CN111654196A - 一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器 - Google Patents

一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，可实现主回路开关的ZVS导通和辅助回路开关的ZCS导通。全控型开关替代传统整流二极管，主回路具有两种充能态。双路双向辅助开关兵乓工作。谐振电感电流换向交替，电荷平衡使得电容分压点在一个开关周期内保持恒压状态。有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。

Description

一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器
技术领域
本发明涉及电力电子变流技术领域，尤其涉及一种电容分压的改进无桥双 Boost功率因数校正整流器。
背景技术
通常采用功率因数校正(PFC)提高功率因数(PF)和降低总谐波失真。在众多的PFC电路中，Boost变换器因其结构简单、输入电流连续和特性统一性强得到广泛的应用。其中无桥Boost PFC通过减少工作回路上半导体器件的数量来降低导通损耗，达到提高效率的目的。但无桥PFC中的开关损耗问题突出，当提高开关频率时，电路中的开关损耗会随之增大，尤其是当电路工作在CCM时，续流二极管的反向恢复电流将会增大开关管的开通损耗。实现高开关频率操作，辅助换流软开关变换器拓扑结构和控制方案在优化参数的同时不影响原主回路工作模式，降低开关损耗不增加开关应力。
D.Divan在1989年提出第一个现代软开关变换器：主动箝位谐振型DC-Link 逆变器(AC-RDCL)。R.De Doncker在1990年提出了辅助谐振换向极变换器(ARCP)。在最初提出的ARCP逆变器中，，换流电流脉冲由一个DC-link直流母线电容、一个双向开关和一个谐振电感组成的辅助电路产生，即采用了电容分压。拓扑结构简单，效率、输出功率和功率密度等参数得到改善。
但是技术瓶颈始终在于，直流环节电容分压点的电荷不平衡，电压不稳定，低输出频率应用时尤其突出。需要复杂的检测和延时控制电路，根据分压点电压、负载电流控制换流电感换流前的储能。
电感分压的逆变器可使分压点电压保持稳定，控制简化。耦合电感分压类拓扑有串联分压型和并联分压型。典型的为一个谐振极含两个耦合电感的零电压转换(ZVT)逆变器。辅助电路采用铁芯饱和的变压器，并在零负载频率下工作。基于ZVT-2CI的各类逆变器，峰值效率高达99％。相对于电容分压逆变器，电感分压逆变器对偶的问题是励磁电流单向复位。变压器铁芯一个开关周期内无法复位，选用的变压器磁芯体积大，且需要两套辅助回路实现双向电流输出下的主开关辅助换流工作；而且辅助换流二极管无钳位措施，过充振铃引起电压应力高及EMI。
发明内容
为解决现有技术的缺点和不足，提供一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，实现了主开关零电压开通和辅助开关的零电流开通，有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。
为实现本发明目的而提供的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，包括有第一主开关管(S1)、第二主开关管(S2)、第三主开关管(S3)、第四主开关管(S4)、滤波电感(Tf1)、滤波电感(Tf2)、交流电源(VAC)、直流电源(VDC)、第一辅助电容Ca1、第二辅助电容Ca2、第一辅助开关管Qa1、第二辅助开关管Qa2、第三辅助开关管Qa3、第四辅助开关管Qa4、辅助换流电感LAUX，所述第一主开关管(S1)的源极、第二主开关管(S2)的漏极相连于P点，构成主开关左桥臂；第三主开关管(S3)的源极、第四主开关管(S4)的漏极相连于 Q点，构成主开关右桥臂；滤波电感(Tf1)的一端与交流电源(VAC)的L端相连，另一端与P点相连；滤波电感(Tf2)的一端与交流电源(VAC)的N端相连，另一端与Q点相连；第一主开关管(S1)的漏极，第三主开关管(S3)的漏极，第一辅助电容Ca1一端，与直流电源(VDC)正极相连；第二主开关管(S2)的源极，第四主开关管(S4)的源极，第二辅助电容Ca2一端，与直流电源(VDC)的负极相连；第一辅助开关管Qa1的集电极与P点相连，第一辅助开关管Qa1的发射极与第二辅助开关管Qa2的发射极相连，第二辅助开关管Qa2的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第三辅助开关管Qa3的集电极与Q点相连，第三辅助开关管Qa3的发射极与第四辅助开关管Qa4的发射极相连，第四辅助开关管Qa4的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第一辅助电容Ca1另一端，第二辅助电容Ca2另一端，辅助换流电感LAUX另一端，相连于O2点。
作为上述方案的进一步改进，当交流电源VACL极正N极负时，工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
t0时刻，开通Qa1；Qa1保持开通，延迟DA1后，关断S1；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000031
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000032
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000033
电路再一次处于稳定状态；S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
按照主回路SPWM的控制的时刻，开通Qa4；Qa4保持开通，延迟DA1后，关断S4；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000034
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000041
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000042
在以上给出所有延迟(DA1～DA3)的表达式中，涉及到的元件参数分为两部分，输入量和被约束量：
输入量有：输入DC电压(VDC)；辅助电压(VAUX)；开关频率(fsw)；主开关 (S1-S4)；辅助开关(Qa1-Qa2)；IGBT开关管导通压降Vce；IGBT开关管反并联二极管导通压降VDF；滤波电感(LTf)；滤波电感电流峰值ITf-peak；谐振回路电阻R；S3栅极可导通的时段(ZVS时段)TmZVS；换流谐振电流Ir；
被约束量有：换流辅助电感LAUX；由通过其的最大电流与滤波电感电流之差 Ir、主开关可零电压开通的时段(ZVS时段)TmZVS决定、损耗达到最小决定；约束方程为：
Figure RE-RE-GDA0002605936870000044
作为上述方案的进一步改进，本发明的一个开关周期，包括一个释能过程 (A，B)，一个充能过程(Ⅰ，Ⅱ)，对于一个交流电压周期，称L正N负的半周期为正半周期；称L负N正的半周期为负半周期；左辅助回路为由Sa1～Sa4和 T1,T3,Lm1,Lr1,DN1,DN2构成的电路；右辅助回路为由Sa5～Sa8和T2,T4,Lm2,Lr2,DN3,DN4构成的电路；本发明的交流电源VAC的L极正N极负为正半周期，L极负N极正为负半周期；称除正负(负正)半周期转换过程的其他工作时段为正常工作时段。
作为上述方案的进一步改进，本发明的控制策略为：主回路的两种充能态交替出现：即在交流电源正半周期内，开关周期体现为A→Ι，A→ΙΙ，A→Ι， A→ΙΙ……，在交流电源负半周期内，开关周期体现为B→Ι，B→ΙΙ，B→Ι，B→ΙΙ……；
在所述交流电源正半周期内，释能态A到充能态Ⅰ的实现过程(A→Ι)，主开关S2需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流入电容分压节点；释能态A到充能态Ⅱ的实现过程(A→ΙΙ)，主开关S3需辅助换流，右辅助换流支路(Qa3-Qa4-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；交流电源负半周期内，释能态B 到充能态Ⅰ的实现过程(B→Ι)，主开关S4需辅助换流，右辅助换流支路 (Qa3-Qa4-LAUX)工作，电荷流入电容分压节点；释能态B到充能态Ⅱ的实现过程 (B→ΙΙ)，主开关S1需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；正常工作时段内，始终保持着充能态Ⅰ和Ⅱ交替出现的规律，辅助电感LAUX中流入和流出的电流交替，实现电容分压点的电荷平衡和电压稳定；
正负(负正)半周期转换过程中，电压由正变负(或由负变正)，为实现电容分压点处的电荷平衡，PWM控制在每个半周期内，安排偶数个开关周期，正负(负正)半周期过渡时刻前，处于充能过程中；紧邻的下一个开关周期，打破规律，充能过程持续了整个开关周期，淹没一个释能过程；过渡时刻前后都是充能态，主回路开关没有发生切换，无需辅助回路动作；整个工频周期内，辅助换流电感电流交替，电容分压点处始终电荷平衡；
在50HZ工频的交流电源，100KHZ的开关频率条件下，一个交流电源半周期内有1K以上个开关周期，出现了一次整开关周期的储能态Ι+或ΙΙ+，被淹没的释能过程持续时间占整个开关周期的比例小于千分之一，对滤波电感电流的影响可以忽略。
作为上述方案的进一步改进，各个阶段的工作模式进行具体分析为：
A-Ⅰ模式1(t<t0)：初始续流阶段(t<t0)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅰ模式2(t0-t1)：t0时刻，辅助开关IGBTQa1导通，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000061
从零开始线性增加；tA时刻，
Figure RE-RE-GDA0002605936870000062
的值达到iTf；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000063
Figure RE-RE-GDA0002605936870000064
Figure RE-RE-GDA0002605936870000065
Figure RE-RE-GDA0002605936870000066
A-Ⅰ模式3(t1-t2)：t1时刻，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000067
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-RE-GDA0002605936870000068
相等，关断S1；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；P点电位下降直至0；Ir考虑S3ZVS导通时间的需求及
Figure RE-RE-GDA0002605936870000069
测量误差，在后续工作过程中确定；
Figure RE-RE-GDA00026059368700000610
Figure RE-RE-GDA00026059368700000611
Figure RE-RE-GDA00026059368700000612
Figure RE-RE-GDA00026059368700000613
Figure RE-RE-GDA00026059368700000614
A-Ⅰ模式4(t2-t3):t2时刻，P点电位到达0，主开关S2的体二极管导通；
S2的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-RE-GDA00026059368700000615
A-Ⅰ模式5(t3-t4):t3时刻，开通主回路开关S2，LAUX中的电流开始线性减少
Figure RE-RE-GDA0002605936870000071
Figure RE-RE-GDA0002605936870000072
A-Ⅰ模式6(t4-t5):t4时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
Ⅰ-A：充能态Ⅰ持续时间由SPWM控制，t5时刻，关断S2，，t6时刻，S1自然导通，主回路自然ZVT换流到A状态；
A-Ⅱ模式1：初始续流阶段(t<t7)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅱ模式2(t7-t8)：t7时刻，辅助开关IGBTQa4导通，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000073
从零开始线性增加，t7-8＝t0-1；
A-Ⅱ模式3(t8-t9)：t6时刻，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000074
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-RE-GDA0002605936870000075
相等，关断S4；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；Q点电位上升直至VDC；Ir考虑S3ZVS 导通时间的需求及
Figure RE-RE-GDA0002605936870000076
测量误差，在后续工作过程中确定；t8-9＝t1-2
A-Ⅱ模式4(t9-t10):t9时刻，Q点电位到达VDC，主开关S3的体二极管导通；
S3的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-RE-GDA0002605936870000077
A-Ⅱ模式5(t10-t11):t10时刻，开通主回路开关S3，LAUX中的电流开始线性减少；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000078
A-Ⅱ模式6(t11-):t11时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
主回路处于充能态Ⅱ,辅助回路回到所述工作过程的初始状态；
前述十二个模态，描述了VAC交流电源L极正N极负的半周期内，主回路实现释能态切换到充能态Ⅰ和释能态切换到充能态Ⅱ的实现过程；其中动作的是上辅助支路，下辅助支路；在VAC交流电源L极负N极正的另一个半周期内，工作机制是B下换流续流(B→Ι)，B上换流续流(B→ΙΙ)如上述工作，仅电流方向相反。
本发明的有益效果是：
与现有技术相比，提出一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，可实现主回路开关的ZVS导通和辅助回路开关的ZCS导通。全控型开关替代传统整流二极管，主回路具有两种充能态。双路双向辅助开关兵乓工作。谐振电感电流换向交替，电荷平衡使得电容分压点在一个开关周期内保持恒压状态。有效提高效率和功率密度，降低成本和EMI。
附图说明
以下结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明，其中：
图1是本发明一种辅助回路续流电流最小化的改进无桥双Boost功率因数校正整流器的电路；
图2为本发明一个交流电压周期运行状态切换时序图；
图3为本发明两种充能态示意图，其中，图3(a)为充能态Ⅰ示意图；图3(b) 为充能态Ⅱ示意图；
图4本发明交流电源L正N负时的释能态A和交流电源L负N正时的释能态B，其中，图4(a)为L正N负的释能态A；图4(b)为L负N正的释能态B；
图5为本发明电路在交流电源L正N负时，一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和支路电流的波形图；
图6为本发明交流电源L正N负时，释能态A回到充能态Ⅱ的工作过程；
图7为本发明中，一个PWM开关周期相平面分析图。
具体实施方式
如图1-图7所示，本发明提供的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4、滤波电感Tf1、滤波电感Tf2、交流电源VAC、直流电源VDC、第一辅助电容Ca1、第二辅助电容Ca2、第一辅助开关管Qa1、第二辅助开关管Qa2、第三辅助开关管Qa3、第四辅助开关管Qa4、辅助换流电感LAUX，第一主开关管 S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于P点，构成主开关左桥臂；第三主开关管S3的源极、第四主开关管S4的漏极相连于Q点，构成主开关右桥臂；滤波电感Tf1的一端与交流电源VAC的L端相连，另一端与P点相连；滤波电感Tf2的一端与交流电源VAC的N端相连，另一端与Q点相连；第一主开关管S1的漏极，第三主开关管S3的漏极，第一辅助电容Ca1一端，与直流电源VDC正极相连；第二主开关管S2的源极，第四主开关管S4的源极，第二辅助电容Ca2一端，与直流电源VDC的负极相连；第一辅助开关管Qa1的集电极与P点相连，第一辅助开关管Qa1的发射极与第二辅助开关管Qa2的发射极相连，第二辅助开关管Qa2的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第三辅助开关管Qa3的集电极与Q点相连，第三辅助开关管Qa3的发射极与第四辅助开关管Qa4的发射极相连，第四辅助开关管Qa4的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第一辅助电容Ca1另一端，第二辅助电容Ca2另一端，辅助换流电感LAUX另一端，相连于O2点。
进一步改进，当交流电源VACL极正N极负时，工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
t0时刻，开通Qa1；Qa1保持开通，延迟DA1后，关断S1；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000101
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000102
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000103
电路再一次处于稳定状态；S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
按照主回路SPWM的控制的时刻，开通Qa4；Qa4保持开通，延迟DA1后，关断S4；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000104
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000105
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-RE-GDA0002605936870000106
在以上给出所有延迟(DA1～DA3)的表达式中，涉及到的元件参数分为两部分，输入量和被约束量：
输入量有：输入DC电压(VDC)；辅助电压(VAUX)；开关频率(fsw)；主开关 (S1-S4)；辅助开关(Qa1-Qa2)；IGBT开关管导通压降Vce；IGBT开关管反并联二极管导通压降VDF；滤波电感(LTf)；滤波电感电流峰值ITf-peak；谐振回路电阻R；S3栅极可导通的时段(ZVS时段)TmZVS；换流谐振电流Ir；
被约束量有：换流辅助电感LAUX；由通过其的最大电流与滤波电感电流之差 Ir、主开关可零电压开通的时段(ZVS时段)TmZVS决定、损耗达到最小决定；约束方程为：
Figure RE-RE-GDA0002605936870000111
进一步改进，本发明的一个开关周期，包括一个释能过程(A，B)，一个充能过程(Ⅰ，Ⅱ)，对于一个交流电压周期，称L正N负的半周期为正半周期；称L负N正的半周期为负半周期；左辅助回路为由Sa1～Sa4和T1,T3,Lm1,Lr1,DN1,DN2构成的电路；右辅助回路为由Sa5～Sa8和T2,T4,Lm2,Lr2,DN3,DN4构成的电路；本发明的交流电源VAC的L极正N极负为正半周期，L极负N极正为负半周期；称除正负 (负正)半周期转换过程的其他工作时段为正常工作时段。
进一步改进，本发明的控制策略为：主回路的两种充能态交替出现：即在交流电源正半周期内，开关周期体现为A→Ι，A→ΙΙ，A→Ι，A→ΙΙ……，在交流电源负半周期内，开关周期体现为B→Ι，B→ΙΙ，B→Ι，B→ΙΙ……；
在交流电源正半周期内，释能态A到充能态Ⅰ的实现过程(A→I)，主开关 S2需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流入电容分压节点；释能态A到充能态Ⅱ的实现过程(A→ΙI)，主开关S3需辅助换流，右辅助换流支路(Qa3-Qa4-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；交流电源负半周期内，释能态B到充能态Ⅰ的实现过程(B→I)，主开关S4需辅助换流，右辅助换流支路(Qa3-Qa4-LAUX) 工作，电荷流入电容分压节点；释能态B到充能态Ⅱ的实现过程(B→II)，主开关S1需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；正常工作时段内，始终保持着充能态Ⅰ和Ⅱ交替出现的规律，辅助电感LAUX中流入和流出的电流交替，实现电容分压点的电荷平衡和电压稳定；
正负(负正)半周期转换过程中，电压由正变负(或由负变正)，为实现电容分压点处的电荷平衡，PWM控制在每个半周期内，安排偶数个开关周期，正负(负正)半周期过渡时刻前，处于充能过程中；紧邻的下一个开关周期，打破规律，充能过程持续了整个开关周期，淹没一个释能过程；过渡时刻前后都是充能态，主回路开关没有发生切换，无需辅助回路动作；整个工频周期内，辅助换流电感电流交替，电容分压点处始终电荷平衡；
在50HZ工频的交流电源，100KHZ的开关频率条件下，一个交流电源半周期内有1K以上个开关周期，出现了一次整开关周期的储能态I+或II+，被淹没的释能过程持续时间占整个开关周期的比例小于千分之一，对滤波电感电流的影响可以忽略。
主回路的充能态有两种情况，充能态Ⅰ如图3(a)所示，充能态Ⅱ如图3(b) 所示。
一个开关周期内各阶段具体流程和间隔时间为：
对交流电源正半周期内的工作过程进行分析。给出A→I，A→II开关周期的工作过程。图5给出了各个开关管驱动脉冲信号时序、主要结点电压和支路的电流波形。图6给出具体各个模态的电路图。交流电源负半周期内，B→I，B→II 的工作过程，电流方向相反，开关动作和工作时间和上下辅助支路的选择对应相同。
进一步改进，各个阶段的工作模式进行具体分析为：
A-Ⅰ模式1(t<t0)：初始续流阶段(t<t0)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅰ模式2(t0-t1)：t0时刻，辅助开关IGBTQa1导通，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000121
从零开始线性增加；tA时刻，
Figure RE-RE-GDA0002605936870000131
的值达到iTf；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000132
Figure RE-RE-GDA0002605936870000133
Figure RE-RE-GDA0002605936870000134
Figure RE-RE-GDA0002605936870000135
A-Ⅰ模式3(t1-t2)：t1时刻，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000136
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-RE-GDA0002605936870000137
相等，关断S1；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；P点电位下降直至0；Ir考虑S3ZVS导通时间的需求及
Figure RE-RE-GDA0002605936870000138
测量误差，在后续工作过程中确定；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000139
Figure RE-RE-GDA00026059368700001310
Figure RE-RE-GDA00026059368700001311
Figure RE-RE-GDA00026059368700001312
Figure RE-RE-GDA00026059368700001313
A-Ⅰ模式4(t2-t3):t2时刻，P点电位到达0，主开关S2的体二极管导通；
S2的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-RE-GDA00026059368700001314
A-Ⅰ模式5(t3-t4):t3时刻，开通主回路开关S2，LAUX中的电流开始线性减少
Figure RE-RE-GDA00026059368700001315
Figure RE-RE-GDA0002605936870000141
A-Ⅰ模式6(t4-t5):t4时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
Ⅰ-A：充能态Ⅰ持续时间由SPWM控制，t5时刻，关断S2，，t6时刻，S1自然导通，主回路自然ZVT换流到A状态；
A-Ⅱ模式1：初始续流阶段(t<t7)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅱ模式2(t7-t8)：t7时刻，辅助开关IGBTQa4导通，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000142
从零开始线性增加，t7-8＝t0-1；
A-Ⅱ模式3(t8-t9)：t6时刻，换流电感电流
Figure RE-RE-GDA0002605936870000143
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-RE-GDA0002605936870000144
相等，关断S4；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；Q点电位上升直至VDC；Ir考虑S3ZVS 导通时间的需求及
Figure RE-RE-GDA0002605936870000145
测量误差，在后续工作过程中确定；t8-9＝t1-2
A-Ⅱ模式4(t9-t10):t9时刻，Q点电位到达VDC，主开关S3的体二极管导通；
S3的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-RE-GDA0002605936870000146
A-Ⅱ模式5(t10-t11):t10时刻，开通主回路开关S3，LAUX中的电流开始线性减少；
Figure RE-RE-GDA0002605936870000147
A-Ⅱ模式6(t11-):t11时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
主回路处于充能态Ⅱ,辅助回路回到工作过程的初始状态；
前述十二个模态，描述了VAC交流电源L极正N极负的半周期内，主回路实现释能态切换到充能态Ⅰ和释能态切换到充能态Ⅱ的实现过程；其中动作的是上辅助支路，下辅助支路；在VAC交流电源L极负N极正的另一个半周期内，工作机制是B下换流续流(B→I)，B上换流续流(B→II)如上述工作，仅电流方向相反。
具体元件及参数如表1所，涵盖全部输入量：
Figure RE-RE-GDA0002605936870000151
可得到被约束量：
换流辅助电感LAUX＝4.2μH
实际工作过程
VAC交流电源L极正N极负时，工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态。
t0时刻，开通Qa1；
Qa1保持开通，延迟DA1后，关断S1；
DA1＝408nS \*公式(21)
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
DA2＝234nS \*公式(22)
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
DA3＝(21ITf+93.9)nS \*公式(23)
电路再一次处于稳定状态。S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、 Qa4处于关断状态。
按照主回路SPWM的控制的时刻，开通Qa4；
Qa4保持开通，延迟DA1后，关断S4；
DA1＝408nS \*公式(24)
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
DA2＝234nS \*公式(25)
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
DA3＝(21ITf+93.9)nS \*公式(26)
至此完成VAC交流电源L极正N极负的半周期内，主回路实现释能态切换到充能态Ⅰ和释能态切换到充能态Ⅱ的实现过程。
以上实施例不局限于该实施例自身的技术方案，实施例之间可以相互结合成新的实施例。以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而并非对其进行限制，凡未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换，其均应涵盖在本发明技术方案的范围内。

Claims (5)

1.一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，其特征在于：包括有第一主开关管(S1)、第二主开关管(S2)、第三主开关管(S3)、第四主开关管(S4)、滤波电感(Tf1)、滤波电感(Tf2)、交流电源(VAC)、直流电源(VDC)、第一辅助电容Ca1、第二辅助电容Ca2、第一辅助开关管Qa1、第二辅助开关管Qa2、第三辅助开关管Qa3、第四辅助开关管Qa4、辅助换流电感LAUX，所述第一主开关管(S1)的源极、第二主开关管(S2)的漏极相连于P点，构成主开关左桥臂；第三主开关管(S3)的源极、第四主开关管(S4)的漏极相连于Q点，构成主开关右桥臂；滤波电感(Tf1)的一端与交流电源(VAC)的L端相连，另一端与P点相连；滤波电感(Tf2)的一端与交流电源(VAC)的N端相连，另一端与Q点相连；第一主开关管(S1)的漏极，第三主开关管(S3)的漏极，第一辅助电容Ca1一端，与直流电源(VDC)正极相连；第二主开关管(S2)的源极，第四主开关管(S4)的源极，第二辅助电容Ca2一端，与直流电源(VDC)的负极相连；第一辅助开关管Qa1的集电极与P点相连，第一辅助开关管Qa1的发射极与第二辅助开关管Qa2的发射极相连，第二辅助开关管Qa2的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第三辅助开关管Qa3的集电极与Q点相连，第三辅助开关管Qa3的发射极与第四辅助开关管Qa4的发射极相连，第四辅助开关管Qa4的集电极与辅助换流电感LAUX一端O1相连；第一辅助电容Ca1另一端，第二辅助电容Ca2另一端，辅助换流电感LAUX另一端，相连于O2点。
2.根据权利要求1所述的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，其特征在于：当交流电源VACL极正N极负时，工作流程及切换时间间隔为：
电路处于稳定状态，S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
t0时刻，开通Qa1；Qa1保持开通，延迟DA1后，关断S1；
Figure RE-FDA0002605936860000021
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-FDA0002605936860000022
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-FDA0002605936860000023
电路再一次处于稳定状态；S1、S4处于导通状态，S2、S3、Qa1、Qa2、Qa3、Qa4处于关断状态；
按照主回路SPWM的控制的时刻，开通Qa4；Qa4保持开通，延迟DA1后，关断S4；
Figure RE-FDA0002605936860000024
S1保持关断，延迟DA2后，开通S2
Figure RE-FDA0002605936860000025
S2保持开通，至少延迟DA3后，按照主回路SPWM的控制，关断S2
Figure RE-FDA0002605936860000026
在以上给出所有延迟(DA1～DA3)的表达式中，涉及到的元件参数分为两部分，输入量和被约束量：
输入量有：输入DC电压(VDC)；辅助电压(VAUX)；开关频率(fsw)；主开关(S1-S4)；辅助开关(Qa1-Qa2)；IGBT开关管导通压降Vce；IGBT开关管反并联二极管导通压降VDF；滤波电感(LTf)；滤波电感电流峰值ITf-peak；谐振回路电阻R；S3栅极可导通的时段(ZVS时段)TmZVS；换流谐振电流Ir；
被约束量有：换流辅助电感LAUX；由通过其的最大电流与滤波电感电流之差Ir、主开关可零电压开通的时段(ZVS时段)TmZVS决定、损耗达到最小决定；约束方程为：
Figure RE-FDA0002605936860000031
3.根据权利要求1所述的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，其特征在于：本发明的一个开关周期，包括一个释能过程(A，B)，一个充能过程(Ⅰ，Ⅱ)，对于一个交流电压周期，称L正N负的半周期为正半周期；称L负N正的半周期为负半周期；左辅助回路为由Sa1～Sa4和T1,T3,Lm1,Lr1,DN1,DN2构成的电路；右辅助回路为由Sa5～Sa8和T2,T4,Lm2,Lr2,DN3,DN4构成的电路；本发明的交流电源VAC的L极正N极负为正半周期，L极负N极正为负半周期；称除正负(负正)半周期转换过程的其他工作时段为正常工作时段。
4.根据权利要求3所述的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，其特征在于：本发明的控制策略为：主回路的两种充能态交替出现：即在交流电源正半周期内，开关周期体现为A→Ι，A→ΙΙ，A→Ι，A→ΙΙ……，在交流电源负半周期内，开关周期体现为B→Ι，B→ΙΙ，B→Ι，B→ΙΙ……；
在所述交流电源正半周期内，释能态A到充能态Ⅰ的实现过程(A→Ι)，主开关S2需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流入电容分压节点；释能态A到充能态Ⅱ的实现过程(A→ΙΙ)，主开关S3需辅助换流，右辅助换流支路(Qa3-Qa4-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；交流电源负半周期内，释能态B到充能态Ⅰ的实现过程(B→Ι)，主开关S4需辅助换流，右辅助换流支路(Qa3-Qa4-LAUX) 工作，电荷流入电容分压节点；释能态B到充能态Ⅱ的实现过程(B→ΙΙ)，主开关S1需辅助换流，左辅助换流支路(Qa1-Qa2-LAUX)工作，电荷流出电容分压节点；正常工作时段内，始终保持着充能态Ⅰ和Ⅱ交替出现的规律，辅助电感LAUX中流入和流出的电流交替，实现电容分压点的电荷平衡和电压稳定；
正负(负正)半周期转换过程中，电压由正变负(或由负变正)，为实现电容分压点处的电荷平衡，PWM控制在每个半周期内，安排偶数个开关周期，正负(负正)半周期过渡时刻前，处于充能过程中；紧邻的下一个开关周期，打破规律，充能过程持续了整个开关周期，淹没一个释能过程；过渡时刻前后都是充能态，主回路开关没有发生切换，无需辅助回路动作；整个工频周期内，辅助换流电感电流交替，电容分压点处始终电荷平衡；
在50HZ工频的交流电源，100KHZ的开关频率条件下，一个交流电源半周期内有1K以上个开关周期，出现了一次整开关周期的储能态Ι+或ΙΙ+，被淹没的释能过程持续时间占整个开关周期的比例小于千分之一，对滤波电感电流的影响可以忽略。
5.根据权利要求4所述的一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器，其特征在于：各个阶段的工作模式进行具体分析为：
A-Ⅰ模式1(t<t0)：初始续流阶段(t<t0)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅰ模式2(t0-t1)：t0时刻，辅助开关IGBTQa1导通，换流电感电流
Figure RE-FDA0002605936860000041
从零开始线性增加；tA时刻，
Figure RE-FDA0002605936860000042
的值达到iTf；
Figure RE-FDA0002605936860000043
Figure RE-FDA0002605936860000044
Figure RE-FDA0002605936860000051
Figure RE-FDA0002605936860000052
A-Ⅰ模式3(t1-t2)：t1时刻，换流电感电流
Figure RE-FDA0002605936860000053
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-FDA0002605936860000054
相等，关断S1；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；P点电位下降直至0；Ir考虑S3ZVS导通时间的需求及
Figure RE-FDA0002605936860000055
测量误差，在后续工作过程中确定；
Figure RE-FDA0002605936860000056
Figure RE-FDA0002605936860000057
Figure RE-FDA0002605936860000058
Figure RE-FDA0002605936860000059
Figure RE-FDA00026059368600000510
A-Ⅰ模式4(t2-t3):t2时刻，P点电位到达0，主开关S2的体二极管导通；
S2的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-FDA00026059368600000511
A-Ⅰ模式5(t3-t4):t3时刻，开通主回路开关S2，LAUX中的电流开始线性减少
Figure RE-FDA00026059368600000512
Figure RE-FDA00026059368600000513
A-Ⅰ模式6(t4-t5):t4时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
Ⅰ-A：充能态Ⅰ持续时间由SPWM控制，t5时刻，关断S2，，t6时刻，S1自然导通，主回路自然ZVT换流到A状态；
A-Ⅱ模式1：初始续流阶段(t<t7)：电路处于稳定状态，主开关管S1和S4导通；交流电源电流iTf通过S4续流；
A-Ⅱ模式2(t7-t8)：t7时刻，辅助开关IGBTQa4导通，换流电感电流
Figure RE-FDA0002605936860000061
从零开始线性增加，t7-8＝t0-1；
A-Ⅱ模式3(t8-t9)：t6时刻，换流电感电流
Figure RE-FDA0002605936860000062
大小与滤波电感LTf中的电流及预充电流之和
Figure RE-FDA0002605936860000063
相等，关断S4；换流电感LAUX与主回路开关等效输出电容C3和C4发生谐振，对C4充电对C3放电；Q点电位上升直至VDC；Ir考虑S3ZVS导通时间的需求及
Figure RE-FDA0002605936860000064
测量误差，在后续工作过程中确定；t8-9＝t1-2
A-Ⅱ模式4(t9-t10):t9时刻，Q点电位到达VDC，主开关S3的体二极管导通；
S3的ZVS允许导通时间为：
Figure RE-FDA0002605936860000065
A-Ⅱ模式5(t10-t11):t10时刻，开通主回路开关S3，LAUX中的电流开始线性减少；
Figure RE-FDA0002605936860000066
A-Ⅱ模式6(t11-):t11时刻，LAUX中的电流线性减小到0；
主回路处于充能态Ⅱ,辅助回路回到所述工作过程的初始状态；
前述十二个模态，描述了VAC交流电源L极正N极负的半周期内，主回路实现释能态切换到充能态Ⅰ和释能态切换到充能态Ⅱ的实现过程；其中动作的是上辅助支路，下辅助支路；在VAC交流电源L极负N极正的另一个半周期内，工作机制是B下换流续流(B→Ι)，B上换流续流(B→ΙΙ)如上述工作，仅电流方向相反。
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Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112398330A (zh) * 2020-12-25 2021-02-23 重庆宏一电气有限公司 一种无桥pfc变换器及其控制方法
CN113206601A (zh) * 2021-04-12 2021-08-03 三峡大学 基于单相ii型三电平伪图腾柱的直流充电器
CN113991998A (zh) * 2021-09-28 2022-01-28 山西大学 一种等效电容分压辅助换流的Boost变换器
CN114070039A (zh) * 2021-09-28 2022-02-18 山西大学 等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器
CN114157137A (zh) * 2021-10-07 2022-03-08 山西大学 一种内外环协作辅助换流的等效电容分压软开关逆变器
WO2024013007A1 (de) * 2022-07-11 2024-01-18 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101083398A (zh) * 2006-06-02 2007-12-05 台达电子工业股份有限公司 功率因子校正转换器
US20090230929A1 (en) * 2008-03-11 2009-09-17 Delta Electronics, Inc. Bridgeless pfc circuit for crm and controlling method thereof
US20090303762A1 (en) * 2008-06-05 2009-12-10 Delta Electronics, Inc. Power factor correction rectifier that operates efficiently over a range of input voltage conditions
CN101728964A (zh) * 2010-01-12 2010-06-09 浙江大学 单电感三电平无桥功率因数校正变换器
US20120008351A1 (en) * 2010-07-08 2012-01-12 Fujitsu Limited Voltage-dividing power factor correction circuit, voltage-dividing power factor correction apparatus and voltage-dividing power factor correction method
CN104283413A (zh) * 2013-07-01 2015-01-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路的控制方法及装置
CN105337516A (zh) * 2015-11-01 2016-02-17 华南理工大学 一种高效率双Boost无桥PFC变换器
CN108400705A (zh) * 2017-02-04 2018-08-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101083398A (zh) * 2006-06-02 2007-12-05 台达电子工业股份有限公司 功率因子校正转换器
US20090230929A1 (en) * 2008-03-11 2009-09-17 Delta Electronics, Inc. Bridgeless pfc circuit for crm and controlling method thereof
US20090303762A1 (en) * 2008-06-05 2009-12-10 Delta Electronics, Inc. Power factor correction rectifier that operates efficiently over a range of input voltage conditions
CN101728964A (zh) * 2010-01-12 2010-06-09 浙江大学 单电感三电平无桥功率因数校正变换器
US20120008351A1 (en) * 2010-07-08 2012-01-12 Fujitsu Limited Voltage-dividing power factor correction circuit, voltage-dividing power factor correction apparatus and voltage-dividing power factor correction method
CN104283413A (zh) * 2013-07-01 2015-01-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路的控制方法及装置
CN105337516A (zh) * 2015-11-01 2016-02-17 华南理工大学 一种高效率双Boost无桥PFC变换器
CN108400705A (zh) * 2017-02-04 2018-08-14 中兴通讯股份有限公司 一种无桥pfc电路

Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112398330A (zh) * 2020-12-25 2021-02-23 重庆宏一电气有限公司 一种无桥pfc变换器及其控制方法
CN112398330B (zh) * 2020-12-25 2021-10-15 重庆宏一电气有限公司 一种无桥pfc变换器及其控制方法
CN113206601A (zh) * 2021-04-12 2021-08-03 三峡大学 基于单相ii型三电平伪图腾柱的直流充电器
CN113991998A (zh) * 2021-09-28 2022-01-28 山西大学 一种等效电容分压辅助换流的Boost变换器
CN114070039A (zh) * 2021-09-28 2022-02-18 山西大学 等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器
CN113991998B (zh) * 2021-09-28 2023-07-18 山西大学 一种等效电容分压辅助换流的Boost变换器
CN114070039B (zh) * 2021-09-28 2023-11-14 山西大学 等效电容分压辅助换流的无反向恢复二极管升压变换器
CN114157137A (zh) * 2021-10-07 2022-03-08 山西大学 一种内外环协作辅助换流的等效电容分压软开关逆变器
CN114157137B (zh) * 2021-10-07 2023-07-18 山西大学 一种内外环协作辅助换流的等效电容分压软开关逆变器
WO2024013007A1 (de) * 2022-07-11 2024-01-18 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb

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