CN114070039B - 等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器 - Google Patents

等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器 Download PDF

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Abstract

本发明公开一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，可实现主回路开关的ZVS导通和辅助回路开关的ZCS导通。为实现无反向恢复，无法对换流电感预充能，需分压电压低于直流母线电压的一半，通过维持辅助回路飞跨电容电压小于直流母线电压的一半，使电容分压点满足可靠换流要求。有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。

Description

等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器
技术领域
本发明涉及电力电子变流技术领域，尤其涉及一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器。
背景技术
通常采用功率因数校正PFC提高功率因数PF和降低总谐波失真。在众多的PFC电路中，Boost变换器因其结构简单、输入电流连续和特性统一性强得到广泛的应用。其中无桥Boost PFC通过减少工作回路上半导体器件的数量来降低导通损耗，达到提高效率的目的。但无桥PFC中的开关损耗问题突出，当提高开关频率时，电路中的开关损耗会随之增大，尤其是当电路工作在CCM时，续流二极管的反向恢复电流将会增大开关管的开通损耗。实现高开关频率操作，辅助换流软开关变换器拓扑结构和控制方案在优化参数的同时不影响原主回路工作模式，降低开关损耗不增加开关应力。
D.Divan在1989年提出第一个现代软开关变换器：主动箝位谐振型DC-Link逆变器AC-RDCL。R.De Doncker在1990年提出了辅助谐振换向极变换器ARCP。在最初提出的ARCP逆变器中，换流电流脉冲由一个DC-link直流母线电容、一个双向开关和一个谐振电感组成的辅助电路产生，即采用了电容分压。拓扑结构简单，效率、输出功率和功率密度等参数得到改善。
但是技术瓶颈始终在于，直流环节电容分压点的电荷不平衡，电压不稳定，低输出频率应用时尤其突出。需要复杂的检测和延时控制电路，根据分压点电压、负载电流控制换流电感换流前的储能。
电感分压的逆变器可使分压点电压保持稳定，控制简化。耦合电感分压类拓扑有串联分压型和并联分压型。典型的为一个谐振极含两个耦合电感的零电压转换ZVT逆变器。辅助电路采用铁芯饱和的变压器，并在零负载频率下工作。基于ZVT-2CI的各类逆变器，峰值效率高达99％。相对于电容分压逆变器，电感分压逆变器对偶的问题是励磁电流单向复位。变压器铁芯一个开关周期内无法复位，选用的变压器磁芯体积大，且需要两套辅助回路实现双向电流输出下的主开关辅助换流工作；而且辅助换流二极管无钳位措施，过充振铃引起电压应力高及EMI。
发明内容
为解决现有技术的缺点和不足，提供一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，实现了主开关零电压开通，有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。
本发明解决其技术问题所采用的技术方案是：提供一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，包括：主二极管D1、主开关管S2、滤波电感LTf、直流母线电容CB、输入电源VTf、辅助电容Ca1、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、辅助换流电感Lr；
其中，所述主开关管S2的漏极、主二极管D1的正极相连于P点，滤波电感LTf的一端与输入电源VTf的正极相连，另一端与P点相连；第二辅助二极管Da2的正极与第三辅助开关管Sa3的集电极相连于Q 点，第二辅助二极管Da2的负极与第一辅助二极管Da1的正极相连于a点，第三辅助开关管Sa3的发射极与第四辅助开关管Sa4的集电极相连于b点；辅助换流电感Lr一端连接与P点，另一端连接于Q点；主二极管D1的负极和第一辅助二极管Da1的负极相连于直流母线电容 CB的正极；主开关管S2的源极和第四辅助开关管Sa4的发射极相连于直流母线电容CB的负极和输入电源VTf的负极；辅助电容Ca1一端连在a点，另一端连在b点；
二极管D1选用SiC二极管，维持Ca1两端电压小于VDC/2；
其中，iTf为流经滤波电感LTf的瞬时电流，ITf为流经滤波电感LTf的一次换流过程中的平均电流；C1主回路二极管电等效并联电容，C2是主开关S2等效输出电容，二者的电容值都为Cm-oss；换流谐振电流Ir 定义为：换流谐振电感Lr中通过的最大电流与滤波电感LTf中的电流ITf之差。
其中，电路工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S2、Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
t0时刻，开通辅助开关Sa4，延迟TA1后，tB时刻开通S2；
S2保持开通，延TA2后，(t3+TΔ1)时刻关断Sa4，开通Sa3；
Sa4保持关断，Sa3保持开通，按照主回路PWM的控制，延迟TΔ2， t4时刻关断S2；
S2处于关断状态；电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通。
其中，电路运行不同阶段的工作模式包括：
模式1，t<t0：电路处于稳定状态，S2、Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
模式2，t0-t1：t0时刻，开通辅助开关Sa4，换流电感电流iLr从零开始线性增加；tA时刻，iLr(t)的值达到ITf；t1时刻，换流电感电流iLr(t) 大小与滤波电感LTf中的电流及由主二极管D1反向恢复对换流谐振电感Lr预充电流之和相等；
其中t0时刻到t1时刻之间的时段T0-1为：
模式3，t1-t2：t1时刻，P点电位开始下降，换流电感Lr与主回路二极管的等效并联电容C1和主开关S2等效输出电容C2发生谐振，对 C1充电对C2放电；t2时刻，P点电位到达0；
换流电感电流的时域表达式为：
其中：
其中t1时刻到t2时刻之间的时段T1-2为：
模式4，t2-t3:t2时刻，主开关S2的体二极管导通；Lr中的电流开始线性减少，tB时刻，开通主回路开关S2，tC时刻，Lr中的电流线性减小到ITf；t3时刻，Lr中的电流线性减小到0；
S2的ZVS允许导通时间为t2时刻到tC时刻之间的时间段T2-C：
其中t2时刻到t3时刻之间的时段T2-3为：
模式5，t3-t4：t3时刻，辅助二极管Da2断开，延迟时间TΔ1后，可关断第四辅助开关管Sa4和开通Sa3；延迟TΔ2后，到达t4时刻，断开主开关管S2；控制关断Sa4开通Sa3在关断S2之前发生；
其中t3时刻到t4时刻之间的时段T3-4由主回路脉宽调制控制；
T3-4＝TΔ1+TΔ2
模式6，t4-t5：t4时刻，断开主开关管S2，辅助二极管Da1自然导通，电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通；持续时间，t4时刻到t5时刻之间的时段，T4-5由检测Ca1电压电路控制，电压升高，超过给定参考电压，则持续时间加长，反之减少；上述构成的Ca1电压闭环负反馈环路，控制持续时间，实现电容Ca1上电压恒定；
t5时刻断开辅助开关Sa3，则回到模式1。
区别于现有技术，本发明的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，可实现主回路开关的ZVS导通和辅助回路开关的ZCS导通。为实现无反向恢复，无法对换流电感预充能，需分压电压低于直流母线电压的一半，通过维持辅助回路飞跨电容电压小于直流母线电压的一半，使电容分压点满足可靠换流要求。有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。
附图说明
下面将结合附图及实施例对本发明作进一步说明，附图中：
图1是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器的电路结构示意图。
图2是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器中一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和结点电压波形示意图。
图3是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式1状态下电路连接示意图。
图4是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式2状态下电路连接示意图。
图5是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式3状态下电路连接示意图。
图6是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式4状态下电路连接示意图。
图7是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式5状态下电路连接示意图。
图8是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器工作在模式6状态下电路连接示意图。
图9是本发明提供的一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器中一个PWM开关周期相平面分析示意图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明做进一步的详细说明。应当理解，此外所描述的具体实施例仅用以解释本发明，但并不用于限定本发明。基于本发明中的实施例，本领域普通人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都将属于本发明保护的范围。
如图1所示，本发明提供一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，包括主二极管D1、主开关管S2、滤波电感LTf、直流电源VDC、输入电源VTf、辅助电容Ca1、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、辅助换流电感Lr。所述主开关管S2的漏极、主二极管D1的正极相连于P 点，滤波电感LTf的一端与输入电源VTf的正极相连，另一端与P点相连；第二辅助二极管Da2的正极与第三辅助开关管Sa3的集电极相连于 Q点，第二辅助二极管Da2的负极与第一辅助二极管Da1的正极相连，第三辅助开关管Sa3的发射极与第四辅助开关管Sa4的集电极相连；辅助换流电感Lr一端连接与P点，另一端连接于Q点；主二极管D1的负极和第一辅助二极管Da1的负极相连于直流电压VDC的正极；主开关管S2的源极和第四辅助开关管Sa4的发射极相连于直流电压VDC的负极和输入电源VTf的负极。具体元件及参数如表1所示：
表1 具体元件及参数表
实际工作过程
工作流程及切换时间间隔为：
iTf为流经滤波电感LTf的瞬时电流，ITf为流经滤波电感LTf的平均电流。C1主回路二极管电等效并联电容，C2是主开关S2等效输出电容，二者的电容值都为Cm-oss。换流谐振电流Ir定义为：换流谐振电感Lr1或Lr2中通过的最大电流与滤波电感LTf中的电流ITf之差。图2所示为一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压波形图。
作为上述方案的进一步改进，工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S2、Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
t0时刻，开通辅助开关Sa4，延迟TA1后，tB时刻开通S2；
S2保持开通，延TA2后，(t3+TΔ1)时刻关断Sa4，开通Sa3；
Sa4保持关断，Sa3保持开通，按照主回路PWM的控制，延迟TΔ2， t4时刻关断S2；一个PWM开关周期相平面分析图如图9所示。
S2处于关断状态；电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通。
具体的，电路运行不同阶段的工作模式包括：
如图3所示，在模式1情况下，t<t0：电路处于稳定状态，S2、 Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
如图4所示，在模式2情况下，t0-t1：t0时刻，开通辅助开关Sa4，换流电感电流iLr从零开始线性增加；tA时刻，iLr(t)的值达到ITf；t1时刻，换流电感电流iLr(t)大小与滤波电感LTf中的电流及由主二极管D1反向恢复对换流谐振电感Lr预充电流之和相等；
其中t0时刻到t1时刻之间的时段T0-1为：
如图5所示，在模式3情况下，t1-t2：t1时刻，P点电位开始下降，换流电感Lr与主回路二极管的等效并联电容C1和主开关S2等效输出电容C2发生谐振，对C1充电对C2放电；t2时刻，P点电位到达0；
换流电感电流的时域表达式为：
其中：
其中t1时刻到t2时刻之间的时段T1-2为：
如图6所示，在模式4情况下，t2-t3:t2时刻，主开关S2的体二极管导通；Lr中的电流开始线性减少，tB时刻，开通主回路开关S2， tC时刻，Lr中的电流线性减小到ITf；t3时刻，Lr中的电流线性减小到0；
S2的ZVS允许导通时间为t2时刻到tC时刻之间的时间段T2-C：
其中t2时刻到t3时刻之间的时段T2-3为：
如图7所示，在模式5情况下，t3-t4：t3时刻，辅助二极管Da2断开，延迟时间TΔ1后，可关断第四辅助开关管Sa4和开通Sa3；延迟TΔ2后，到达t4时刻，断开主开关管S2；控制关断Sa4开通Sa3在关断S2之前发生；
其中t3时刻到t4时刻之间的时段T3-4由主回路脉宽调制控制；
T3-4＝TΔ1+TΔ2
如图8所示，在模式6情况下，t4-t5：t4时刻，断开主开关管S2，辅助二极管Da1自然导通，电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通；持续时间，t4时刻到t5时刻之间的时段，T4-5由检测Ca1电压电路控制，电压升高，超过给定参考电压，则持续时间加长，反之减少；上述构成的Ca1电压闭环负反馈环路，控制持续时间，实现电容Ca1上电压恒定；
t5时刻断开辅助开关Sa3，则回到模式1。
上面结合附图对本发明的实施例进行了描述，但是本发明并不局限于上述的具体实施方式，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，而不是限制性的，本领域的普通技术人员在本发明的启示下，在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，还可做出很多形式，这些均属于本发明的保护之内。

Claims (2)

1.一种等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，其特征在于，包括：主二极管D1、主开关管S2、滤波电感LTf、直流母线电容CB、输入电源VTf、辅助电容Ca1、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、辅助换流电感Lr；
其中，所述主开关管S2的漏极、主二极管D1的正极相连于P点，滤波电感LTf的一端与输入电源VTf的正极相连，另一端与P点相连；第二辅助二极管Da2的正极与第三辅助开关管Sa3的集电极相连于Q点，第二辅助二极管Da2的负极与第一辅助二极管Da1的正极相连于a点，第三辅助开关管Sa3的发射极与第四辅助开关管Sa4的集电极相连于b点；辅助换流电感Lr一端连接与P点，另一端连接于Q点；主二极管D1的负极和第一辅助二极管Da1的负极相连于直流母线电容CB的正极；主开关管S2的源极和第四辅助开关管Sa4的发射极相连于直流母线电容CB的负极和输入电源VTf的负极；辅助电容Ca1一端连在a点，另一端连在b点；
二极管D1选用SiC二极管，维持Ca1两端电压小于VDC/2；
其中，iTf为流经滤波电感LTf的瞬时电流，ITf为流经滤波电感LTf的一次换流过程中的平均电流；C1主回路二极管电等效并联电容，C2是主开关S2等效输出电容，二者的电容值都为Cm-oss；换流谐振电流Ir定义为：换流谐振电感Lr中通过的最大电流与滤波电感LTf中的电流ITf之差；
电路工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S2、Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
t0时刻，开通辅助开关Sa4，延迟TA1后，tB时刻开通S2；
S2保持开通，延TA2后，(t3+TΔ1)时刻关断Sa4，开通Sa3；
Sa4保持关断，Sa3保持开通，按照主回路PWM的控制，延迟TΔ2，t4时刻关断S2；
S2处于关断状态；电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通。
2.根据权利要求1所述的等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器，其特征在于：电路运行不同阶段的工作模式包括：
模式1，t<t0：电路处于稳定状态，S2、Sa3、Sa4处于关断状态；输入电源电流iTf通过D1续流；由于电阻分压，此时辅助电容Ca1上的电压为
模式2，t0-t1：t0时刻，开通辅助开关Sa4，换流电感电流iLr从零开始线性增加；tA时刻，iLr(t)的值达到ITf；t1时刻，换流电感电流iLr(t)大小与滤波电感LTf中的电流及由主二极管D1反向恢复对换流谐振电感Lr预充电流之和相等；
其中t0时刻到t1时刻之间的时段T0-1为：
模式3，t1-t2：t1时刻，P点电位开始下降，换流电感Lr与主回路二极管的等效并联电容C1和主开关S2等效输出电容C2发生谐振，对C1充电对C2放电；t2时刻，P点电位到达0；
换流电感电流的时域表达式为：
其中：
其中t1时刻到t2时刻之间的时段T1-2为：
模式4，t2-t3:t2时刻，主开关S2的体二极管导通；Lr中的电流开始线性减少，tB时刻，开通主回路开关S2，tC时刻，Lr中的电流线性减小到ITf；t3时刻，Lr中的电流线性减小到0；
S2的ZVS允许导通时间为t2时刻到tC时刻之间的时间段T2-C：
其中t2时刻到t3时刻之间的时段T2-3为：
模式5，t3-t4：t3时刻，辅助二极管Da2断开，延迟时间TΔ1后，可关断第四辅助开关管Sa4和开通Sa3；延迟TΔ2后，到达t4时刻，断开主开关管S2；控制关断Sa4开通Sa3在关断S2之前发生；
其中t3时刻到t4时刻之间的时段T3-4由主回路脉宽调制控制；
T3-4＝TΔ1+TΔ2
模式6，t4-t5：t4时刻，断开主开关管S2，辅助二极管Da1自然导通，电流在CB、VTf、LTf、Lr、Sa3、Ca1和Da1构成的回路中流通；持续时间，t4时刻到t5时刻之间的时段，T4-5由检测Ca1电压电路控制，电压升高，超过给定参考电压，则持续时间加长，反之减少；上述构成的Ca1电压闭环负反馈环路，控制持续时间，实现电容Ca1上电压恒定；
t5时刻断开辅助开关Sa3，则回到模式1。
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