占空比小于0.5的波形示意图。
具体实施方式
为使本公开的目的、技术方案和优点更加清楚明白，以下结合具体实施例，并参照附图，对本公开进一步详细说明。
需要说明的是，除非另外定义，本发明实施例使用的技术术语或者科学术语应当为本公开所属领域内具有一般技能的人士所理解的通常意义。本发明实施例中使用的“第一”、“第二”以及类似的词语并不表示任何顺序、数量或者重要性，而只是用来区分不同的组成部分。“包括”或者“包含”等类似的词语意指出现该词前面的元件或者物件涵盖出现在该词后面列举的元件或者物件及其等同，而不排除其他元件或者物件。“连接”或者“相连”等类似的词语并非限定于物理的或者机械的连接，而是可以包括电性的连接，不管是直接的还是间接的。“上”、“下”、“左”、“右”等仅用于表示相对位置关系，当被描述对象的绝对位置改变后，则该相对位置关系也可能相应地改变。
本发明实施例提供了一种隔离双向buck-boost型谐振变换器，如附图1所示，隔离双向buck-boost型谐振变换器包括：输入电容
Figure 226388DEST_PATH_IMAGE001
、第一MOS管
Figure 957583DEST_PATH_IMAGE002
、第二MOS管
Figure 216526DEST_PATH_IMAGE003
、原边母线电容
Figure 361069DEST_PATH_IMAGE004
、第三MOS管
Figure 163327DEST_PATH_IMAGE005
、第四MOS管
Figure 14608DEST_PATH_IMAGE006
、副边母线电容
Figure 241190DEST_PATH_IMAGE007
、耦合电感
Figure 873029DEST_PATH_IMAGE008
、谐振电容
Figure 148152DEST_PATH_IMAGE009
以及输出电容
Figure 916257DEST_PATH_IMAGE010
；所述输入电容
Figure 313740DEST_PATH_IMAGE001
的第一端与所述第一MOS管
Figure 424086DEST_PATH_IMAGE002
的漏极连接，所述第一MOS管
Figure 34059DEST_PATH_IMAGE002
的源极与所述耦合电感
Figure 594353DEST_PATH_IMAGE008
的第一端a以及所述第二MOS管
Figure 428317DEST_PATH_IMAGE003
的漏极连接，所述第二MOS管
Figure 34748DEST_PATH_IMAGE003
的源极与所述原边母线电容
Figure 44816DEST_PATH_IMAGE004
的第一端连接，所述耦合电感
Figure 662880DEST_PATH_IMAGE008
的第二端b与所述输入电容
Figure 730062DEST_PATH_IMAGE001
的第二端以及所述原边母线电容
Figure 230313DEST_PATH_IMAGE004
的第二端连接，所述耦合电感
Figure 244406DEST_PATH_IMAGE008
的第三端c通过所述谐振电容
Figure 248134DEST_PATH_IMAGE009
与所述第三MOS管
Figure 489147DEST_PATH_IMAGE005
的源极以及所述第四MOS管
Figure 742273DEST_PATH_IMAGE006
的漏极连接，所述第三MOS管
Figure 622374DEST_PATH_IMAGE005
的漏极通过所述副边母线电容
Figure 215029DEST_PATH_IMAGE007
与所述耦合电感
Figure 561697DEST_PATH_IMAGE008
的第四端d连接，所述输出电容
Figure 770961DEST_PATH_IMAGE010
连接在所述第四MOS管
Figure 926523DEST_PATH_IMAGE006
的源极与所述耦合电感
Figure 763898DEST_PATH_IMAGE008
的第四端之间；所述第一MOS管
Figure 750309DEST_PATH_IMAGE002
的栅极和所述第三MOS管
Figure 446869DEST_PATH_IMAGE005
的栅极接第一PWM信号，所述第二MOS管
Figure 75297DEST_PATH_IMAGE003
的栅极和第四MOS管
Figure 704861DEST_PATH_IMAGE006
的栅极接第二PWM信号。
在本发明实施例中，隔离双向buck-boost型谐振变换器还包括：辅助电感
Figure 1455DEST_PATH_IMAGE011
，所述辅助电感
Figure 388574DEST_PATH_IMAGE011
的一端与所述第三MOS管
Figure 617430DEST_PATH_IMAGE005
的源极以及所述第四MOS管
Figure 898239DEST_PATH_IMAGE006
的漏极连接，所述辅助电感
Figure 226452DEST_PATH_IMAGE011
的另一端与所述耦合电感
Figure 225501DEST_PATH_IMAGE008
的第四端d连接。耦合电感
Figure 933082DEST_PATH_IMAGE008
包括原边绕组与副边绕组，所述原边绕组的第一端为所述耦合电感
Figure 6080DEST_PATH_IMAGE008
的第一端a，与所述第一MOS管
Figure 364249DEST_PATH_IMAGE002
的源极以及所述第二MOS管
Figure 585015DEST_PATH_IMAGE003
的漏极连接，所述原边绕组的第二端为所述耦合电感
Figure 624515DEST_PATH_IMAGE008
的第二端b，与所述输入电容
Figure 552020DEST_PATH_IMAGE001
的第二端连接；所述副边绕组的第一端为耦合电感
Figure 818440DEST_PATH_IMAGE008
的第三端c，与所述第三MOS管
Figure 933027DEST_PATH_IMAGE005
的源极以及所述第四MOS管
Figure 104114DEST_PATH_IMAGE006
的漏极连接，所述副边绕组的第二端为耦合电
Figure 89388DEST_PATH_IMAGE008
感的第四端d，与所述副边母线电容
Figure 258201DEST_PATH_IMAGE007
以及所述输出电容
Figure 391242DEST_PATH_IMAGE010
连接。
本发明实施例的隔离双向buck-boost型谐振变换器用一个耦合电感
Figure 244316DEST_PATH_IMAGE008
连接了原、副边两级buck-boost电路。耦合电感
Figure 880834DEST_PATH_IMAGE008
可以等效变换为悬臂模型，即等效为励磁电感
Figure 423810DEST_PATH_IMAGE012
，漏感
Figure 44148DEST_PATH_IMAGE013
以及理想变压器Tx。励磁电感
Figure 697983DEST_PATH_IMAGE012
的第一端与所述第一MOS管
Figure 516903DEST_PATH_IMAGE002
的源极以及所述第二MOS管
Figure 496360DEST_PATH_IMAGE003
的漏极连接，所述励磁电感
Figure 329625DEST_PATH_IMAGE012
的第二端与所述输入电容
Figure 380627DEST_PATH_IMAGE001
的第二端以及所述原边母线电容
Figure 257316DEST_PATH_IMAGE004
的第二端连接，所述理想变压器Tx的第一端与所述励磁电感
Figure 345358DEST_PATH_IMAGE012
的第一端连接，所述理想变压器Tx的第二端与所述励磁电感
Figure 2604DEST_PATH_IMAGE012
的第二端连接，所述理想变压器Tx的第三端通过所述漏感
Figure 63488DEST_PATH_IMAGE013
与所述第三MOS管
Figure 857001DEST_PATH_IMAGE005
的源极以及所述第四MOS管
Figure 912682DEST_PATH_IMAGE006
的漏极连接，所述理想变压器Tx的第四端通过所述谐振电容
Figure 729328DEST_PATH_IMAGE009
与所述副边母线电容
Figure 387711DEST_PATH_IMAGE007
以及所述输出电容
Figure 973413DEST_PATH_IMAGE010
连接。
第一MOS管
Figure 202925DEST_PATH_IMAGE002
、第二MOS管
Figure 178971DEST_PATH_IMAGE003
、输入电容
Figure 906625DEST_PATH_IMAGE001
、原边母线电容
Figure 612413DEST_PATH_IMAGE004
以及所述励磁电感
Figure 275475DEST_PATH_IMAGE012
组成原边buck-boost电路；所述第三MOS管
Figure 129031DEST_PATH_IMAGE005
、所述第四MOS管
Figure 273092DEST_PATH_IMAGE006
、所述输出电容
Figure 36648DEST_PATH_IMAGE010
、所述副边母线电容
Figure 464087DEST_PATH_IMAGE007
以及所述辅助电感
Figure 742622DEST_PATH_IMAGE011
组成副边buck-boost电路；漏感
Figure 421865DEST_PATH_IMAGE013
即为谐振电感，漏感
Figure 102245DEST_PATH_IMAGE013
和所述谐振电容
Figure 184075DEST_PATH_IMAGE009
组成串联谐振网络。耦合电感
Figure 684327DEST_PATH_IMAGE008
的悬臂模型中的励磁电感
Figure 167261DEST_PATH_IMAGE012
也作为原边buck-boost电路的储能电感，所述漏感
Figure 498885DEST_PATH_IMAGE013
与谐振电容
Figure 940231DEST_PATH_IMAGE009
组成串联谐振网络，谐振频率由漏感
Figure 131041DEST_PATH_IMAGE013
与谐振电容
Figure 482912DEST_PATH_IMAGE009
确定。所述理想变压器Tx实现电气隔离。所述耦合电感
Figure 606726DEST_PATH_IMAGE008
集成了以上三种磁性元件的功能，有效减小变换器体积。
在本发明实施例中，第一MOS管
Figure 750131DEST_PATH_IMAGE002
、第二MOS管
Figure 224975DEST_PATH_IMAGE003
、第三MOS管
Figure 784132DEST_PATH_IMAGE005
以及第四MOS管
Figure 355928DEST_PATH_IMAGE006
为增强型NMOS管。第一MOS管
Figure 280022DEST_PATH_IMAGE002
、第二MOS管
Figure 242161DEST_PATH_IMAGE003
、第三MOS管
Figure 466994DEST_PATH_IMAGE005
以及第四MOS管
Figure 34241DEST_PATH_IMAGE006
的开关频率固定并等于谐振频率。第一PWM信号和第二PWM信号为互补信号。原边的第一MOS管
Figure 457132DEST_PATH_IMAGE002
和副边的第三MOS管
Figure 703306DEST_PATH_IMAGE005
的驱动逻辑完全一致，原边的第二MOS管
Figure 932162DEST_PATH_IMAGE003
和副边的第四MOS管
Figure 353916DEST_PATH_IMAGE006
的驱动逻辑完全一致，因此隔离双向buck-boost型谐振变换器仅需一组PWM信号，有效减少了控制与驱动电路的数量。
在本发明实施例中，根据伏秒平衡原则，原边母线电容电压
Figure 481797DEST_PATH_IMAGE014
和输入电容电压
Figure 480846DEST_PATH_IMAGE015
的关系，以及副边母线电容电压
Figure 716655DEST_PATH_IMAGE016
和输出电容电压
Figure 789653DEST_PATH_IMAGE017
的关系为：
Figure 492030DEST_PATH_IMAGE018
其中，
Figure 712796DEST_PATH_IMAGE019
为第一MOS管
Figure 805824DEST_PATH_IMAGE002
的占空比。根据基尔霍夫定律，谐振网络的电压回路方程可以表达为
Figure 998908DEST_PATH_IMAGE020
理想变压器的电压比例为1：n。因为开关频率等于谐振频率，所以谐振电感
Figure 200082DEST_PATH_IMAGE013
和谐振电容
Figure 49089DEST_PATH_IMAGE009
的串联阻抗等于零，所以谐振网络的电压回路方程可以简化为
Figure 361122DEST_PATH_IMAGE021
将a、b点端电压
Figure 674291DEST_PATH_IMAGE022
和c、d端电压
Figure 843104DEST_PATH_IMAGE023
傅里叶分解，并保留基波成分，可以表达为
Figure 244654DEST_PATH_IMAGE024
根据前面各公式，隔离双向buck-boost型谐振变换器的电压增益可以推导为
Figure 360378DEST_PATH_IMAGE025
隔离双向buck-boost型谐振变换器原边和副边MOS管的驱动逻辑完全一致，所以原边a点与b点的端电压和副边c点与d点的端电压始终匹配，那么电压宽范围调节的时候，谐振电流也始终为正弦波，有效减少了高次谐波，降低了绕组损耗。本发明实施例通过调整第一PWM信号和第二PWM信号改变MOS管的占空比，可以调节隔离双向buck-boost型谐振变换器的输出电压，且电压增益与负载不相关。
定义占空比
Figure 590371DEST_PATH_IMAGE019
为MOS管S1的占空比，并且占空比大于0.5和小于0.5的工作原理完全一致，因此仅介绍占空比大于0.5的情况。本发明实施例的隔离双向buck-boost型谐振变换器的具体工作原理如下：
如图3所示，在第一阶段，首先隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，励磁电感
Figure 133348DEST_PATH_IMAGE026
的电流通过第一MOS管
Figure 160210DEST_PATH_IMAGE002
的体二极管流入输入电容，辅助电感
Figure 79624DEST_PATH_IMAGE011
的电流通过第三MOS管
Figure 836228DEST_PATH_IMAGE005
的体二极管流入副边母线电容
Figure 943248DEST_PATH_IMAGE007
，直到所述第一MOS管
Figure 50882DEST_PATH_IMAGE002
和所述第三MOS管
Figure 773987DEST_PATH_IMAGE005
开通的时刻。
如图4所示，在第二阶段，然后第一MOS管
Figure 916255DEST_PATH_IMAGE002
和所述第三MOS管
Figure 66614DEST_PATH_IMAGE005
导通。且因为在前一过程中，有电流流过它们的体二极管，因此第一MOS管
Figure 726790DEST_PATH_IMAGE002
和所述第三MOS管
Figure 660111DEST_PATH_IMAGE005
的漏源极电压等于0，第一MOS管
Figure 125727DEST_PATH_IMAGE002
和所述第三MOS管
Figure 181408DEST_PATH_IMAGE005
实现了零电压开通。谐振电感
Figure 998054DEST_PATH_IMAGE013
的电流将以正弦波的形式进入到正半周期谐振中，所述励磁电感
Figure 125279DEST_PATH_IMAGE026
的电流和所述辅助电感
Figure 710981DEST_PATH_IMAGE011
的电流会由其最小值持续增加到其最大值，直到所述第一MOS管
Figure 623766DEST_PATH_IMAGE002
和所述第三MOS管
Figure 396550DEST_PATH_IMAGE005
关断的时刻。
如图5所示，在第三阶段，接着关断第一MOS管
Figure 999570DEST_PATH_IMAGE002
和第三MOS管
Figure 705358DEST_PATH_IMAGE005
，隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，励磁电感
Figure 102841DEST_PATH_IMAGE026
的电流通过第二MOS管
Figure 221976DEST_PATH_IMAGE003
的体二极管流入原边母线电容
Figure 363107DEST_PATH_IMAGE004
，辅助电感
Figure 395173DEST_PATH_IMAGE011
的电流通过第四MOS管
Figure 697978DEST_PATH_IMAGE006
的体二极管流入输出电容
Figure 976512DEST_PATH_IMAGE010
，直到第二MOS管
Figure 186914DEST_PATH_IMAGE003
和第四MOS管
Figure 132873DEST_PATH_IMAGE006
开通的时刻。
如图6所示，在第四阶段，最后第二MOS管
Figure 934476DEST_PATH_IMAGE003
和第四MOS管
Figure 700307DEST_PATH_IMAGE006
同时开通，且因为在前一过程中，有电流流过它们的体二极管，因此第二MOS管
Figure 655012DEST_PATH_IMAGE003
和第四MOS管
Figure 189898DEST_PATH_IMAGE006
的漏源极电压等于0，第二MOS管
Figure 100086DEST_PATH_IMAGE003
和第四MOS管
Figure 822054DEST_PATH_IMAGE006
实现了零电压开通。谐振电感
Figure 170996DEST_PATH_IMAGE013
的电流将以正弦波的形式进入到负半周期谐振中，励磁电感
Figure 560389DEST_PATH_IMAGE026
的电流和辅助电感
Figure 907056DEST_PATH_IMAGE011
的电流会由其最大值持续减小到其最小值，直到第二MOS管
Figure 181567DEST_PATH_IMAGE003
和第四MOS管
Figure 803042DEST_PATH_IMAGE006
关断的时刻。变换器进入下一开关周期，控制结束。
针对传统谐振变换器拓扑与调制方法的缺陷，本发明实施例用一个耦合电感集成了buck-boost储能电感、谐振电感以及高频变压器，有效减小了变换器的体积，提升了变换器的功率密度。在本发明的正弦调制下，隔离双向buck-boost型谐振变换器仅需要一组PWM信号，并工作在固定开关频率下，通过控制占空比能够实现宽范围升降压调节，并且电压增益与负载不相关。此外所有的MOS管均能实现ZVS软开关有效降低开关损耗，且谐振电流始终为正弦波，有效减少了高次谐波成分，降低绕组损耗。
本发明实施例的隔离双向buck-boost型谐振变换器包括：输入电容、第一MOS管、第二MOS管、原边母线电容、第三MOS管、第四MOS管、副边母线电容、耦合电感、谐振电容以及输出电容；所述输入电容的第一端与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的源极与所述耦合电感的第一端以及所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极与所述原边母线电容的第一端连接，所述耦合电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述耦合电感的第三端通过所述谐振电容与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述第三MOS管的漏极通过所述副边母线电容与所述耦合电感的第四端连接，所述输出电容连接在所述第四MOS管的源极与所述耦合电感的第四端之间；所述第一MOS管的栅极和所述第三MOS管的栅极接第一PWM信号，所述第二MOS管的栅极和第四MOS管的栅极接第二PWM信号，能够有效减小变换器的体积，提升变换器的功率密度。
本发明实施例还提供了一种隔离双向buck-boost型谐振变换器控制方法，如附图1所示，隔离双向buck-boost型谐振变换器的控制方法包括：
步骤S11：控制第一PWM信号为低电平，且第二PWM信号由高电平转为低电平，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，励磁电感的电流通过第一MOS管的体二极管流入输入电容，辅助电感的电流通过第三MOS管的体二极管流入副边母线电容，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管开通的时刻。
其中，第一PWM信号和第二PWM信号为互补信号，即第一PWM信号为高电平时，第二PWM信号为低电平；第一PWM信号为低电平时，第二PWM信号为高电平。隔离双向buck-boost型谐振变换器在该阶段的电路控制参见图3，各电流的波形参见图8和图9中
Figure 46941DEST_PATH_IMAGE027
时间段，其中，图8为第一MOS管
Figure 564510DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 198754DEST_PATH_IMAGE019
大于0.5的情况，图9为第一MOS管
Figure 420657DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 987904DEST_PATH_IMAGE019
小于0.5的情况。
步骤S12：控制所述第一PWM信号由低电平转为高电平，且所述第二PWM信号保持低电平，控制所述第一MOS管和所述第三MOS管导通，谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到正半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最小值持续增加到其最大值，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管关断的时刻。
隔离双向buck-boost型谐振变换器在该阶段的电路控制参见图4，各电流的波形参见图8和图9中
Figure 995482DEST_PATH_IMAGE028
时间段，其中，图8为第一MOS管
Figure 444918DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 408194DEST_PATH_IMAGE019
大于0.5的情况，图9为第一MOS管
Figure 626686DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 813954DEST_PATH_IMAGE019
小于0.5的情况。
步骤S13：控制所述第一PWM信号由高电平转为低电平，且所述第二PWM信号为低电平，所述第一MOS管和第三MOS管关断，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，所述励磁电感的电流通过第二MOS管的体二极管流入原边母线电容，所述辅助电感的电流通过第四MOS管的体二极管流入输出电容，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管开通的时刻。
隔离双向buck-boost型谐振变换器在该阶段的电路控制参见图5，各电流的波形参见图8和图9中
Figure 488036DEST_PATH_IMAGE029
时间段，其中，图8为第一MOS管
Figure 395949DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 468948DEST_PATH_IMAGE019
大于0.5的情况，图9为第一MOS管
Figure 295958DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 719986DEST_PATH_IMAGE019
小于0.5的情况。
步骤S14：控制所述第一PWM信号保持低电平，且所述第二PWM信号由低电平转为高电平，控制所述第二MOS管和所述第四MOS管导通，所述谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到负半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最大值持续减小到其最小值，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管关断的时刻。
隔离双向buck-boost型谐振变换器在该阶段的电路控制参见图6，各电流的波形参见图8和图9中
Figure 228328DEST_PATH_IMAGE030
时间段，其中，图8为第一MOS管
Figure 155833DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 422253DEST_PATH_IMAGE019
大于0.5的情况，图9为第一MOS管
Figure 67998DEST_PATH_IMAGE002
的占空比
Figure 645610DEST_PATH_IMAGE019
小于0.5的情况。
本发明实施例可以调整所述第一PWM信号和所述第二PWM信号的占空比；并根据所述占空比获取所述隔离双向buck-boost型谐振变换器的电压增益。隔离双向buck-boost型谐振变换器的电压增益满足以下关系式：
Figure 21097DEST_PATH_IMAGE025
隔离双向buck-boost型谐振变换器原边和副边MOS管的驱动逻辑完全一致，所以原边a点与b点的端电压和副边c点与d点的端电压始终匹配，那么电压宽范围调节的时候，谐振电流也始终为正弦波，有效减少了高次谐波，降低了绕组损耗。
上述对本发明特定实施例进行了描述。在一些情况下，在本发明实施例中记载的动作或步骤可以按照不同于实施例中的顺序来执行并且仍然可以实现期望的结果。另外，在附图中描绘的过程不一定要求示出的特定顺序或者连续顺序才能实现期望的结果。在某些实施方式中，多任务处理和并行处理也是可以的或者可能是有利的。
所属领域的普通技术人员应当理解：以上任何实施例的讨论仅为示例性的，并非旨在暗示本申请的范围被限于这些例子；在本申请的思路下，以上实施例或者不同实施例中的技术特征之间也可以进行组合，步骤可以以任意顺序实现，并存在如上所述的本申请的不同方面的许多其它变化，为了简明它们没有在细节中提供。
本申请旨在涵盖落入本发明实施例的宽泛范围之内的所有这样的替换、修改和变型。因此，凡在本发明实施例的精神和原则之内，所做的任何省略、修改、等同替换、改进等，均应包含在本申请的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器包括：输入电容、第一MOS管、第二MOS管、原边母线电容、第三MOS管、第四MOS管、副边母线电容、耦合电感、谐振电容、辅助电感以及输出电容；所述输入电容的第一端与所述第一MOS管的漏极连接，所述第一MOS管的源极与所述耦合电感的第一端以及所述第二MOS管的漏极连接，所述第二MOS管的源极与所述原边母线电容的第一端连接，所述耦合电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述耦合电感的第三端通过所述谐振电容与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述第三MOS管的漏极通过所述副边母线电容与所述耦合电感的第四端连接，所述输出电容连接在所述第四MOS管的源极与所述耦合电感的第四端之间；所述辅助电感的一端与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述辅助电感的另一端与所述耦合电感的第四端连接；所述第一MOS管的栅极和所述第三MOS管的栅极接第一PWM信号，所述第二MOS管的栅极和第四MOS管的栅极接第二PWM信号。
2.如权利要求1所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述耦合电感包括原边绕组与副边绕组，所述原边绕组的第一端为所述耦合电感的第一端，与所述第一MOS管的源极以及所述第二MOS管的漏极连接，所述原边绕组的第二端为所述耦合电感的第二端，与所述输入电容的第二端连接；所述副边绕组的第一端为耦合电感的第三端，与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述副边绕组的第二端为耦合电感的第四端，与所述副边母线电容以及所述输出电容连接。
3.如权利要求1所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述耦合电感等效为励磁电感、漏感以及理想变压器，所述励磁电感的第一端与所述第一MOS管的源极以及所述第二MOS管的漏极连接，所述励磁电感的第二端与所述输入电容的第二端以及所述原边母线电容的第二端连接，所述理想变压器的第一端与所述励磁电感的第一端连接，所述理想变压器的第二端与所述励磁电感的第二端连接，所述理想变压器的第三端通过所述漏感与所述第三MOS管的源极以及所述第四MOS管的漏极连接，所述理想变压器的第四端通过所述谐振电容与所述副边母线电容以及所述输出电容连接。
4.如权利要求3所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述输入电容、所述原边母线电容以及所述励磁电感组成原边buck-boost电路；所述第三MOS管、所述第四MOS管、所述输出电容、所述副边母线电容以及所述辅助电感La组成副边buck-boost电路；所述漏感和所述谐振电容Cr组成串联谐振网络。
5.如权利要求1所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管以及所述第四MOS管为增强型NMOS管。
6.如权利要求1所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器，其特征是，所述第一MOS管、所述第二MOS管、所述第三MOS管以及所述第四MOS管的开关频率固定并等于谐振频率。
7.一种如权利要求1-6中任一项所述的隔离双向buck-boost型谐振变换器的控制方法，其特征是，所述方法包括：
控制第一PWM信号为低电平，且第二PWM信号由高电平转为低电平，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，励磁电感的电流通过第一MOS管的体二极管流入输入电容，辅助电感的电流通过第三MOS管的体二极管流入副边母线电容，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管开通的时刻；
控制所述第一PWM信号由低电平转为高电平，且所述第二PWM信号保持低电平，控制所述第一MOS管和所述第三MOS管导通，谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到正半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最小值持续增加到其最大值，直到所述第一MOS管和所述第三MOS管关断的时刻；
控制所述第一PWM信号由高电平转为低电平，且所述第二PWM信号为低电平，所述第一MOS管和第三MOS管关断，所述隔离双向buck-boost型谐振变换器进入死区时间，所有的MOS管保持关断，所述励磁电感的电流通过第二MOS管的体二极管流入原边母线电容，所述辅助电感的电流通过第四MOS管的体二极管流入输出电容，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管开通的时刻；
控制所述第一PWM信号保持低电平，且所述第二PWM信号由低电平转为高电平，控制所述第二MOS管和所述第四MOS管导通，所述谐振电感的电流将以正弦波的形式进入到负半周期谐振中，所述励磁电感的电流和所述辅助电感的电流会由其最大值持续减小到其最小值，直到所述第二MOS管和所述第四MOS管关断的时刻。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征是，所述第一PWM信号和所述第二PWM信号为互补信号。
9.如权利要求8所述的控制方法，其特征是，所述方法还包括：
调整所述第一PWM信号和所述第二PWM信号的占空比；
根据所述占空比获取所述隔离双向buck-boost型谐振变换器的电压增益。
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