CN116566201A - 一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法 - Google Patents

一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种四管Buck‑Boost变换器电流预测控制方法。该方法首先建立闭环控制，通过控制开关管的占空比控制输出电压给定参考值，同时实现零电压开关，具体包括：根据应用场合，设置主功率电路的参数；对输入电压、输出电压与电感电流进行采样，计算变压比k；将k与临界变压比kb比较，判断最大功率点对应的电路模态；计算最小占空比Dmin、临界占空比Db和最大功率点占空比DPmax；根据电路模态，对PI补偿器输出的补偿占空比DPI约束得到占空比DT；根据DT，判断变换器工作模态；计算开关管的占空比，并将生成的PWM信号送给四个开关管，实现零电压开关；重复上述步骤进行下一个周期。本发明能在负载变化时限制移相占空比进而提高四管Buck‑Boost变换器的效率。

Description

一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法
技术领域
本发明属于电能变换领域，具体涉及一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法。
背景技术
随着我国科技的不断发展，适用于不同电场合下的高效率、高功率密度的功率变换器逐渐成为目前的主流选择。四管Buck-Boost变换器是通过对Buck变换器和Boost变换器进行同步整流控制以及组合优化，从而实现升压或降压的功能，与传统的非隔离型升降压变换器相比，四管Buck-Boost变换器可以应用于输入电压有较大变化范围且输出电压在输入电压变化范围内的场合。
四管Buck-Boost变换器的本质上就是将Buck变换器和Boost变换器级联的一种升降压变换器，拥有非常广泛的控制自由度。传统的四管Buck-Boost变换器的控制方法有单模式控制、两模式控制和三模式控制等几大类。其中，单模式控制方法可以不用切换工作模式，仅通过工作在Buck-Boost模式下实现升压降压功能，但无法做到较低的导通损耗和开关损耗，这在一定程度上降低了四管Buck-Boost变换器的工作效率。两模式控制方法可以提高效率降低损耗并且能够减小电感电流有效值，其工作原理是根据输入和输出电压的关系，控制其中一个桥臂上两个功率开关管的常开和常关，进而实现Buck或Boost的功能，但是，输入电压在输出电压上下反复波动时，两种功能的切换频率也会加快，这不利于整个功率变换器的稳定性。三模式控制方法将输入电压能够变化的范围划分为三个区间并由小到大分别采用Boost模式、Buck-Boost模式、Buck模式的控制策略，但是四管Buck-Boost变换器工作在Buck-Boost模式时电感电流的脉动很大，使得变换器的效率较低，另外在粗调节时Buck-Boost模式对应的区间长度选取太大会导致输出电压与理想输出偏差较大，而选取太小会造成模式频繁切换。为此需要采取一些策略能够在兼顾稳定性和精度的同时提升效率。
已经有部分学者对四管Buck-Boost变换器的软开关技术进行了研究探索，并成功地将四边形电感电流控制策略应用到四管Buck-Boost变换器中，四边形电感电流控制策略的主要思想是第一开关管Q1和第二开关管Q2互补导通，第三开关管Q3和第四开关管Q4互补导通，四管Buck-Boost变换器要工作在伪临界导通模式(Pseudo Critical ConductionMode,PCRM)或伪断续导通模式(Pseudo Discontinuous Conduction Mode,PDCM)，利用电感电流让其中一个开关管并联的电容进行放电，直至该开关管反向并联的续流二极管导通，此时可以实现零电压/零电流开通。在实现软开关的前提下，随着移相占空比DT增大，四管Buck-Boost变换器的输出功率先增大后减小。当四管Buck-Boost变换器工作在DT超过输出功率最大值对应的点时，效率可以通过限制DT进一步提高。但是，当四管Buck-Boost变换器的输入电压或负载变化时，可能会出现移相占空比太大或太小的情况，电感电流不满足零电压开通的条件，这就会导致变换器效率有所降低。另外，移相占空比大于最大功率点时，不能保证电感电流的有效值和脉动值最小。
发明内容
本发明的目的在于针对上述现有技术的不足，本发明提供了一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，以保证变换器在负载变化时输出功率最大、电感电流有效值和脉动值最小，为四管Buck-Boost变换器的低损耗和高效率控制提供技术支持。
实现本发明目的的技术解决方案为：
一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，根据输入电压、输出电压和电感电流进行反馈闭环控制，通过控制开关管的占空比使得每一个开关频率内输出电压等于给定电压的参考值，同时实现零电压开关，具体步骤如下：
步骤1：根据应用场合，设置好主功率电路的开关时间周期Ts、电压采样频率kv、电流采样频率ki、参考电压基准值Vref；
步骤2：实时采样输入和输出的电压信号以及电感的电流信号，分别进行AD转换得到输入电压、输出电压、电感电流的数字信号，由输入电压Vin和输出电压Vo计算变压比k的值；
步骤3：先由结电容Coss、电感L、开关管的死区时间td计算中间变量λ、β、α以及临界变压比kb的值，然后将变压比k与临界变压比kb进行比较，判断最大功率点对应的电路模态；
步骤4：由变压比k以及α计算最小占空比Dmin、PDCM与PCRM两种模态的临界占空比Db、最大功率点的占空比DPmax；
步骤5：将输出电压Vo与参考电压基准值Vref的差值输入PI补偿器，输出得到补偿占空比DPI，根据最大功率点对应的电路模态，对补偿占空比DPI进行约束得到占空比DT；
步骤6：根据约束后的移相占空比DT，判断变换器工作模态；
步骤7：当输入电压Vin大于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1先于第三开关管Q3开通的移相占空比DT1、第一开关管Q1的占空比Dx以及第三开关管Q3的占空比Dy；
当输入电压Vin小于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1的占空比Dx、第三开关管Q3的占空比Dy；
然后通过驱动电路将生成的PWM信号送给第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4，使得输出电压在每个开关周期内的平均值等于参考电压基准值Vref，同时实现零电压开关；
步骤8：重复步骤2～7，进行下一个周期。
进一步地，步骤2中的变压比计算公式为：
当输入电压Vin大于输出电压Vo时，电路工作模式为降压模式，此时k＝Vin/Vo；
当输入电压Vin小于输出电压Vo时，电路工作模式为升压模式，此时k＝Vo/Vin。
进一步地，步骤3中的中间变量λ、β、α以及临界变压比kb的计算公式为：
然后将变压比k与临界变压比kb进行比较，判断最大功率点对应的电路模态，当变压比k小于临界变压比kb时输出功率最大点处于PCRM模式，否则输出功率最大点处于PDCM模式。
进一步地，Dmin、Db以及DPmax的计算公式为：
进一步地，步骤5中电路的补偿占空比DPI的具体约束准则为:
输出功率最大点处于PCRM模式:当DPI<Dmin时，DT等于Dmin；当DPI>DPmax时，DT3等于DPmax，其他情况下DT等于DPI；
输出功率最大点处于PDCM模式:当DPI<Dmin时，DT等于Dmin；当DPI>Db时，DT等于Db，其他情况下DT等于DPI。
进一步地，步骤6中电路的最大功率点工作模态的具体判断准则为:若移相占空比DT大于临界占空比Db，判定变换器工作模态为PCRM，否则判定变换器工作模态为PDCM。
进一步地，步骤7中电路为降压工作模式时第一开关管Q1先于第三开关管Q3开通的移相占空比DT1、第一开关管Q1的占空比Dx以及第三开关管Q3的占空比Dy的具体计算公式为:
PDCM工作模态：
PCRM工作模态：
所述步骤7中电路为升压工作模式时第一开关管Q1的占空比Dx、第三开关管Q3的占空比Dy的具体计算公式为:
PDCM工作模态：
PCRM工作模态：
进一步地，四管Buck-Boost变换器启动时，用非ZVS控制算法建立电压，该过程可给定固定占空比，电压建立后切换ZVS动态控制算法。
进一步地，步骤7中第一开关管Q1和第二开关管Q2互补导通，第三开关管Q3和第四开关管Q4互补导通，且在切换时留有一定的死区时间td。
本发明与现有技术相比，具有如下有益效果：
(1)本发明设计了多模式的工作方式以及不同模式的判断方法，提出了一种移相占空比补偿策略，能够避免当四管Buck-Boost变换器的输入电压或负载变化时可能会出现移相占空比太大或太小的情况，能够在负载变化时通过对移相占空比的限制进而提高四管Buck-Boost变换器的效率。
(2)本发明给出各个开关管占空比的表达式，可以采用数字控制方法生成PWM波控制开关管，具有控制精度较高、控制参数可调、控制算法灵活的优点。
附图说明
图1为本发明一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法的电路拓扑及控制示意图；
图2为本发明中输入电压Vin小于输出电压Vo时电感电流的波形以及开关管的PWM波形；
图3为本发明中输入电压Vin大于输出电压Vo时电感电流的波形以及开关管的PWM波形；
图4为本发明中当输入电压为250V，输出电压200V，负载电阻40Ω时的仿真波形图；
图5为本发明中当输入电压为250V，输出电压200V，负载电阻80Ω时的仿真波形图；
图6为本发明中当输入电压为250V，输出电压200V，负载电阻从80Ω到40Ω跳变时的仿真波形图；
图7为本发明中当输出电压为200V，负载电阻80Ω，输入电压从180V到150V跳变时的仿真波形图；
图8为本发明中当输入电压为160V，输出电压200V，负载电阻80Ω时输出电压从零开始建立仿真波形图。
具体实施方式
为了使本申请的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本申请进行进一步详细说明。应当理解，此处描述的具体实施例仅仅用以解释本申请，并不用于限定本申请。
实施例一：
本发明提出的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，具体步骤如下：
四管Buck-Boost变换器启动时，用非ZVS控制算法建立电压，该过程可给定固定占空比，电压建立后切换ZVS动态控制算法。
步骤1：根据应用场合，设置好主功率电路的开关时间周期Ts、电压采样频率kv、电流采样频率ki、参考电压基准值Vref；
步骤2：实时采样输入和输出的电压信号以及电感的电流信号，分别进行AD转换得到输入电压、输出电压、电感电流的数字信号，由输入电压Vin和输出电压Vo计算变压比k的值；
步骤3：先由结电容Coss、电感L、开关管的死区时间td计算中间变量λ、β、α以及临界变压比kb的值，然后将变压比k与临界变压比kb进行比较，判断最大功率点对应的电路模态；
步骤4：由变压比k以及α计算最小占空比Dmin、PDCM与PCRM两种模态的临界占空比Db、最大功率点的占空比DPmax；
步骤5：将输出电压Vo与参考电压基准值Vref的差值输入PI补偿器，输出得到补偿占空比DPI，根据最大功率点对应的电路模态，对补偿占空比DPI进行约束得到占空比DT；
步骤6：根据约束后的移相占空比DT，判断变换器工作模态，
步骤7：当输入电压Vin大于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1先于第三开关管Q3开通的移相占空比DT1、第一开关管Q1的占空比Dx以及第三开关管Q3的占空比Dy；
当输入电压Vin小于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1的占空比Dx、第三开关管Q3的占空比Dy；
然后通过驱动电路将生成的PWM信号送给第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4，使得输出电压在每个开关周期内的平均值等于参考电压基准值Vref，同时实现零电压开关；
步骤8：重复步骤2～7，进行下一个周期。
本发明给出各个开关管占空比的表达式，控制电路可以采用基于FPGA的数字控制系统来实现，由FPGA将采样的输入电压、输出电压、电感电流以及选择的开关频率代入电流预测算法中，计算每个开关周期内的占空比大小，然后通过驱动电路将生成的PWM信号送给各个开关管，使得输出电压在每个开关周期内的平均值等于参考电压基准值Vref，同时实现零电压开关。
实施例二：
如图1所示为本发明所应用的一种四管Buck-Boost变换器拓扑。
图中Vin是指输入电压，Vo是输出电压，Vref是参考电压，iL_i为电感电流，C1为输入滤波电容，C2为输出滤波电容，L是电感，Q1～Q4为开关管，电路的控制部分则包括PID补偿器，FPGA。
图2与图3展示了本发明所应用的一种四管Buck-Boost变换器升压模式和降压模式分别工作在PDCM模式和PCRM模式时电感电流的波形以及各个开关管的PWM波形。第一开关管Q1和第二开关管Q2互补导通，第三开关管Q3和第四开关管Q4互补导通，且在切换时留有一定的死区时间。各个开关管在关断时，由于结电容的存在开关管两端电压上升率受到限制，能实现零电压关断。另外利用电感电流可以让开关管并联的电容进行放电，直至并联的续流二极管导通，此时开关管可以实现零电压/零电流开通。因此，四管Buck-Boost变换器工作在PDCM模式和PCRM模式时可以实现软开关。
本实施例中的四管Buck-Boost变换器开关频率为500kHz，控制频率与开关频率相同，均为500kHz。四管Buck-Boost变换器启动时，用非ZVS控制算法建立电压，该过程可给定固定占空比，电压建立后切换ZVS动态控制算法。
设定补偿器的参考输出电压为200V，负载电阻大小为80Ω，输出功率为500W，电感为8μH，开关管并联的结电容为106pF，输出滤波电容4.7μF，死区占空比为0.015。于是可以得到临界变压比kb，最小占空比Dmin，PDCM与PCRM两种模态的临界占空比Db，最大功率点的占空比DPmax。
根据最大功率点对应的电路模态，对补偿器得到的占空比DPI进行约束并判断电路工作模态，进而计算各个开关管的占空比。通过三角波发生器产生三角载波，与开关管的占空比进行比较后就可以产生实际控制开关管的PWM信号。
本发明的技术方案不局限于上述各实施例，凡采用等同替换方式得到的技术方案均落在本发明要求保护的范围内。
为验证本发明的优越性与可行性，通过搭建仿真模型，对本发明所提出的四管Buck-Boost变换器的电流预测方法进行了仿真验证。
为了进一步说明本控制方法的优越性，下面给出本发明的一个仿真实例。
利用上述实施例的四管Buck-Boost变换器的电流预测方法，在Simulink仿真软件上搭建了仿真模型，其步骤如下：
1)设定补偿器的参考输出电压为200V，输入电压为250V，输出功率为500W，电感为8μH，开关管并联的结电容为106pF，输出滤波电容4.7μF，死区占空比为0.015。当负载电阻大小为40Ω时的电感电流波形如图4所示，当负载电阻大小为80Ω时的电感电流波形如图5所示。负载电阻从80Ω到40Ω切换过程的仿真波形如图6所示。如图所示每个开关周期都按最大输出功率点工作，电感电流的有效值和脉动值最小。
2)图7为本发明中当输出电压200V，负载电阻为80Ω时，输入电压从180V到150V跳变的仿真波形图。采用本发明所提出的电流预测方法，变换器在动态过程始终保持最大功率输出，并保持电感电流有效值和脉动值最小，接着进入新的稳态。图8为本发明中当输入电压为160V，输出电压200V，负载电阻为80Ω时输出电压从零开始建立仿真波形图。
由仿真结果可知，采用本发明所提出的控制方法，可以使得四管Buck-Boost变换器在输入电压或者负载变化时保证输出功率最大、电感电流有效值和脉动值最小。
最后应说明的是：以上各实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述各实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分或者全部技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (9)

1.一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，根据输入电压、输出电压和电感电流进行反馈闭环控制，通过控制开关管的占空比控制开关频率内输出电压等于给定电压的参考值，具体步骤如下：
步骤1：根据应用场合，设置好主功率电路的开关时间周期Ts、电压采样频率kv、电流采样频率ki、参考电压基准值Vref；
步骤2：实时采样输入和输出的电压信号以及电感的电流信号，分别进行AD转换得到输入电压、输出电压、电感电流的数字信号，由输入电压Vin和输出电压Vo计算变压比k的值；
步骤3：先由结电容Coss、电感L、开关管的死区时间td计算中间变量λ、β、α以及临界变压比kb的值，然后将变压比k与临界变压比kb进行比较，判断最大功率点对应的电路模态；
步骤4：由变压比k以及α计算最小占空比Dmin、PDCM与PCRM两种模态的临界占空比Db、最大功率点的占空比DPmax；
步骤5：将输出电压Vo与参考电压基准值Vref的差值输入PI补偿器，输出得到补偿占空比DPI，根据最大功率点对应的电路模态，对补偿占空比DPI进行约束得到占空比DT；
步骤6：根据约束后的移相占空比DT，判断变换器工作模态；
步骤7：当输入电压Vin大于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1先于第三开关管Q3开通的移相占空比DT1、第一开关管Q1的占空比Dx以及第三开关管Q3的占空比Dy；
当输入电压Vin小于输出电压Vo时，根据变换器的不同工作模态计算第一开关管Q1的占空比Dx、第三开关管Q3的占空比Dy；
然后通过驱动电路将生成的PWM信号送给第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4，使得输出电压在每个开关周期内的平均值等于参考电压基准值Vref，同时实现零电压开关；
步骤8：重复步骤2～7，进行下一个周期。
2.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤2中的变压比k计算公式为：
当输入电压Vin大于输出电压Vo时，电路工作模式为降压模式，此时k＝Vin/Vo；
当输入电压Vin小于输出电压Vo时，电路工作模式为升压模式，此时k＝Vo/Vin。
3.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤3中的中间变量λ、β、α以及临界变压比kb的计算公式为：
然后将变压比k与临界变压比kb进行比较，判断最大功率点对应的电路模态，当变压比k小于临界变压比kb时输出功率最大点处于PCRM模式，否则输出功率最大点处于PDCM模式。
4.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤4中的Dmin、Db以及DPmax的计算公式为：
5.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于:
所述步骤5中的补偿占空比DPI的具体约束准则为:
输出功率最大点处于PCRM模式:当DPI<Dmin时，DT等于Dmin；当DPI>DPmax时，DT等于DPmax，其他情况下DT等于DPI；
输出功率最大点处于PDCM模式:当DPI<Dmin时，DT等于Dmin；当DPI>Db时，DT等于Db，其他情况下DT等于DPI。
6.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于:
所述步骤6中变换器工作模态的具体判断准则为:若移相占空比DT大于临界占空比Db，判定变换器工作模态为PCRM，否则判定变换器工作模态为PDCM。
7.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于，所述步骤7中电路为降压工作模式时第一开关管Q1先于第三开关管Q3开通的移相占空比DT1、第一开关管Q1的占空比Dx以及第三开关管Q3的占空比Dy的具体计算公式为:
PDCM工作模态：
PCRM工作模态：
所述步骤7中电路为升压工作模式时第一开关管Q1的占空比Dx、第三开关管Q3的占空比Dy的具体计算公式为:
PDCM工作模态：
PCRM工作模态：
8.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于：四管Buck-Boost变换器启动时，用非ZVS控制算法建立电压，该过程可给定固定占空比，电压建立后切换ZVS动态控制算法。
9.根据权利要求1所述的一种四管Buck-Boost变换器电流预测控制方法，其特征在于：步骤7中第一开关管Q1和第二开关管Q2互补导通，第三开关管Q3和第四开关管Q4互补导通，且在切换时留有一定的死区时间td。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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CN117118227A (zh) * 2023-08-22 2023-11-24 西南交通大学 一种基于梯形波的三电平dcdc变换器软开关控制方法

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