CN104038045B - 高功率因数校正控制电路及装置 - Google Patents

Abstract

本发明涉及一种高功率因数校正控制电路及装置。本发明中高功率因数校正控制电路的调节环模块的输入端接输出信号反馈网络的输出端，调节环模块的输出端接加法器的一个输入端和乘法器的一个输入端；低通滤波器的输出端接加法器的另一个输入端；积分电路的一个输入端接加法器的输出端，另一输入端接驱动脉冲产生模块的一个输出端；开关周期检测模块的输入端接驱动脉冲产生模块的另一个输出端，其输出端接乘法器的另一个输入端。本发明可以实现全输入范围内输入电流的高功率因数和低总谐波畸变，性能远优于传统恒导通时间下的临界连续模式控制。

Description

高功率因数校正控制电路及装置

技术领域

本发明属于电力电子技术领域中的开关电源技术，涉及一种工作在电流临界导通模式(Boundary Conduction Mode，以下简称BCM)条件下的变导通时间的高功率因数校正电路及装置。

背景技术

目前，大多数用电设备在接入电网时输入交流电流无法随输入电压波形呈正弦变化，因而波形畸变严重，存在功率因数(Power Factor，简称PF)很低，谐波干扰严重甚至影响周围其它用电设备的正常工作的问题。国际电工委员会(IEC)制定了IEC61000-3-2谐波电流限制的标准用以限制谐波干扰可能造成的不利问题。为有效减少谐波对电网造成的污染，通常采用功率因数校正(PowerFactor Correction，简称PFC)技术。特别是有源功率因数校正(Active PowerFactor Correction，简称APFC)技术，被广泛应用于开关电源中。

单级式反激式变换器由于其电路结构简单，能实现电气隔离等特点，在开关电源的中小功率领域具有广阔的应用前景。与此同时，当反激式变换器工作于BCM，具有效率高，控制简单等优点。常用的控制芯片有L6562和FAN7527等。其中FAN7527控制的原理框图如图1所示。然而，当反激式变换器或升降压变换器应用于交流-直流功率变换时，采用传统的恒导通时间(ConstantOn-Time，简称COT)控制BCM反激式PFC变换器时，由于该控制电路方式固有的缺陷，导致变换器功率因数(Power factor，简称PF)低和总谐波畸变(TotalHarmonic Distortion，简称THD)较高。当作用于90Vac～265Vac全范围输入电压的设计时，随着输入电压的升高，PF和THD都会受到严重的影响，使得反激式变换器难以应用于对PF和THD具有更高要求的应用场合。

传统反激式变换器的输入电流平均值，即为反激式变压器原边绕组输入电流的平均值，因而其表达式如(1)所示。

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{1}{2}{I}_{\mathrm{pk}}d---\left(1\right)$

$d=\frac{{\mathrm{NV}}_o}{{\mathrm{NV}}_o+\sqrt{2}{V}_{\mathrm{ac}}\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}---\left(2\right)$

其中，I_pk表示反激式变换器输入峰值电流，d表示反激式变换器的占空比，为导通时间与开关周期的比值，N是变压器的原副边匝比，V_ac表示输入交流电压的有效值。同时，在变换器稳定工作条件下，开关管的导通时间t_on为恒定值。因而，输入峰值电流可如表达式(3)所示。

$I_{\mathrm{pk}}=\frac{\sqrt{2}{V}_{\mathrm{ac}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}{L_p}{t}_{\mathrm{on}}---\left(3\right)$

其中，L_p表示变压器原边绕组的电感量。将(2)和(3)代入表达式(1)中，因而输入电流平均值如(4)所示。

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{\sqrt{2}{\mathrm{NV}}_o{t}_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{ac}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}{2L_p[{\mathrm{NV}}_o+V_{\mathrm{ac}}|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\left|\right]}---\left(4\right)$

对输入电流平均值归一化处理，令并代入(4)中，可得到表达式(5)。

$I_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{\sqrt{2}{t}_{\mathrm{on}}{V}_{\mathrm{ac}}\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}{{2L}_p[1+K|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\left|\right]}---\left(5\right)$

由(5)所示可知，输入电流并非正弦变化。根据PF和THD的基本理论，可进一步推导得到反激式变换器PF和THD与归一化系数K之间的关系。

$\mathrm{PF}=\frac{\frac{\sqrt{2}}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}\frac{{\sin }^2\left(\mathrm{\ωt}\right)}{1+K\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}d\left(\mathrm{\ωt}\right)}{\sqrt{\frac{1}{\mathrm{\π}}{\∫}_0^{\mathrm{\π}}{\left[\frac{\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)}{1+K\left|\sin \left(\mathrm{\ωt}\right)\right|}\right]}^2}d\left(\mathrm{\ωt}\right)}---\left(6\right)$

$\mathrm{THD}=\sqrt{\frac{1}{{\mathrm{PF}}^2}-1}---\left(7\right)$

图2描绘了系数K值与PF和THD之间的关系。从中可以知道，采用传统的恒导通时间控制的BCM反激式变换器的输入电流波形会随着输入电压地增加而失真越厉害，PF值会越低而THD值会越高。因此，为了克服传统控制方式下的BCM反激式变换器随输入电压增加PF降低并且THD升高的问题，是一项非常具有实际意义和挑战性的工作。

发明内容

本发明提出了一种适用于反激式变换器及非隔离型升降压变换器(buck-boost)的改进型的高功率因数控制电路以及采用所述控制电路的高功率因数校正装置。基于所述高功率因数控制电路的反激式变换器高功率因数校正装置或升降压变换器高功率因数校正装置工作在电流临界导通模式，可实现输入电流波形跟随输入电压正弦变化，理论上可以实现单位功率因数(PF＝1)。同时装置具有更快的动态响应和更强的抗干扰能力。

本发明提出的高功率因数控制电路包括：

调节环模块，其输入端接收主电路传送过来的输出信号反馈网络的反馈信号(FB)；

低通滤波器，其输入端接收主电路开关管的电流信号(CS)；

加法器，其第一输入端接调节环模块的输出端，其第二输入端接低通滤波器的输出端；

积分电路，其第一输入端接所述加法器的输出端；

乘法器，其第一输入端接调节环模块的输出端；

比较器，其正输入端接所述积分电路的输出端，其负输入端接所述乘法器的输出端；

过零检测模块，其输入端接收主电路传送过来的反映输出二极管电流过零的信号(ZCD)；

RS触发器，其复位端(R端)接所述比较器的输出端，其置位端(S端)接过零检测模块的输出端，其反相输出端接所述积分电路的第二输入端；

开关周期检测模块，其输入端接所述RS触发器的同相输出端，其输出端接乘法器的第二输入端；

驱动模块，其输入端接所述RS触发器的同相输出端，其输出端(V_g)接主电路的开关管的控制端。

本发明还提供一种反激式高功率因数校正装置，包括：

反激式变换器主电路；

上述高功率因数控制电路；其反馈端(FB)获得所述反激式变换器主电路的输出信号，其电流采样端(CS)获得所述反激式变换器主电路的开关管的电流信息，其过零检测端(ZCD)端获得所述反激式变换器的输出二极管的导通时间信息，并根据上述信号产生驱动信号，所述驱动信号经由高功率因数控制电路的输出端(V_g)传输至所述反激式变换器主电路的开关管的控制端。

其中，反激式变换器为本专业技术领域公知技术。

本发明还提供一种升降压型高功率因数校正装置，包括：

升降压变换器主电路；

上述高功率因数控制电路；其反馈端(FB)获得所述升降压变换器主电路的输出信号，其电流采样端(CS)获得所述升降压变换器主电路的开关管的电流信息，其过零检测端(ZCD)端获得所述升降压变换器的输出二极管的导通时间信息，并根据上述信号产生驱动信号，所述驱动信号经由高功率因数控制电路的输出端(V_g)传输至所述升降压变换器主电路的开关管的控制端。

其中，升降压变换器为本专业技术领域公知技术。

本发明的有益效果在于：本发明提出的高功率因数校正装置可以实现全输入范围内输入电流的高功率因数和低总谐波畸变，性能远优于传统恒导通时间下的临界连续模式控制；此外，核心控制装置可以集成为单芯片。

附图说明

图1为传统恒导通时间控制下，电流临界连续单级式反激PFC电路的主电路和控制框图；

图2为传统恒导通时间控制下，电流临界连续单级式反激PFC电路的功率因数PF和总谐波畸变THD与归一化系数K的关系曲线；

图3为本发明的高功率因数校正控制电路的原理框图；

图4为本发明的高功率因数校正控制电路的具体实施例的电路原理框图；

图5为本发明的高功率因数校正控制电路与反激式变换器主电路构成的输出恒流的单级式反激PFC电路的第一实施例的电路原理框图；

图6为本发明的高功率因数校正控制电路与反激式变换器主电路构成的输出恒流的单级式反激PFC电路的第一实施例中的主要波形；

图7为本发明的高功率因数校正控制电路与升降压(buck-boost)变换器主电路构成的输出恒流的升降压型PFC电路的第二实施例的电路原理框图。

具体实施方式

本发明适用于隔离型反激PFC电路和非隔离型升降压电路(buck-boost)PFC电路以获得较高的功率因数和较低的总谐波畸变。以下结合单级式反激PFC电路，对本发明实现高功率因数的基本原理做详细说明。

当本发明应用于单级式反激PFC电路，根据单周期控制的基本理论可做如下推导：假定交流-直流变换器具有单位功率因数(PF＝1)，即变换器具有纯阻性，因而可以得到表达式(8)：

$i_{\mathrm{ac}}=\frac{u_{\mathrm{ac}}}{R_e}---\left(8\right)$

其中，u_ac和i_ac分别为交流输入电压和电流，R_e是变换器的等效电阻。将表达式(2)代入(8)中，并在等式两边同乘以采样电阻值R_s，可以得到表达式(9)：

$R_s{I}_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{1}{N}\frac{1-d}{d}\frac{R_s{V}_o}{R_e}---\left(9\right)$

定义化简得到表达式(10)。

$R_s{I}_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}}=\frac{1-d}{d}{V}_{\mathrm{comp}}---\left(10\right)$

化简表达式(10)，并对表达式(10)左右两边的变量以开关周期T_s进行积分运算可得到如下表达式。

$V_{\mathrm{comp}}=\frac{1}{T_s}{\∫}_0^{T_s}d\·(V_{\mathrm{comp}}+R_s{I}_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}})\mathrm{dt}---\left(11\right)$

同时，已知t_on＝dT_s，最终可得到改进型的高功率因数校正控制电路的目标方程如下：

$V_{\mathrm{comp}}\·T_s={\∫}_0^{t_{\mathrm{on}}}(V_{\mathrm{comp}}+R_s{I}_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}})\mathrm{dt}---\left(12\right)$

根据上述推导可知，在满足目标方程表达式(12)的前提下，可实现交流-直流变换器输入电流的正弦化，理论上本发明可以使单级式反激PFC电路或升降压(buck-boost)PFC电路实现单位功率因数(PF＝1)。同时由推导过程可知，变换器的开关管工作在变导通时间(VOT)条件下实现电流临界连续模式工作。

以下结合本发明电路原理框图以及具体实施例对本发明内容进行详细说明。

参照附图3和附图4，改进的高功率因数校正装置包括：调节环模块101，低通滤波器102，加法器103，积分电路104，开关周期检测模块105，乘法器106，比较器107，过零检测模块108，驱动脉冲产生模块109和驱动模块110。调节环模块101的输入端接输出信号反馈网络的输出端(FB)，调节环模块101的输出端接加法器103的一个输入端和乘法器106的一个输入端；低通滤波器102的输入端接主电路变压器T₁原边绕组上采样电阻的一端(CS)，低通滤波器102的输出端接加法器103的另一个输入端；积分电路104的一个输入端接加法器103的输出端，另一输入端接驱动脉冲产生模块109的反相输出端，其输出端接比较器107的一个输入端；开关周期检测模块105的输入端接驱动脉冲产生模块109的正相输出端，其输出端接乘法器106的另一个输入端；乘法器106的输出端接比较器107的另一个输入端，比较器107的输出端接驱动脉冲产生模块109的一个输入端；过零检测模块108的输入端接主电路变压器T₁中过零检测绕组上的输出端(ZCD)，其输出端接驱动脉冲产生模块109的另一个输入端；驱动脉冲产生模块109的正相输出端接驱动模块的输入端；驱动模块110的输出端接变换器的驱动端(V_g)。

调节环模块101由输入电阻R_FB、误差放大器U_f、补偿网络和基准信号V_ref组成；其中输入电阻R_FB的一端接输出信号反馈网络的输出端(FB)，输入电阻R_FB的另一端接误差放大器的负输入端，误差放大器U_f的正输入端接基准信号V_ref，对于电压型的误差放大器，补偿网络跨接在误差放大器U_f的负输入端和输出端之间。

低通滤波器102的输入端接主电路变压器T₁中原边绕组上采样电阻R_s的一端(CS)。将主电路变压器T₁原边绕组输出的输入峰值电流输入低通滤波器102，经滤波后得到I_{in_avg}R_s，并将产生的信号输入加法器103的另一端。

加法器103的一端输入误差放大器U_f的输出V_comp，另一端接低通滤波102的输出端，输出端接积分电路104的输入端。

积分电路104由压控电流源U_VCCS、电容C₁和开关S₁组成；其中压控电流源U_VCCS的一个输入端接加法器103的输出端，另一个输入端接地，压控电流源U_VCCS的一个输出端接电容C₁、开关S₁的一端和比较器107的正相输入端，压控电流源U_VCCS的另一个输出端接电容C₁和开关S₁的另一端接地，开关S₁的控制端接驱动脉冲模块的反相输出端。积分电路104在主电路开关管的导通期间对调节环模块101输出V_comp和采样电阻R_s上电压I_{in_avg}R_s之和进行积分；在主电路开关管的关断周期产生低电平。最终产生随输入信号变化的锯齿波输出信号V_saw1。

开关周期检测模块105由D触发器、正电源V_DD、直流电流源I_dc、运算放大器U_op、电阻R₁、电容C₂、C₃、开关S₂以及二极管D₁组成；其中D触发器的时钟信号输入端接驱动脉冲产生模块109的正相输出端，D触发器的输入端与反相输出端相连，并且输出信号接开关S₂的控制端；其中正电源V_DD、直流电流源I_dc、电容C₂和开关S₂构成了锯齿波发生电路；恒流源I_dc的一端接正电源V_DD，直流电流源I_dc的另一端接电容C₂和开关S₂的一端，并将产生的锯齿波信号V_saw2输入运算放大器U_op的正相输入端，电容C₂和开关S₂的另一端接地；其中运算放大器U_op、二极管D₁、电容C₃和电阻R₁组成了峰值检波电路；运算放大器U_op的反相输入端和输出端相接并且接到二极管D₁的阳极，二极管D₁的输出端接乘法器106的一个输入端，以及电容C₃和电阻R₁的一端，电容C₃和电阻R₁的另一端接地。通过D触发器的分频功能获得开关管的开关周期变化信号，并且通过锯齿波发生电路和峰值检波电路获取对应的开关周期变化信号

乘法器106的一个输入端接调节环模块101的输出端V_comp，另一个输入端接开关周期检测模块105的输入出端并将乘积输入到比较器107的反相输入端，作为比较器107的基准信号。

比较器107包括比较器U_C1，比较器U_C1的正相输入端接积分电路104的输出端V_saw1，反相输入端接乘法器106的输出端比较器107的输出端接驱动脉冲产生模块109的复位输入端。比较器107对乘法器106输出端的信号和积分电路104产生的锯齿波信号V_saw1进行比较，当积分电路104产生的锯齿波信号上升到与乘法器106的输出信号相等时，比较器107输出从低电平翻转为高电平，产生复位信号关闭开关管。

过零检测模块108一般由比较器U_C2构成，其中比较器U_C2的反相输入端接主电路变压器T₁中过零检测绕组的输出端(ZCD)，比较器U_C2的同相输入端接地，比较器U_C2的输出端接驱动脉冲产生模块109的置位输入端。当输反相输入端的电压信号从高电压下降到零电压以下时，比较器U_C2的输出从低电平翻转为高电平，产生置位信号开通开关管。

驱动脉冲产生模块109一般由RS触发器构成，RS触发器的复位输入端接比较器107的输出端，置位输入端接过零检测模块108的输出端，RS触发器的正相输出端输出驱动信号输入驱动模块110的输入端，同时连接到开关周期检测电路中的D触发器的时钟信号输入端，而反相输出端接积分电路104中开关管S₁的控制端。

驱动模块110的输入端接驱动脉冲产生模块109的正输出端，驱动模块的输出经驱动端(V_g)接主电路开关管的门极。

根据上述实施例，本发明的工作原理如下：主电路采集的输出反馈信号(FB)接到电阻R_FB后送入调节环模块的误差放大器U_f的负输入端，该反馈信号与接在误差放大器U_f的正输入端的电压基准进行V_ref比较，二者之间的误差经补偿网络放大之后，作为调节环模块的输出V_comp分别送入加法器和乘法器的一个输入端，采样电阻R_s上的电压信号(CS)经过低通滤波器后，将输出信号I_{in_avg}R_s输入到加法器的另一个输入端，加法器将输出信号V_comp+I_{in_avg}R_s输出到积分电路的输入端，积分电路对输入信号以开关管的导通时间t_on进行积分，并将输出信号送入比较器U_C1的正相输入端。因而，可得到积分电路输出信号V_saw1的表达式(13)：

$V_{\mathrm{saw}1}={\∫}_0^{t_{\mathrm{on}}}(V_{\mathrm{comp}}+R_s{I}_{\mathrm{in}\_\mathrm{avg}})\mathrm{dt}---\left(13\right)$

开关周期检测模块通过D触发器对输入的开关管脉冲信号二分频，D触发器的输出信号驱动开关S₂，通过锯齿波发生电路产生锯齿波信号并送入峰值检波电路。因而，可得到锯齿波发生电路的输出表达式(14)：

$V_{\mathrm{saw}2}=\frac{1}{C_2}{\∫}_0^{T_s}{I}_{\mathrm{dc}}\mathrm{dt}=\frac{I_{\mathrm{dc}}{T}_s}{C_2}---\left(14\right)$

V_saw2经过峰值检波电路之后得到输出锯齿波的包络信号输入乘法器的另一个输入端并与调节环模块的输出V_comp相乘，将输出结果输入比较器U_C1的反相输入端，与积分电路的输出信号V_saw1做比较产生复位信号，决定了驱动脉冲的关断时间点，并将输出信号输入驱动脉冲产生模块的复位输入端，主电路变压器T₁的过零检测绕组输出端(ZCD)接过零检测模块的反相输入端，检测电流过零信号产生开关管的置位信号，并接驱动脉冲发生模块的置位输入端，通过比较置位复位信号最终实现开关管的驱动脉冲。当输入电压幅值或负载条件发生改变时，调节环模块的输出电平跟着改变，从而使得驱动脉冲信号发生改变，相应的开关时间发生变化，形成负反馈保证输出稳定。

所述实施例中的通过采集主电路输出电流信息实现主电路的恒流输出，也可以采用通过采集主电路输出电压信息实现主电路的恒压输出。

所述实施例中的调节环模块中的输入电阻R_FB在某些应用场合可以去掉。

所述实施例中的调节环模块中的误差放大器U_f也可以采用电流型误差放大器，对应的补偿网络一端接误差放大器的输出，另一端接地。

所述实施例中的低通滤波器属于公知技术，可以是简单的无源RC滤波电路，也可以是有源低通滤波电路。

所述实施例中的开关周期检测模块中的锯齿波发生电路属于公知技术，恒流源的输出电流可以设为固定值，也可以通过外接参数进行调整。

进一步，所述开关周期检测模块也可以通过本专业技术人员所公知的其它电路实现。

所述实施例中的驱动模块用来增强所述驱动脉冲产生模块的驱动能力，其实现方式可以是两个双极晶体管或金属氧化物半导体场效应管构成的推挽结构，属于公知技术。

本发明适用于隔离型反激电路或非隔离型升降压电路(buck-boost)以获得较高的功率因数和较低的总谐波畸变。

本发明应用的主电路需要工作在电流临界连续模式，因此主电路参数设计时要以电流临界模式工作条件为前提。

附图5为本发明的高功率因数校正控制装置与反激主电路构成的单级式反激PFC电路的第一实施例的电路原理框图，，其中控制部分与图4所示本发明的具体实施例相同，反激电路主电路部分包括交流输入电源V_ac、整流桥B₁、输入电容C_in、变压器T₁、开关管Q₁、采样电阻R_s、输出二极管D_o、输出电容C_o、负载、输出电流采样反馈网络。输入电容C_in为小容量的无极性电容，用来滤除高频电流谐波，对整流桥B₁的输出波形没有影响，输出电流反馈网络主要用来对输出电流进行采样反馈，并起到隔离作用。图6为图5所示实施例中的主要波形，其中V_gt是开关周期检测模块105中的开关S₂控制端的控制波形，V_saw2是开关周期检测模块105中锯齿波发生电路产生的锯齿波形，和V_saw1分别是乘法器106输出端和积分电路104的输出波形，V_g是驱动脉冲产生模块109正相输出端的输出波形，CS是采样电阻R_s上的电压波形，V_comp+I_{in_avg}R_s是加法器103的输出波形。

本发明可以应用到隔离型输出，也可以应该用到非隔离型输出。图7为本发明的高功率因数校正控制装置与升降压(buck-boost)主电路构成的非隔离型PFC电路的第二实施例的电路原理框图，其中控制部分与图4所示本发明的具体实施例相同。升降压主电路部分包括交流输入电源V_ac、整流桥B₁、输入电容C_in、变压器T₁、开关管Q₁、采样电阻R_s、输出二极管D_o、输出电容C_o、负载、输出电流采样反馈网络。输入电容C_in为小容量的无极性电容，用来滤除高频电流谐波，对整流桥B₁的输出波形没有影响，输出电流反馈网络主要用来对输出电流进行采样反馈。

本发明包括的具体模块本领域技术人员可以在不违背其精神的前提下可以有多种实施方式，或通过各种不同的组合方式形成不同的具体实施例，这里不再详细描述。

无论上文说明如何详细，还有可以有许多方式实施本发明，说明书中所述的只是本发明的一个具体实施例子。凡根据本发明精神实质所做的等效变换或修饰，都应涵盖在本发明的保护范围之内。

本发明实施例的上述详细说明并不在穷举的或者用于将本发明限制在上述明确的形式上。在上述以示意性目的说明本发明的特定实施例和实施例的同时，本领域技术人员将认识到可以在本发明的范围内进行各种等同修改。

在上述说明描述了本发明的特定实施例并且描述了预期最佳模式的同时，无论在上文中出现了如何详细的说明，也可以许多方式实施本发明。上述电路结构及其控制方式的细节在其实行细节中可以进行相当多的变化，然而其仍然包含在这里所公开的本发明中。

如上述一样应当注意，在说明本发明的某些特征或者方案时所使用的特殊术语不应当用于表示在这里重新定义该术语以限制与该术语相关的本发明的某些特定特点、特征或者方案。总之，不应当将在随附的权利要求书中使用的术语解释为将本发明限定在说明书中公开的特定实施例，除非上述详细说明部分明确地限定了这些术语。因此，本发明的实际范围不仅包括所公开的实施例，还包括在权利要求书之下实施或者执行本发明的所有等效方案。

Claims (4)

1.高功率因数校正控制电路，包括调节环模块、低通滤波器、加法器、积分电路、乘法器、比较器U_C1、过零检测模块、RS触发器、开关周期检测模块和驱动模块，其特征在于：

调节环模块，其输入端接收主电路传送过来的输出信号反馈网络的反馈信号；

低通滤波器，其输入端接收主电路开关管的电流信号；

加法器，其第一输入端接调节环模块的输出端，其第二输入端接低通滤波器的输出端；

积分电路，其第一输入端接所述加法器的输出端；

乘法器，其第一输入端接调节环模块的输出端；

比较器U_C1，其正输入端接所述积分电路的输出端，其负输入端接所述乘法器的输出端；

过零检测模块，其输入端接收主电路传送过来的反映输出二极管电流过零的信号；

RS触发器，其复位端接所述比较器U_C1的输出端，其置位端接过零检测模块的输出端，其反相输出端接所述积分电路的第二输入端；

开关周期检测模块，其输入端接所述RS触发器的同相输出端，其输出端接乘法器的第二输入端；

驱动模块，其输入端接所述RS触发器的同相输出端，其输出端接主电路的开关管的控制端。

2.根据权利要求1所述的高功率因数校正控制电路，其特征在于：

调节环模块由输入电阻R_FB、误差放大器U_f、补偿网络和基准信号V_ref组成；其中输入电阻R_FB的一端接输出信号反馈网络的输出端，输入电阻R_FB的另一端接误差放大器U_f的负输入端，误差放大器U_f的正输入端接基准信号V_ref，补偿网络跨接在误差放大器U_f的负输入端和输出端之间；

低通滤波器的输入端接主电路变压器T₁原边绕组上采样电阻R_s的一端；将主电路变压器T₁原边绕组输出的输入峰值电流输入低通滤波器，经滤波后得到I_{in_avg}R_s，并将产生的信号输入加法器的另一端，其中I_{in_avg}为反激式变压器原边绕组输入电流的平均值；

加法器的一端输入误差放大器U_f的输出V_comp,另一端接低通滤波器的输出端，输出端接积分电路的输入端；

积分电路由压控电流源U_VCCS、电容C₁和开关S₁组成；其中压控电流源U_VCCS的一个输入端接加法器的输出端，另一个输入端接地，压控电流源U_VCCS的一个输出端接电容C₁、开关S₁的一端和比较器U_C1的正输入端，压控电流源U_VCCS的另一个输出端、电容C₁和开关S₁的另一端接地，开关S₁的控制端接RS触发器的反相输出端；积分电路在主电路开关管的导通期间对调节环模块输出V_comp和采样电阻R_s上电压I_{in_avg}R_s之和进行积分；在主电路开关管的关断期间产生低电平；最终产生随输入信号变化的锯齿波输出信号V_saw1；

开关周期检测模块由D触发器、正电源V_DD、直流电流源I_dc、运算放大器U_op、电阻R₁、电容C₂、C₃、开关S₂以及二极管D₁组成；其中D触发器的时钟信号输入端接RS触发器的同相输出端，D触发器的输入端与反相输出端相连，并接开关S₂的控制端；其中正电源V_DD、直流电流源I_dc、电容C₂和开关S₂构成锯齿波发生电路；直流电流源I_dc的一端接正电源V_DD，直流电流源I_dc的另一端接电容C₂和开关S₂的一端，并将产生的锯齿波信号V_saw2输入运算放大器U_op的正输入端，电容C₂和开关S₂的另一端接地；其中运算放大器U_op、二极管D₁、电容C₃和电阻R₁组成了峰值检波电路；运算放大器U_op的反相输入端和输出端相接并且接到二极管D₁的阳极，二极管D₁的阴极接乘法器的一个输入端，以及电容C₃和电阻R₁的一端，电容C₃和电阻R₁的另一端接地；通过D触发器的分频功能获得开关管的开关周期变化信号，并且通过锯齿波发生电路和峰值检波电路获取对应的开关周期变化信号

乘法器的一个输入端接调节环模块的输出V_comp，另一个输入端接开关周期检测模块的输出并将乘积输入到比较器U_C1的负输入端，作为比较器的基准信号；

比较器U_C1的正输入端接积分电路的输出V_saw1，负输入端接乘法器的输出比较器的输出端接RS触发器的复位端；比较器对乘法器输出端的信号和积分电路产生的锯齿波信号V_saw1进行比较，当积分电路产生的锯齿波信号上升到与乘法器的输出信号相等时，比较器输出从低电平翻转为高电平，产生复位信号关闭开关管；

过零检测模块由比较器U_C2构成，其中比较器U_C2的负输入端接主电路变压器T₁中过零检测绕组的输出端，比较器U_C2的正输入端接地，比较器U_C2的输出端接RS触发器的置位端；当负输入端的电压信号从高电压下降到零电压以下时，比较器U_C2的输出从低电平翻转为高电平，产生置位信号开通开关管；

RS触发器的复位端接比较器U_C1的输出端，置位端接过零检测模块的输出端，RS触发器的同相输出端输出驱动信号输入驱动模块的输入端，同时连接到开关周期检测模块中的D触发器的时钟信号输入端，而反相输出端接积分电路中开关S₁的控制端；

驱动模块的输入端接RS触发器的同相输出端，驱动模块的输出经驱动端接主电路开关管的门极。

3.一种反激式高功率因数校正装置，包括如权利要求2所述的高功率因数校正控制电路，其特征在于：主电路为反激式变换器主电路。

4.一种升降压型高功率因数校正装置，包括如权利要求2所述的高功率因数校正控制电路，其特征在于：主电路为升降压变换器主电路。