JP2002151978A - 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 - Google Patents
絶縁型ｐｗｍ電力増幅器Info
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- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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- H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
- H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
- H02M3/325—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
- H02M3/335—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
- H02M3/33507—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
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- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
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- H03F3/217—Class D power amplifiers; Switching amplifiers
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 出力が電源から絶縁されたＰＷＭ電力増幅器
を電源部分まで含めて小型化する。 【解決手段】 双方向に電流を流し得る同期整流回路を
採用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに、このコンバー
タのスイッチング信号と同期した搬送波信号で動作する
ＰＷＭ電力増幅器を接続する。
を電源部分まで含めて小型化する。 【解決手段】 双方向に電流を流し得る同期整流回路を
採用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータに、このコンバー
タのスイッチング信号と同期した搬送波信号で動作する
ＰＷＭ電力増幅器を接続する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は出力が電源から絶縁
されたＰＷＭ電力増幅器に関するものである。
されたＰＷＭ電力増幅器に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭ電力増幅器の従来の課題の一つは
増幅器本体ではなく電源部分にあった。ＰＷＭ電力増幅
器自体は小型軽量であるが電源部分まで含めると必ずし
も小型軽量ではなかった。電源部分は与えられた電源電
圧を増幅器に必要な電圧に変換する機能を持つ。また増
幅器の出力を電源から絶縁する機能も持つ。後者は必須
機能ではないが増幅器の出力が電源から絶縁されている
と出力の任意の一方の端子を接地する、あるいは他の電
圧源に接続できるので有用性が高まる。商用交流電源を
使う場合、商用周波数（５０／６０Ｈｚ）の変圧器を使
うと簡単に上記機能を実現できるが変圧器等が大型にな
る。スイッチング電源を使えば小型にできるが増幅器本
体よりもむしろ電源部分によって回路規模が増える。ま
たスイッチングノイズの増大、電源部分のスイッチング
と増幅器本体のスイッチングの干渉という問題が発生す
る。電池電源の場合は電池の電圧と、出力に必要な電圧
とが異なる場合が多いのでＤＣ−ＤＣコンバータの採用
が望まれるが、ＤＣ−ＤＣコンバータもスイッチング電
源の一種なのでやはり上記問題が避けられない。多数の
電池を直列接続して所望の電圧を用意する例も多い。結
局、与えられた電源を電圧変換も絶縁もすることなく直
接にスイッチングする構成が可能な用途以外ではＰＷＭ
電力増幅器の利点は活かされなかった。
増幅器本体ではなく電源部分にあった。ＰＷＭ電力増幅
器自体は小型軽量であるが電源部分まで含めると必ずし
も小型軽量ではなかった。電源部分は与えられた電源電
圧を増幅器に必要な電圧に変換する機能を持つ。また増
幅器の出力を電源から絶縁する機能も持つ。後者は必須
機能ではないが増幅器の出力が電源から絶縁されている
と出力の任意の一方の端子を接地する、あるいは他の電
圧源に接続できるので有用性が高まる。商用交流電源を
使う場合、商用周波数（５０／６０Ｈｚ）の変圧器を使
うと簡単に上記機能を実現できるが変圧器等が大型にな
る。スイッチング電源を使えば小型にできるが増幅器本
体よりもむしろ電源部分によって回路規模が増える。ま
たスイッチングノイズの増大、電源部分のスイッチング
と増幅器本体のスイッチングの干渉という問題が発生す
る。電池電源の場合は電池の電圧と、出力に必要な電圧
とが異なる場合が多いのでＤＣ−ＤＣコンバータの採用
が望まれるが、ＤＣ−ＤＣコンバータもスイッチング電
源の一種なのでやはり上記問題が避けられない。多数の
電池を直列接続して所望の電圧を用意する例も多い。結
局、与えられた電源を電圧変換も絶縁もすることなく直
接にスイッチングする構成が可能な用途以外ではＰＷＭ
電力増幅器の利点は活かされなかった。
【０００３】それでも出力と電源の絶縁が不可欠な用途
にＰＷＭ電力増幅器を適用したい場合、変圧器の二次側
で直流を生成することの不利益が大きかった。整流平滑
回路が小型化できないこと、特にスイッチング電源を使
っても平滑コンデンサが小型化できないことが問題であ
った。スイッチング電源の変圧器はスイッチング周波数
を上げると小型化できる。しかし平滑コンデンサまで小
型化できるのは負荷が抵抗性の場合に限られる。電力増
幅器の負荷の多くはリアクタンス成分や発電能力を持っ
ているため、負荷から増幅器に電流が逆流（回生）する
と平滑コンデンサが充電され、その電圧が上昇する。平
滑コンデンサの容量をＣ、電圧の上昇をｖ、逆流電流を
Ｉ、逆流電流の流れる時間をｔとすると、ｖ＝Ｉｔ／Ｃ
である。電圧上昇を低く制限するために大容量の平滑コ
ンデンサが必要になる。逆流電流の周波数は負荷の動作
によって決まるので、スイッチング周波数を高くしても
平滑コンデンサの容量を小さくすることはできない。
にＰＷＭ電力増幅器を適用したい場合、変圧器の二次側
で直流を生成することの不利益が大きかった。整流平滑
回路が小型化できないこと、特にスイッチング電源を使
っても平滑コンデンサが小型化できないことが問題であ
った。スイッチング電源の変圧器はスイッチング周波数
を上げると小型化できる。しかし平滑コンデンサまで小
型化できるのは負荷が抵抗性の場合に限られる。電力増
幅器の負荷の多くはリアクタンス成分や発電能力を持っ
ているため、負荷から増幅器に電流が逆流（回生）する
と平滑コンデンサが充電され、その電圧が上昇する。平
滑コンデンサの容量をＣ、電圧の上昇をｖ、逆流電流を
Ｉ、逆流電流の流れる時間をｔとすると、ｖ＝Ｉｔ／Ｃ
である。電圧上昇を低く制限するために大容量の平滑コ
ンデンサが必要になる。逆流電流の周波数は負荷の動作
によって決まるので、スイッチング周波数を高くしても
平滑コンデンサの容量を小さくすることはできない。
【０００４】前記の問題を解決するため変圧器の二次側
で直流を作らず方形波のまま、すなわち交流のままスイ
ッチングするサイクロコンバータ方式の構成も提案され
ている。交流を直接スイッチングするためには双方向の
電流をオンオフできる双方向スイッチが必要になる。双
方向スイッチは通例単独の素子ではなく２個の半導体ス
イッチを逆向きに接続したもので実現される。転流過程
を詳細に検討するとこれら２個の半導体スイッチはまと
めて１個の双方向スイッチであるにもかかわらずそれぞ
れを別のタイミングで駆動しなければならないことがわ
かる。このため直流をスイッチングする場合より駆動回
路が複雑になる。また変圧器の漏れインダクタンスと半
導体スイッチの静電容量によって大きなスパイクノイズ
が発生する。直流に変換してからスイッチングする方式
でもスパイクノイズは発生するが、変圧器の漏れインダ
クタンスの後に平滑コンデンサが入るためその振幅は当
初から小さい。平滑コンデンサが基本的なスナバ回路と
して機能していたわけである。サイクロコンバータ方式
は平滑コンデンサをなくして小型化を目指したにもかか
わらず、交流のままスイッチングすることでスパイクノ
イズが増大し、かえって大掛かりなスナバ回路が必要と
なることがあった。
で直流を作らず方形波のまま、すなわち交流のままスイ
ッチングするサイクロコンバータ方式の構成も提案され
ている。交流を直接スイッチングするためには双方向の
電流をオンオフできる双方向スイッチが必要になる。双
方向スイッチは通例単独の素子ではなく２個の半導体ス
イッチを逆向きに接続したもので実現される。転流過程
を詳細に検討するとこれら２個の半導体スイッチはまと
めて１個の双方向スイッチであるにもかかわらずそれぞ
れを別のタイミングで駆動しなければならないことがわ
かる。このため直流をスイッチングする場合より駆動回
路が複雑になる。また変圧器の漏れインダクタンスと半
導体スイッチの静電容量によって大きなスパイクノイズ
が発生する。直流に変換してからスイッチングする方式
でもスパイクノイズは発生するが、変圧器の漏れインダ
クタンスの後に平滑コンデンサが入るためその振幅は当
初から小さい。平滑コンデンサが基本的なスナバ回路と
して機能していたわけである。サイクロコンバータ方式
は平滑コンデンサをなくして小型化を目指したにもかか
わらず、交流のままスイッチングすることでスパイクノ
イズが増大し、かえって大掛かりなスナバ回路が必要と
なることがあった。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】出力が電源から絶縁さ
れたＰＷＭ電力増幅器を電源部分まで含めて小型化す
る。
れたＰＷＭ電力増幅器を電源部分まで含めて小型化す
る。
【０００６】
【課題を解決するための手段】双方向に電流を流し得る
同期整流回路を採用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に、このコンバータのスイッチング信号と同期した搬送
波信号で動作するＰＷＭ電力増幅器を接続する。
同期整流回路を採用した絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ
に、このコンバータのスイッチング信号と同期した搬送
波信号で動作するＰＷＭ電力増幅器を接続する。
【０００７】同期整流回路はＭＯＳＦＥＴなどダイオー
ド以外のオンオフ可制御素子を使った整流回路である。
交流電圧に同期させてゲートを駆動するため同期整流の
名がある。ダイオードを使った整流回路よりオン電圧が
小さく損失を小さくできる特長があり、特に出力電圧の
低い直流電源装置によく採用されている。またＭＯＳＦ
ＥＴを使った同期整流回路には双方向に電流を流し得る
という特徴もある。この特徴はダイオードにはないもの
で扱い難い性質とみなされる場合もあった。本発明では
後者の性質を利用することで平滑コンデンサの小容量化
とスナバ回路の簡潔化を可能にしている。
ド以外のオンオフ可制御素子を使った整流回路である。
交流電圧に同期させてゲートを駆動するため同期整流の
名がある。ダイオードを使った整流回路よりオン電圧が
小さく損失を小さくできる特長があり、特に出力電圧の
低い直流電源装置によく採用されている。またＭＯＳＦ
ＥＴを使った同期整流回路には双方向に電流を流し得る
という特徴もある。この特徴はダイオードにはないもの
で扱い難い性質とみなされる場合もあった。本発明では
後者の性質を利用することで平滑コンデンサの小容量化
とスナバ回路の簡潔化を可能にしている。
【０００８】絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて変圧
器の二次側の整流回路に同期整流回路を採用し双方向の
電流が流れ得るようにすると、負荷からの逆流電流は変
圧器の一次側に移ることができる。一次側スイッチング
回路をプッシュプルまたはハーフブリッジ型とし、デュ
ーティーサイクルを完全に５０％でふたつのスイッチを
交互にオンオフさせると変圧器には正負対称の方形波が
入力され、二次側で整流した波形は平滑コンデンサなし
でも完全な直流となる。しかも常に一次二次共にどれか
のスイッチが導通しているので負荷からの逆流電流もま
た常に一次側に移ることができる。この理想的な条件で
は平滑コンデンサなしでも逆流電流による直流電圧の上
昇は発生しない。実際にはデッドタイム等のため完全に
５０％のデューティーサイクルは実現できず、わずかな
電圧の落ち込みと一次二次間非導通の期間が発生する。
平滑コンデンサはこのわずかな期間の電圧保持ができれ
ば十分である。
器の二次側の整流回路に同期整流回路を採用し双方向の
電流が流れ得るようにすると、負荷からの逆流電流は変
圧器の一次側に移ることができる。一次側スイッチング
回路をプッシュプルまたはハーフブリッジ型とし、デュ
ーティーサイクルを完全に５０％でふたつのスイッチを
交互にオンオフさせると変圧器には正負対称の方形波が
入力され、二次側で整流した波形は平滑コンデンサなし
でも完全な直流となる。しかも常に一次二次共にどれか
のスイッチが導通しているので負荷からの逆流電流もま
た常に一次側に移ることができる。この理想的な条件で
は平滑コンデンサなしでも逆流電流による直流電圧の上
昇は発生しない。実際にはデッドタイム等のため完全に
５０％のデューティーサイクルは実現できず、わずかな
電圧の落ち込みと一次二次間非導通の期間が発生する。
平滑コンデンサはこのわずかな期間の電圧保持ができれ
ば十分である。
【０００９】これに対し、ダイオードによる整流回路で
は逆流電流は変圧器の手前で阻止され一次側に移れない
ので、逆流電流の流れている間中の電圧保持に十分な容
量の平滑コンデンサが必要になる。両者でどのくらい必
要な容量が違うかを見積もると、負荷として直流モータ
を仮定し０．１ｓで制動されるとすれば逆流（回生）電
流も０．１ｓ流れることになる。一方前述した同期整流
の非導通期間は１μｓ程度にできる。したがってｖ＝Ｉ
ｔ／Ｃから、ｖ＝１Ｖ、Ｉ＝１Ａ、ｔ＝１μｓとすると
Ｃ＝１μＦとなる。同条件でダイオード整流の場合はｔ
＝０．１ｓなので十万μＦが必要である。このように同
期整流回路が持つ双方向に電流を流し得る性質を使うと
平滑コンデンサを非常に小容量にできることがわかる。
は逆流電流は変圧器の手前で阻止され一次側に移れない
ので、逆流電流の流れている間中の電圧保持に十分な容
量の平滑コンデンサが必要になる。両者でどのくらい必
要な容量が違うかを見積もると、負荷として直流モータ
を仮定し０．１ｓで制動されるとすれば逆流（回生）電
流も０．１ｓ流れることになる。一方前述した同期整流
の非導通期間は１μｓ程度にできる。したがってｖ＝Ｉ
ｔ／Ｃから、ｖ＝１Ｖ、Ｉ＝１Ａ、ｔ＝１μｓとすると
Ｃ＝１μＦとなる。同条件でダイオード整流の場合はｔ
＝０．１ｓなので十万μＦが必要である。このように同
期整流回路が持つ双方向に電流を流し得る性質を使うと
平滑コンデンサを非常に小容量にできることがわかる。
【００１０】本発明の同期整流回路と共に使われる小容
量の平滑コンデンサは、この前後につながるスイッチン
グ回路のスナバ回路として作用するのに十分な容量でも
ある。スナバ回路に使われるコンデンサの容量はスイッ
チング素子の出力容量の何倍か以上あれば有効である
が、この値は通常のダイオードを使った整流回路の平滑
コンデンサに必要な値よりも何桁も小さいからである。
またスパイクノイズのエネルギーが蓄えられることによ
ってこのコンデンサの電圧は瞬間的に上昇するが、同期
整流回路の双方向性によってこのエネルギーもまた変圧
器の一次側に戻っていく。すなわち無損失のスナバ回路
として機能する。
量の平滑コンデンサは、この前後につながるスイッチン
グ回路のスナバ回路として作用するのに十分な容量でも
ある。スナバ回路に使われるコンデンサの容量はスイッ
チング素子の出力容量の何倍か以上あれば有効である
が、この値は通常のダイオードを使った整流回路の平滑
コンデンサに必要な値よりも何桁も小さいからである。
またスパイクノイズのエネルギーが蓄えられることによ
ってこのコンデンサの電圧は瞬間的に上昇するが、同期
整流回路の双方向性によってこのエネルギーもまた変圧
器の一次側に戻っていく。すなわち無損失のスナバ回路
として機能する。
【００１１】本発明のもう一つの特徴はＤＣ−ＤＣコン
バータのスイッチング信号とＰＷＭの搬送波信号を同期
させることで、電源部分と増幅器本体のスイッチングの
干渉を防ぐことにある。一般にスイッチング電源では直
流にスイッチング周波数のリップルが残ることを完全に
は阻止できない。このため電源部分のスイッチング周波
数と増幅器本体のスイッチング周波数の差でビートが発
生する。本発明のようにこれらの周波数を同一とすれば
ビートは発生しない。同一周波数源からこれらの信号を
生成できるので、電源と増幅器を独立に用意するよりむ
しろ回路規模は減少する。
バータのスイッチング信号とＰＷＭの搬送波信号を同期
させることで、電源部分と増幅器本体のスイッチングの
干渉を防ぐことにある。一般にスイッチング電源では直
流にスイッチング周波数のリップルが残ることを完全に
は阻止できない。このため電源部分のスイッチング周波
数と増幅器本体のスイッチング周波数の差でビートが発
生する。本発明のようにこれらの周波数を同一とすれば
ビートは発生しない。同一周波数源からこれらの信号を
生成できるので、電源と増幅器を独立に用意するよりむ
しろ回路規模は減少する。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１に本発明の主回路構成の例を
示す。変圧器３は電圧変換ならびに、直流電源１と出力
６を絶縁するものであり、ＰＷＭ電力増幅器の搬送波周
波数で動作する。ブロック２は一次側のスイッチング回
路、ブロック４は二次側のスイッチング回路前段、ブロ
ック５は二次側のスイッチング回路後段である。Ｑ1〜
Ｑ10の全ての半導体スイッチにＮチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔを使用した例を示した。各ＦＥＴと並列に接続された
ダイオードは各ＦＥＴの内蔵ダイオードでも外付けのダ
イオードでもよい。これらのダイオードが導通する可能
性のあるのは各ＦＥＴがオフしているわずかな期間であ
る。本発明においてはわずかな期間を除きＱ1とＱ2、Ｑ
3とＱ4、Ｑ5とＱ6、Ｑ7とＱ8、Ｑ9とＱ10の各対におい
てどちらかのスイッチはオンしているように駆動され
る。コンデンサ７は小容量の平滑コンデンサ兼十分な容
量のスナバコンデンサであり、このコンデンサに直流電
圧が発生する。この直流を二次側スイッチング回路の後
段のフルブリッジ型回路でスイッチングして出力６が得
られる。
示す。変圧器３は電圧変換ならびに、直流電源１と出力
６を絶縁するものであり、ＰＷＭ電力増幅器の搬送波周
波数で動作する。ブロック２は一次側のスイッチング回
路、ブロック４は二次側のスイッチング回路前段、ブロ
ック５は二次側のスイッチング回路後段である。Ｑ1〜
Ｑ10の全ての半導体スイッチにＮチャンネルＭＯＳＦＥ
Ｔを使用した例を示した。各ＦＥＴと並列に接続された
ダイオードは各ＦＥＴの内蔵ダイオードでも外付けのダ
イオードでもよい。これらのダイオードが導通する可能
性のあるのは各ＦＥＴがオフしているわずかな期間であ
る。本発明においてはわずかな期間を除きＱ1とＱ2、Ｑ
3とＱ4、Ｑ5とＱ6、Ｑ7とＱ8、Ｑ9とＱ10の各対におい
てどちらかのスイッチはオンしているように駆動され
る。コンデンサ７は小容量の平滑コンデンサ兼十分な容
量のスナバコンデンサであり、このコンデンサに直流電
圧が発生する。この直流を二次側スイッチング回路の後
段のフルブリッジ型回路でスイッチングして出力６が得
られる。
【００１３】図２に各スイッチの駆動信号等の波形を示
す。一次側のスイッチの駆動信号１０と１１は一定周波
数のデューティーサイクル５０％の信号を元に、電源短
絡を防ぐためのデッドタイムｔ1を設けて交互に両者に
振り分けたものである。これによって変圧器３に方形波
２１が発生する。二次側のスイッチング回路の前段すな
わち同期整流回路の駆動信号１２と１３は一次側の駆動
信号１０と１１のそれぞれにオンの遅延時間ｔ2とオフ
の早め時間ｔ3を付加したものである。これらの遅延な
らびに早め時間は平滑コンデンサ７に方形波２１のピー
ク電圧より低い電圧を与えないために必要となる。もし
これらの時間が無いと一次側のスイッチングの瞬間にわ
ずかな直流電圧の落ち込みが発生し、平滑コンデンサ７
のリップル電流を増大させてしまう。以上の動作でｔ1
＋ｔ2＋ｔ3の間が一次二次間の非導通期間となる。前述
したようにこの非導通期間が長くなると平滑コンデンサ
７の容量を大きくしなければならないので、できる限り
短時間にすることが望まれる。
す。一次側のスイッチの駆動信号１０と１１は一定周波
数のデューティーサイクル５０％の信号を元に、電源短
絡を防ぐためのデッドタイムｔ1を設けて交互に両者に
振り分けたものである。これによって変圧器３に方形波
２１が発生する。二次側のスイッチング回路の前段すな
わち同期整流回路の駆動信号１２と１３は一次側の駆動
信号１０と１１のそれぞれにオンの遅延時間ｔ2とオフ
の早め時間ｔ3を付加したものである。これらの遅延な
らびに早め時間は平滑コンデンサ７に方形波２１のピー
ク電圧より低い電圧を与えないために必要となる。もし
これらの時間が無いと一次側のスイッチングの瞬間にわ
ずかな直流電圧の落ち込みが発生し、平滑コンデンサ７
のリップル電流を増大させてしまう。以上の動作でｔ1
＋ｔ2＋ｔ3の間が一次二次間の非導通期間となる。前述
したようにこの非導通期間が長くなると平滑コンデンサ
７の容量を大きくしなければならないので、できる限り
短時間にすることが望まれる。
【００１４】二次側スイッチング回路の後段の駆動方法
は一般的ＰＷＭ電力増幅器と同様であるが、ＰＷＭの搬
送波が方形波２１に同期したものであることが本発明の
特徴である。通常、同期とは位相差が一定という意味で
あるが本発明では振幅も比例関係になることで大きな効
果が生まれる。方形波２１に同期した搬送波を得る方法
はいくつかあるが、図１に示すように変圧器３に巻線１
６を設けて方形波２１と相似形の信号を取り出し、積分
回路１７を通すと、ＰＷＭ搬送波となる三角波１８が得
られる。こうするとＰＷＭ搬送波１８の振幅が電源１の
電圧に比例したものとなる。このため電源電圧が変動し
てもＰＷＭ電力増幅器の増幅度が変わらない。なぜなら
ＰＷＭ電力増幅器の増幅度は、電源電圧／ＰＷＭ搬送波
の振幅、であるからである。このためＤＣ−ＤＣコンバ
ータ部分に電圧安定化機能をもたせる必要がなくなり小
型化に寄与する。ＰＷＭ搬送波１８と入力信号２０を比
較器３０で比較しＰＷＭ信号３１が得られる。このＰＷ
Ｍ信号３１とその反転信号にデッドタイムｔ4を付加し
て駆動信号３４〜３７が作られる。
は一般的ＰＷＭ電力増幅器と同様であるが、ＰＷＭの搬
送波が方形波２１に同期したものであることが本発明の
特徴である。通常、同期とは位相差が一定という意味で
あるが本発明では振幅も比例関係になることで大きな効
果が生まれる。方形波２１に同期した搬送波を得る方法
はいくつかあるが、図１に示すように変圧器３に巻線１
６を設けて方形波２１と相似形の信号を取り出し、積分
回路１７を通すと、ＰＷＭ搬送波となる三角波１８が得
られる。こうするとＰＷＭ搬送波１８の振幅が電源１の
電圧に比例したものとなる。このため電源電圧が変動し
てもＰＷＭ電力増幅器の増幅度が変わらない。なぜなら
ＰＷＭ電力増幅器の増幅度は、電源電圧／ＰＷＭ搬送波
の振幅、であるからである。このためＤＣ−ＤＣコンバ
ータ部分に電圧安定化機能をもたせる必要がなくなり小
型化に寄与する。ＰＷＭ搬送波１８と入力信号２０を比
較器３０で比較しＰＷＭ信号３１が得られる。このＰＷ
Ｍ信号３１とその反転信号にデッドタイムｔ4を付加し
て駆動信号３４〜３７が作られる。
【００１５】
【発明の効果】本発明によれば出力が電源から絶縁され
たＰＷＭ電力増幅器が、電源部分まで含めて小型に実現
できる。
たＰＷＭ電力増幅器が、電源部分まで含めて小型に実現
できる。
【図１】本発明の主回路構成図である。
【図２】本発明の各スイッチの駆動信号等の波形図であ
る。
る。
１ 直流電源 ２ 一次側のスイッチング回路 ３ 変圧器 ４ 二次側のスイッチング回路前段 ５ 二次側のスイッチング回路後段 ６ 出力 ７ 平滑コンデンサ １０、１１ 一次側のスイッチ駆動信号 １２、１３ 二次側前段のスイッチ駆動信号 １６ ＰＷＭ搬送波を得るための巻線 １７ 積分回路 １８ ＰＷＭ搬送波 ２０ 入力信号 ２１ 変圧器に発生する方形波 ３０ 比較器 ３１ ＰＷＭ信号 ３４、３５、３６、３７ 二次側後段のスイッチ駆動信
号 Ｑ1〜Ｑ10 半導体スイッチ ｔ1 一次側のスイッチングのデッドタイム ｔ2 二次側前段のスイッチングのオン遅延時間 ｔ3 二次側前段のスイッチングのオフ早め時間 ｔ4 二次側後段のスイッチングのデッドタイム
号 Ｑ1〜Ｑ10 半導体スイッチ ｔ1 一次側のスイッチングのデッドタイム ｔ2 二次側前段のスイッチングのオン遅延時間 ｔ3 二次側前段のスイッチングのオフ早め時間 ｔ4 二次側後段のスイッチングのデッドタイム
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Claims (1)
- 【請求項１】 入力信号周波数より十分高いスイッチン
グ周波数で動作する変圧器と、前記変圧器の一次側に接
続されるスイッチング回路と、前記変圧器の二次側に接
続される２段階のスイッチング回路とを有し、一次側の
スイッチング回路は変圧器の一次巻線に方形波信号を供
給し、二次側のスイッチング回路前段は変圧器の二次巻
線に発生する方形波信号を、双方向に電流を流し得る同
期整流回路で整流して直流電圧を生成し、二次側のスイ
ッチング回路後段はこの直流電圧を、前記方形波信号と
同期した搬送波信号から生成されるＰＷＭ信号によって
スイッチングして出力を得ることを特徴とするＰＷＭ電
力増幅器。
Priority Applications (2)
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|---|---|---|---|
| JP2000343959A JP2002151978A (ja) | 2000-11-10 | 2000-11-10 | 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 |
| KR1020010010522A KR20020036644A (ko) | 2000-11-10 | 2001-02-28 | 절연형 펄스폭 변조 전력증폭기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2000343959A JP2002151978A (ja) | 2000-11-10 | 2000-11-10 | 絶縁型ｐｗｍ電力増幅器 |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
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ID=18818240
Family Applications (1)
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Country Status (2)
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|---|---|
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008047945A (ja) * | 2005-03-28 | 2008-02-28 | Nec Saitama Ltd | アンプ装置 |
| JP2008278613A (ja) * | 2007-04-27 | 2008-11-13 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 直列接続されたインバータの直流電圧制御装置 |
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| JP2014014195A (ja) * | 2010-03-04 | 2014-01-23 | Bose Corp | 汎用オーディオ電力増幅器 |
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| KR102156330B1 (ko) * | 2020-05-21 | 2020-09-15 | (주)아이엠피 | 센터탭 변압기와 스너버 캐패시터를 이용한 절연형 Class D 오디오 앰프 |
-
2000
- 2000-11-10 JP JP2000343959A patent/JP2002151978A/ja active Pending
-
2001
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