WO2024013007A1 - Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb - Google Patents

Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb Download PDF

Info

Publication number
WO2024013007A1
WO2024013007A1 PCT/EP2023/068824 EP2023068824W WO2024013007A1 WO 2024013007 A1 WO2024013007 A1 WO 2024013007A1 EP 2023068824 W EP2023068824 W EP 2023068824W WO 2024013007 A1 WO2024013007 A1 WO 2024013007A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
switching
phases
relief
phase
input
Prior art date
Application number
PCT/EP2023/068824
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Adrian AMLER
Yan Zhou
Original Assignee
Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg filed Critical Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg
Publication of WO2024013007A1 publication Critical patent/WO2024013007A1/de

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4811—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode having auxiliary actively switched resonant commutation circuits connected to intermediate DC voltage or between two push-pull branches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the invention relates to a method for controlling a multi-phase two-point inverter, for example a three-phase two-point inverter.
  • the invention also relates to a switching arrangement for a multi-phase two-point inverter and a two-point inverter with such a switching arrangement.
  • Two-point inverters are used in power electronics to convert a direct voltage into an alternating voltage. They are used, for example, in vehicle drive converters or PV inverters.
  • the power switches of the inverters convert the applied direct voltage into a clocked voltage through suitable control in order to simulate an alternating voltage, whereby the switching period usually differs from the period duration of the fundamental wave of the output voltage.
  • the circuit breakers must therefore switch under voltage and current loads, which leads to switching losses.
  • relief networks or auxiliary circuits are used, which enable soft switching, for example zero voltage switching (ZVS).
  • ZVS zero voltage switching
  • the so-called Auxiliary Resonant Commutated Pole (ARCP) circuit as described for example in EP 500 818 B1, has proven successful.
  • This relief network only requires one bidirectional switch and one inductor per output phase. When the bidirectional switch is closed, a relief current can build up in the coil, which counteracts the load current and thus causes low-loss recharging of the circuit breakers to be switched during the phase switching process.
  • the disadvantage of this is that one inductance is required for each phase, which leads to increased weight and volume of the correspondingly connected inverters.
  • This object is achieved by a method for controlling a two-point inverter with at least two phases according to claim 1, a switching arrangement for a two-point inverter with at least two phases according to claim 13 and a multi-phase two-point inverter according to claim 17.
  • the method according to the invention is used to control a two-point inverter with at least two phases, which has a switching arrangement with input connections for an input direct voltage, an output connection per phase and a bridge circuit with a half bridge per phase, the half bridges each having power switches, via which the respective output connection is connected to the input connections.
  • the multi-phase two-point inverter to be controlled also has a relief network with a bidirectional relief switch per phase and an inductance for the at least two phases, the inductance, in particular one of the two connection points of the inductance, being connected via the respective bidirectional relief switch to the at least two output connections - sen is connected.
  • Several switching periods are carried out to generate an alternating current at the output connections, with the potential of the input direct voltage present at the output connections of the at least two phases being reversed by switching the respective power switches.
  • the unloading switches are activated to reduce switching losses when switching the respective circuit breakers, thereby preventing the unloading switches of different phases from being activated at the same time while the output connections of the respective phases are at a different potential of the input.
  • DC input voltage in particular while the output connections of the respective phases are connected to a different potential of the input DC voltage, in particular are actively connected.
  • the essence of the method is that a single inductor of the relief network is connected to multiple output terminals via the respective relief switches.
  • the relief network When the relief network is activated, several phases can be linked, which can cause short circuits and damage to the two-point inverter and the devices connected to it. Couplings that lead to short circuits are also referred to here and below as collisions.
  • collisions Couplings that lead to short circuits are also referred to here and below as collisions.
  • it was recognized that safe and collision-free operation of the circuit breakers despite the single inductance for different phases is guaranteed by controlling the two-point inverter, thereby preventing the relief switches of different phases from being active at the same time when the respective output connections lie at a different potential.
  • the two-point inverter enables the switching processes in the two-point inverter to be relieved, with only one inductance for several phases, in particular exactly one inductance for at least three phases, preferably for all phases of the two-point inverter, being present.
  • the multiple phases relieved via an inductance can in particular be clocked independently of one another.
  • the method enables the realization of two-point inverters with a simply designed relief network in which the number of passive components, in particular the number of inductors, is reduced. This allows the weight and volume of the two-point inverters to be significantly reduced. In addition, the component costs of the two-point inverter are reduced.
  • the two-point inverter according to the invention enables, in particular, a bidirectional power flow.
  • the two-point inverter has at least two phases.
  • the input DC voltage is converted into at least two AC phases.
  • Such a two-point inverter is also referred to as a multi-phase two-point inverter.
  • the two-point inverter has in particular three phases.
  • the alternating current generated is also referred to below as the load current.
  • the counting direction of the load current is defined in particular by the current flowing out of the two-point inverter.
  • the switching periods for generating the alternating current can be carried out in a known manner, for example using known modulation methods.
  • a modulation state is determined for each switching period, which defines the switching times of the circuit breakers of at least two phases.
  • the modulation state in particular determines a switching sequence for switching the circuit breakers.
  • Space vector modulation has proven particularly useful, with a target space vector being reproduced in each switching period.
  • the switching can, for example, take place symmetrically around a temporal midpoint of the switching period.
  • the circuit breakers can be switched in particular with fundamental wave clocking, in which the clock frequency of the switching corresponds to the fundamental frequency of the load current.
  • the switching frequency is different from the fundamental frequency of the alternating current generated, in particular significantly higher than the fundamental frequency of the load current.
  • the switching is preferably carried out at a high frequency, for example in the kilohertz range. At high frequencies, the load current can be viewed as approximately constant in the respective phase via a switching frequency.
  • the relief of the switching of the respective circuit breakers by means of the activation of the respective relief switch is known per se.
  • the load can be relieved in particular by switching the circuit breakers to zero voltage.
  • Activation of the relief switch is understood to mean that it is closed in order to provide a current path from the output connection via the inductance.
  • Activating the relief switches is useful for reducing switching losses, particularly for switching operations in which the load current of the respective phase has the same sign as the potential change due to the switching. For example, if the load current is positive and the output connection is switched by switching from the negative potential of the input DC voltage to the positive potential of the input DC voltage, this leads to high switching losses without relief.
  • the load current can cause a reloading of the circuit breakers, so that switching losses are reduced and activation of the corresponding unloading switch can be dispensed with.
  • the amount of the opposite load current is small, activating the unloading switch can also be advantageous for such switching edges.
  • the relief network is connected in particular between the output connections and the input connections.
  • the relief network can be connected to the input connections, for example, via an input half bridge and/or the center tap of an input-side DC intermediate circuit.
  • the common inductance of several phases, preferably all phases is connected with one of its connection points to the respective phases via the bidirectional relief switches and with its other connection point to the input connections.
  • the bidirectional relief switches with their associated phases are, in particular, connected in parallel to one another in relation to the inductance.
  • the common inductance can be connected with a connection point, for example to a center tap for the input DC voltage, in particular connected directly.
  • the common inductance of several phases can be connected directly to the center tap.
  • the center tap is arranged in particular on a DC intermediate circuit, via which the two-point inverter is supplied with the input DC voltage.
  • the center tap is formed between two intermediate circuit capacitors of a DC intermediate circuit.
  • the inductance can be connected to the poles of the input DC voltage via respective auxiliary switches of the input half bridge.
  • the auxiliary switches can preferably be designed like the power switches of the half-bridges of the bridge circuit.
  • the input half bridge is switched, for example, in such a way that relief currents can be built up or reduced via the inductance when the circuit breakers are switched.
  • the auxiliary switches are switched on and off in an inverting manner with regard to the switching states of the power switches of the half-bridge of the bridge circuit to be commutated.
  • the auxiliary switches are particularly diagonal to the circuit breakers
  • the half bridge of the bridge circuit to be commutated is switched on or off. Once the circuit breaker switching process is complete, the auxiliary switches are inactive.
  • the components of the bridge circuit and the relief network can be designed in a known manner.
  • Suitable circuit breakers can be switched on and off in the forward direction and conductive in the reverse direction.
  • the forward direction is understood to mean the technical current direction in relation to the polarity of the input DC voltage.
  • Suitable power switches for the bridge circuit can in particular have semiconductor switching elements, for example MOSFETs, IGBTs and/or bipolar transistors. A diode can be connected in anti-parallel to this for the conductive connection in the reverse direction.
  • the circuit breakers have a parasitic capacitance. To increase the capacity, the circuit breakers can also have capacitors connected in parallel.
  • the relief switches are bidirectional switches.
  • a bidirectional switch in the sense of the invention is a switch that can switch current or block voltages in both current directions.
  • the bidirectional relief switches can in particular have suitably connected semiconductor switching elements for switching the current in one current direction, for example two series-arranged, oppositely oriented semiconductor switching elements, each with a diode connected in anti-parallel.
  • the semiconductor switching elements can be designed, for example, as a MOSFET, IGBT or bipolar transistor.
  • the bidirectional switch can be implemented using simple semiconductor switching elements.
  • the relief switches can also be bidirectional semiconductor switches, in particular bidirectional transistors, for example symmetrically constructed bipolar transistors.
  • An exemplary suitable bidirectional transistor is a bidirectional GaN transistor.
  • the circuit breakers are switched using a modulation method for replicating an alternating voltage, with a modulation state being determined for each switching period, which defines the switching times of the circuit breakers of the at least two phases, and only those modulation states are taken into account in which the switching times of the circuit breakers of at least two phases exclude simultaneous activation of the relief switches of different phases while the at least two phases are at a different potential of the input direct voltage.
  • only those modulation states can be taken into account in which switching of the circuit breakers of different phases takes place essentially simultaneously while maintaining a minimum time and/or with the same sign of the potential change. This enables collision-free switching by choosing suitable modulation methods, in particular suitable target space vectors, for controlling the circuit breakers.
  • the modulation states in particular target space vectors, can be analyzed to see whether their switching times can cause a collision. If necessary, the modulation states can be rejected as inadmissible. To achieve the desired load current, a sequence of other permissible modulation states can then be selected.
  • Simultaneous activation of the relief switches for different phases while they are at different potentials is excluded if the switching times of the circuit breakers of the phases coincide with the same sign of the potential change. Switching processes that occur essentially simultaneously with the same sign of the potential change are therefore unproblematic. Modulation states whose switching times are so spaced apart that simultaneous activation of the respective relief switches are not problematic are also unproblematic. This is guaranteed, for example, if the circuit breakers of different phases are switched over with a minimum time interval that is greater than or equal to the sum of half the activation times in which the respective unloading switches of the phases are used to relieve the switching of the respective phases. circuit breakers are activated.
  • a collision-avoiding modulation method can be limited in particular to modulation states in which switching of the power switches of different phases occurs essentially simultaneously either with the minimum time interval and/or with the same sign of the potential change.
  • the activation time of the unloading switch results in particular from the sum of the time it takes to build up a suitable unloading current in the inductance and to allow it to drop again, and a recharging time within which the circuit breakers can be activated using the unloading load current can be reloaded.
  • the discharge current corresponds in particular to the load current counted in the direction of the potential change plus a commutation current, whereby the commutation current causes the ultimate charge reversal of the circuit breaker.
  • the current build-up time or decay time is therefore proportional to the unloading current and the inductance.
  • the recharging time depends on the capacity of the circuit breaker, the input DC voltage and inversely proportional to the commutation current.
  • the activation time can be determined by knowing the load current, the components of the two-point inverter and a specified commutation current.
  • a suitable commutation current can be determined, for example, by specifying a recharging time to be achieved based on the capacity of the circuit breakers and the input DC voltage.
  • the switching processes usually only take up a small proportion of the period duration of each switching period, the minimum time that must be maintained is also short in comparison to the period duration.
  • the exclusion of switching states that do not comply with the minimum time limit therefore only leads to a slight restriction of the possible modulation states, in particular the available target space vectors.
  • the method there is a minimum time interval between switching the circuit breakers of different phases.
  • This makes it possible in a simple and reliable manner to avoid simultaneous activation of the relief switches, regardless of the potential at which the respective output connections are located.
  • This results in a collision avoidance measure based on the modulation states used to control the circuit breakers, in which only those states are used that implement a time interval between the switching of the circuit breakers of different phases by the minimum time. Switching processes that potentially lead to collisions are not taken into account during control. This can be done, for example, by specifying fixed switching patterns or excluding certain space vector areas in which the minimum time limit is not met.
  • the minimum time is greater than or equal to a maximum activation time, which results when the load current is maximum in magnitude, ie corresponds to the permissible maximum current of the phases of the two-point inverter.
  • the requirement of a minimum The minimum time interval corresponding to the maximum activation time ensures that collisions are reliably avoided, regardless of the respective load currents and modulation states.
  • the corresponding minimum time distance provides a safety buffer that avoids possible collisions from the outset.
  • switching times of the circuit breakers of two phases are shifted relative to one another in such a way that the respective relief switches are activated with a time delay to relieve the switching.
  • switching times that do not comply with the minimum time interval can be shifted relative to one another in such a way that the switching times comply with the minimum time interval.
  • the relative shift is particularly preferably carried out for both switching edges of the respective phase. In this way, the average voltage present over the switching period is not changed.
  • the shift does not affect the implementation of the specifications by the modulation method, in particular on the target space vector.
  • the switching times of the switching edges of a phase can be shifted relative to the potentially colliding phase. This means that the circuit breakers are switched at an offset time from the midpoint of the switching period while the average voltage remains the same.
  • a shift in the switching times can lead to a change in the sequence of switching processes.
  • a check can advantageously be carried out as to whether the implementation of the control can implement the shifted switchover times.
  • the relative shift in the switching times of the phases is averaged over several switching periods.
  • mean switching times can be simulated, which correspond to target switching times specified by the target space vector.
  • the target properties of the output voltages can be reliably maintained despite a shift in the switching times.
  • provision can be made to shift the switching edges of different phases differently relative to one another in different switching periods.
  • the switching edges of two phases can be shifted alternately relative to one another in successive switching periods.
  • the potential present at the output connections of at least two phases is reversed essentially simultaneously if the sign of the potential change is the same. Short circuits due to the simultaneous activation of the relief switches of different phases only occur if the output connections are at different potentials. By essentially simultaneously switching the two phases with the same sign of the potential change, the application of a different potential to these phases is avoided. Simultaneous activation of the relief switches does not lead to a collision.
  • the switching of the circuit breakers of two phases takes place essentially simultaneously if a time interval between the switching times is of the order of magnitude of the duration of typical switching processes.
  • the essentially simultaneous switching can, for example, be implemented in such a way that the relevant circuit breakers are switched simultaneously within the scope of the accuracy of the control.
  • a substantially simultaneous switching of the circuit breakers of two phases can take place by shifting their switching times relative to one another in order to avoid a collision-prone time interval between these switching times, i.e. in particular not complying with the minimum time.
  • the shift preferably occurs for both switching times of the switching edges of the respective phase.
  • the switching times of both switching edges of a phase can be shifted so that one of the switching times coincides with one of the switching times of another phase.
  • the essentially simultaneous switching of the circuit breakers of two phases is particularly relevant if the load currents of both phases have the same sign, in particular if the sign of the two load currents is the same as the sign of the respective potential change. In such cases, the same offloading network can support both phases simultaneously. However, this also means that the relief current to be built up in the inductor must correspond to the sum of the two load currents and twice the commutation current. In particular, this increases the current flowing through the inductor.
  • the method provides for checking whether the relief current flowing through the inductor exceeds a permissible maximum current of the inductor. This can prevent damage to the inductance. If there is a risk that the maximum current of the inductance will be exceeded, the corresponding collision avoidance measure can be rejected and another collision avoidance measure can be selected. Alternatively or in addition to this, an inductor with a correspondingly high maximum current, in particular with a maximum current that is greater than or equal to twice the maximum load current plus twice the commutation current, can be selected.
  • the load currents of the two phases to be reversed essentially simultaneously have a different sign.
  • the relief networks are activated at the same time, the load currents are coupled with different signs, resulting in a smaller differential load current.
  • the one to be built The unloading current must therefore only correspond to the sum of the differential load current and the commutation current.
  • the relief current flowing through the inductance of the relief network is reduced. This reduces the activation time required to relieve switching load. Losses due to the unloading current are minimized.
  • the relief switch is particularly preferably activated for a phase that actually does not require switching relief.
  • a relief current that is reduced by the resulting differential load current can be achieved with the advantages mentioned above.
  • the unloading switch of one phase is not activated to relieve the switching of the corresponding circuit breakers as long as the unloading switch of another phase is activated.
  • the circuit breaker of one phase is switched over without activating the respective unloading switch, while the unloading switch of another phase is active. This means that the circuit breakers can be switched over regardless of the time interval between the switching times without the risk of collision.
  • the circuit breakers are switched over in particular by so-called hard, i.e. lossy, switching. To avoid collisions, individual hard switching operations and thus minor switching losses can be accepted.
  • the phase whose respective unloading switch is not activated carries a load current that is smaller in magnitude than the phase whose unloading switch is activated in the event that the unloading switch of another phase is activated.
  • the phase whose switching takes place without activating the respective unloading switch carries a load current that is smaller in magnitude than the phase whose unloading switch is activated. In this way, switching losses caused by occasional hard switching can be further reduced.
  • Hard switching of one of the phases is a collision avoidance measure that can be used regardless of the dimensioning of the components of the switching arrangement and regardless of the choice of a modulation state, in particular a target space vector.
  • the relief switches are activated sequentially.
  • a relief switch that was not initially activated to avoid collisions is activated sequentially to a previously activated relief switch of another, potentially colliding phase. In cases with insufficient time intervals between the switching times, this leads to incomplete switching relief processes.
  • sequential activation the total switching losses in the power and relief switches can be reduced.
  • the unloading switch of the other phase can be activated. Due to a short time interval between the switching times of the two phases, the sequential activation of the unloading switch cannot take place in time to completely build up the unloading current required for switching unloading. Zero voltage switching may not be possible.
  • at least part of the required unloading current can build up in the unloading network, so that the switching of the circuit breakers is at least supported by the proportional unloading current. The switching does not have to take place for the entire load current, but only for the difference between the load current and the proportionate unloading current. This reduces switching losses compared to hard switching of the circuit breakers.
  • the collision avoidance measures described above are each suitable and sufficient in themselves to ensure safe operation of the two-point inverter. Particularly preferably, combinations of the collision avoidance measures can be provided in the methods in order to select one or more of the collision avoidance measures depending on the application to be able to.
  • the inductor is connected with one of its connection points to the respective phases via the relief switches and with its other connection point to the input connections via an input circuit.
  • Suitable input circuits are, for example, an input-side DC intermediate circuit and/or an input-side half bridge.
  • the inductance is connected to the input DC voltage in particular via an input half bridge and/or a center tap of an input-side DC intermediate circuit.
  • the relief switches with the corresponding phases are preferably connected in parallel to one another with respect to the corresponding connection point of the inductance.
  • the control method is particularly relevant for such switching arrangements in terms of avoiding short circuits. In particular, this enables collision-free relief of the switching processes for switching arrangements that have any number, in particular an odd number, of phases.
  • the common inductance can be used for two or more phases, in particular for at least three phases, in particular for all phases.
  • Such switching arrangements can be used in a particularly versatile manner and in particular are not limited to a specific number, in particular not to an even number, of phases.
  • the respective phases can be switched, in particular clocked, independently of one another.
  • the relief network can be activated sequentially for different phases.
  • the switching states of other phases have no influence on the activation of a phase.
  • the switching states of the phases can thus be completely decoupled from one another.
  • switching arrangements with a serial arrangement of unloading switches of several phases are limited to the unloading of two phases with one inductance with regard to the inductance, for example if the inductance is connected in series between the unloading switches of two phases, and do not enable independent clocking or decoupling of the phases to be relieved via the common inductance.
  • the inductor is connected to the input DC voltage via an input half bridge and/or a center tap of a DC intermediate circuit. This type of connection of the inductance has proven to be particularly suitable, especially in order to effectively build up and reduce the required relief currents of the different phases to be relieved via the common inductance. Different phases to be relieved via the common inductance can in particular be clocked independently of one another.
  • the switching arrangement according to the invention for a two-point inverter with at least two phases has input connections for the two poles of an input direct voltage, an output connection per phase and a bridge circuit with a half bridge per phase, the half bridges each having power switches via which the respective output connection is connected connected to the input terminals.
  • the switching arrangement has a relief network consisting of a bidirectional relief switch per phase and exactly one inductance for the at least two phases, which is connected to the at least two output connections via the respective bidirectional relief switch.
  • the switching arrangement has a simpler geometry of the relief network, in particular a minimum number of passive components. This reduces the cost, weight and volume of the multi-phase two-point inverter.
  • the switching arrangement may in particular have one or more of the features discussed above with regard to the switching arrangement.
  • the inductance of the relief network is an air coil.
  • An air coil enables high-frequency recharging dynamics, so that particularly fast recharging processes are possible. This is particularly advantageous because the inductor must carry a relief current for the at least two phases, in particular for at least three phases, preferably for all phases.
  • air coils have a high maximum current, making them particularly suitable for the collision avoidance strategies discussed above. By not using magnetic core materials, magnetic core losses and saturation effects are avoided.
  • the inductor is connected with one of its connection points to the respective phases via the relief switches and with its other connection point to the input connections via an input circuit.
  • Suitable input circuits are, for example, an input-side DC intermediate circuit, to the center tap of which the inductance can be connected, for example, and/or an input-side half bridge.
  • the relief switches are preferably connected in parallel to one another based on the inductance. This enables independent clocking of the several phases relieved via the common inductance.
  • the common inductance can be used for two or more phases, in particular for at least three phases, in particular for all phases. Such switching arrangements can be used in a particularly versatile manner and in particular are not limited to a specific number, in particular not to an even number, of phases.
  • the inductance is connected to the input DC voltage via an input half bridge and/or a center tap of a DC intermediate circuit.
  • This type of connection of the inductance has proven to be particularly suitable, in particular for effectively building up and reducing the required relief currents of the different phases to be relieved via the common inductance. Different phases to relieve the common inductance can in particular be clocked independently of one another.
  • the multi-phase two-point inverter according to the invention has the switching arrangement described above and a control unit, the control unit being set up to carry out the control method according to the invention.
  • the inverter has the advantages discussed in relation to the method and the switching arrangement.
  • control unit is preferably set up to implement the advantageous aspects of the method discussed above.
  • control unit can be designed to calculate different collision avoidance measures and to select a suitable collision avoidance measure for the respective application, in particular for the respective switching period.
  • 1 is a schematic representation of a multi-phase two-point inverter
  • FIG. 2 is a circuit diagram of a switching arrangement of the inverter according to FIG. 1,
  • 3 is a space vector diagram showing possible switching states for controlling the inverter
  • FIG. 4 shows a plot of the potentials present at the output connections of the inverter and a current running through an inductance of a relief network over the course of an exemplary switching period, with switching processes being relieved on individual switching edges,
  • FIG. 5 shows a representation corresponding to FIG. 4 of an exemplary switching period, in which a collision occurs when the relief network is activated for two switching edges
  • FIG. 6 shows a representation of a switching period corresponding to FIG.
  • FIG. 7 shows a schematic process sequence for implementing the collision avoidance measure according to FIG. 6,
  • FIG. 8 shows a representation of a switching period corresponding to FIG. 9 shows a schematic process sequence for implementing the collision avoidance measure according to FIG. 8,
  • FIG. 10 shows a representation corresponding to FIG. 5 of a switching period with a further collision avoidance measure, whereby the relief network is not activated for one of the switching edges
  • FIG. 11 shows a schematic process sequence for implementing the collision avoidance measure according to FIG. 10
  • FIG. 12 shows a representation of a switching period corresponding to FIG. 5 with a variant of the collision avoidance measure according to FIG. 10,
  • FIG. 13 shows a representation of a switching period corresponding to FIG. 5 with a further variant of the collision avoidance measure according to FIG. 10,
  • FIG. 14 shows a representation of a switching period corresponding to FIG. 5, wherein an additional activation of the relief network takes place for a switching edge in order to reduce a current flow in an inductance of the relief network
  • Fig. 15 shows a further embodiment of a switching arrangement for an inverter.
  • FIGS. 1 to 15 Details of the exemplary embodiments explained in more detail below can also represent an invention in themselves or be part of the subject matter of the invention.
  • a multi-phase two-point inverter 1 is shown schematically in FIG.
  • the two-point inverter 1 has a switching arrangement 2 and a control unit 3.
  • the switching arrangement 2 has a direct voltage input 4 and a multi-phase alternating current output 5.
  • the DC voltage input 4 is connected to the AC output 5 via a bridge circuit 6.
  • the bridge circuit 6 is designed in the form of a bridge inverter.
  • the control unit 3 controls the half-bridges of the bridge circuit 6 and the relief network 7, as will be described below.
  • FIG. 1 A circuit diagram of the switching arrangement 2 of the two-point inverter 1 is shown in FIG.
  • the DC voltage input 4 has two input connections 8 for the two poles +, - of an input DC voltage U ZK .
  • the input DC voltage U ZK is provided via an intermediate circuit having two intermediate circuit capacitors 9 and is also referred to as intermediate circuit voltage.
  • a center tap 10 for a voltage center of the input DC voltage U ZK is formed between the two intermediate circuit capacitors 9.
  • the center tap 10 is at a medium potential ⁇ M.
  • the output connections AP together form the multi-phase AC output 5.
  • An exemplary symmetrical inductive load 11 is connected to the output connections AP .
  • the two-point inverter 1 is generally suitable for any load, including capacitive and/or non-symmetrical loads.
  • the load 11 is supplied with load currents i P assigned to the respective phases P via the output connections AP.
  • the bridge circuit 6 has a half bridge for each phase P, via which the respective output connections AP are connected to the input connections 8.
  • the circuit breakers of a phase P are also collectively denoted by the reference symbol SP .
  • the output connections A P can be selectively connected to the respective poles +, - of the DC voltage input 4 via the circuit breakers S P V. This allows the potential at which the output connection AP of phase P is located to be reversed between the potentials of the input DC voltage U ZK .
  • the potential of the respective phase P is denoted by ⁇ P.
  • the circuit breakers S P V are each designed the same. It enables switching, i.e. locking and opening, in the forward direction, i.e. in the technical current direction. In the opposite direction, the circuit breakers S P V are conducting.
  • the circuit breakers have a switching element 12 and an anti-parallel diode 13.
  • the switching element 12 is a semiconductor switching element, for example a MOSFET. Other, comparable switching elements are also possible, for example IGBTs and/or bipolar transistors.
  • the circuit breakers S P V have an average capacity C S.
  • the capacitance can be a parasitic capacitance of the components, in particular the switching element 12.
  • a capacitor 14 is connected in parallel to the switching element 12 and the diode 13 in the exemplary embodiment shown.
  • the relief network 7 is arranged between the output connections AP and the center tap 10.
  • the relief network 7 consists of a bidirectional relief switch B P per phase P and a common inductance Z, which is connected to the corresponding output connection A P via the respective relief switches B P.
  • the relief network 7 therefore has a common inductance L for all phases P.
  • the inductance L is connected between the center tap 10 and the output connections AP .
  • the bidirectional relief switches B P are connected in parallel to one another with respect to the inductance L.
  • the connection point of the inductance Z, which is assigned to the center tap 10, is at the middle potential M.
  • the inductor Z is an air coil. This enables high current flows and fast recharging processes.
  • the current flow in the coil is also referred to below as the unloading current i L.
  • the bidirectional relief switches B P have two switching elements 15 connected in series, each with a diode 16 connected in anti-parallel.
  • the switching elements 15 connected in series and the diodes 16 connected in anti-parallel are directed in opposite directions to one another.
  • the switching elements 15 are semiconductor switching elements, for example MOSFETs, IGBTs or bipolar transistors.
  • MOSFETs MOSFETs
  • IGBTs IGBTs
  • bipolar transistors bipolar transistors.
  • the bidirectional relief switches can also be designed as bidirectional semiconductor switches, in particular as bidirectional transistors, for example as symmetrically constructed bipolar transistors.
  • the function of the two-point inverter 1, in particular its relief network 7, is described below by way of example with reference to FIGS. 3 and 4.
  • the power switches S P are switched at high frequency, whereby the potential ( ⁇ P of the phases P is reversed.
  • the switching frequency f s is many times higher than the basic frequency of the output current i P. This results in a wide range - rich output current and output voltage possible.
  • the two-point inverter 1 enables, in particular, a bidirectional energy flow.
  • the corresponding functionality, in particular the switching of the circuit breakers S P is known in principle and is only roughly outlined below.
  • the switching processes of the two-point inverter 1 are divided into switching periods with a period length T s .
  • the modulation method necessary to achieve a desired output current i P of a phase P can be represented, for example, in a space vector diagram, as shown in FIG. 3.
  • the phases P are represented by the letters R, S, T on axes offset by 120 ° to one another.
  • a target space vector u to be achieved is determined in each switching period. By projecting the target space vector u onto the axes of the respective phases, an average voltage assigned to the respective phase P in the switching period can be determined.
  • the target space vector u can be varied from switching period to switching period so that it follows a curve within the space vector diagram.
  • a dashed circle 17 in FIG. 3 shows a typical operating range of the space vector modulation with a constant average starting point voltage in common two-point inverters.
  • FIG. 4 shows an exemplary switching behavior for a switching period.
  • the time course of the respective potentials ( ⁇ P - ⁇ M of the phases and the relief current i L is plotted over a switching period.
  • target voltages for the individual phases P are determined.
  • the polarity is reversed respective phase P from the potential - U ZK /2 of the negative pole of the input DC voltage U ZK to the potential U ZK /2 of the positive pole and back.
  • Tp Time interval
  • Tp in which the respective phase P is reversed, results in an average voltage of phase P during the switching period, which corresponds to the target voltage.
  • the switching normally occurs symmetrically around a midpoint T M of the respective switching period.
  • Switching losses can be reduced by adding the relief network 7 by activating the corresponding bidirectional relief switch B P. Whether relief using the relief network 7 is required depends in particular on the direction of the load current i P flowing from the respective half bridge. As a rule, activation of the relief network 7 is only necessary for switching processes in which the sign of the potential change at the output connection A P and the sign of the respective load current i P are the same. If the currents i P are in opposite directions, the circuit breakers S P are reloaded using the respective load current. In Fig. 4, the load currents i P are additionally shown in a diagram for the current i L flowing through the inductor L.
  • the load current i P is essentially constant within a switching period. By comparing the sign of the load current i P and a potential change occurring on the respective switching edge, it can be determined which of the switching edges require activation of the respective relief switch B P. The corresponding switching edges are marked with a * in Fig. 4.
  • the load current i P does not reload the capacitances C s of the respective circuit breakers S P , so that switching losses would occur.
  • the corresponding bidirectional unloading switch B P of the unloading network is activated before switching the circuit breakers S P , so that a path for the respective load current i P is created through the bidirectional unloading switch B P and the inductance L.
  • the relief current i L builds up in the inductance L.
  • the commutation current ⁇ / ZVS leads to a recharging of the circuit breakers S P so that they can switch off without voltage.
  • the relief current i L then decreases again, whereupon the bidirectional relief switch B P can be closed.
  • the time for the current rise or fall depends on the load current i P and the size of the commutation current ⁇ / ZVS .
  • the time for the current to rise or fall is:
  • the commutation time can be estimated as follows:
  • the activation time T AP in which the corresponding bidirectional relief switch B P is activated to relieve a switching of the circuit breakers S P of a phase P to:
  • the activation time T AP is essentially dependent on the selectable commutation current ⁇ I ZVS and the respective load current i P.
  • the activation time T AP becomes a maximum at the maximum load current I max :
  • a desired maximum activation time can also be specified
  • the design of the two-point inverter 1 must be adapted accordingly.
  • Example values for a two-point inverter are given below.
  • the following specifications are also made:
  • the following is the following for the commutation current required to realize voltage-free switching:
  • the inductance must be chosen accordingly:
  • the numerical values mentioned above are purely exemplary and not restrictive.
  • the selected parameters show that the maximum activation time T A (/ max ) is only a few percent of the period T s , in the specifically illustrated exemplary embodiment it is 2%.
  • the relief network 7 is activated only for switching edges in which the load current i P has the same sign as the potential difference of the respective switching process. If the load current i P is opposite, the load current i P is used to transfer the load, so that the unloading current i L is not required for this. However, with small load currents i P , the load current i P cannot always sufficiently cause the circuit breaker S P to be reloaded. With small load currents, it is therefore advantageous to also relieve the load on the other switching edge in which the load current i P has a different sign than the potential difference using the relief network 7. In principle, all switching edges can be relieved by activating the relief network.
  • the basic procedure for relieving the load on the switching processes is known.
  • the special feature of the two-point inverter 1 is that the use of a single inductance L for all phases P leads to a coupling of the current paths of the relief network 7 for different phases P. This is not a problem as long as there is a finite time interval t* between the activation of different bidirectional unloading switches B P , i.e. an activation of the unloading network 7 for switching the circuit breakers S P of different phases P, as indicated in FIG. 4.
  • a time overlap or the time interval between different activation times T AP of different phases P or P' can be calculated as follows: where t* > 0 describes a time interval and t* ⁇ 0 describes a time overlap.
  • phase 1 is already at the potential of the positive pole of the input DC voltage U ZK , while phase 2 is still at the potential of the negative pole.
  • the time interval t* can be determined by the control unit 3 in each switching period for the respective modulation state. This makes it possible to determine for each switching period, particularly in real time, whether the modulation state potentially has the risk of a collision.
  • control method that can be used to avoid a collision.
  • the simplified structure of the relief network 7 with a single inductor L is possible. This enables a simple, cost-effective, space- and weight-saving design of the two-point inverter 1.
  • the corresponding control methods are implemented by the control unit 3.
  • a first collision avoidance measure is implemented in that the modulation method only takes into account modulation states in which simultaneous activation of the relief switches B P of different phases P is excluded, while the respective phases P are at a different potential of the input DC voltage U ZK . Modulation states, in particular target space vectors u, that do not fulfill this condition are rejected as inadmissible. The control then takes place with suitable permissible modulation states, in particular target space vectors, etc.
  • the modulation states of the modulation method for their suitability, i.e. in particular for potential collisions. This can for example, done dynamically by the respective control method. Based on the check, the modulation states can be judged as permissible or inadmissible. For example, the respective time interval between adjacent switching times of different phases can be evaluated for the check. Additionally or alternatively, a static criterion can be defined, based on which the admissibility of the modulation state can be checked. The static criterion can in particular be a fixed minimum time interval.
  • the first collision avoidance measure is explained using the space vector diagram in FIG. 3 as an example.
  • the modulation method i.e. control of the circuit breakers, is selected in such a way that potential collisions are avoided.
  • Target space vectors u which would lead to collisions, are excluded during space vector modulation.
  • control unit 3 can dynamically determine the time interval t* for each switching period based on the respective transient load currents i P in order to determine whether a potential collision is present and the target space vector is rejected as inadmissible.
  • a static minimum time interval can be selected that reliably avoids collisions.
  • the minimum time is preferably chosen in such a way that it reliably excludes collisions for all load currents that may occur. This reduces the computational effort involved in the control, but may exclude individual modulation that is permissible in itself since it does not cause a collision. on states.
  • the minimum time can be determined in particular on the basis of a worst-case scenario in which switching relief is assumed for maximum load currents, i.e. with maximum activation time.
  • Target space vectors u that do not meet this condition have components of two phases that are essentially the same length.
  • Corresponding target space vectors u that do not fulfill the minimum time period At lie along the phase axes R, S, T or in the outer areas of the space vector diagram. These areas are shown hatched vertically in FIG. 3 and marked with the reference number 18. Areas of the space vector diagram lying outside the area 18 enable operation of the two-point inverter 1 with activation of the relief network 7 for all switching processes, without the fear of collisions. It therefore appears that collisions only occur in rare cases. In this regard, it should be noted that for the sake of clarity, a disproportionately large representation of the space vector areas that do not meet the minimum time interval At was chosen in FIG. 3.
  • the previously described variant of the first collision avoidance measure is based on the fact that target space vectors u that do not meet the minimum time distance are excluded from controlling the circuit breakers S P.
  • This collision avoidance measure affects the modulation process itself. Nevertheless, essentially normal operation of the two-point inverter is possible. For example, when traveling along a curve from target space pointers, area 18 can be skipped. It is also possible to simulate a mean space vector that lies in the area 18 by changing the space vectors on average over several switching periods, without fear of collisions. In some cases, skipping a space vector range or too large a distance between two target space vectors u used in successive switching periods can be unfavorable, for example due to excessively large subharmonics in the load current. In such a case, further collision avoidance measures can be applied, which enable collision-free operation even for space vectors within the area 18.
  • a second collision avoidance measure is described, which avoids conflicts due to a temporal overlap of the activation times T AP of relief switches B P of different phases P.
  • 6 shows a collision case corresponding to FIG. 5, in which the switching times t 1 and t 2 of two switching edges, which require relief for soft switching, are close together in time. Without collision avoidance measures, the activation times T AP of the respective bidirectional relief switches B P would overlap.
  • the switching times t 1 and t 2 are shifted relative to one another, so that a finite time interval t* > 0 between the activation times T AP is guaranteed.
  • the switching time t 2 of phase 2 is postponed, as indicated by arrows 25.
  • the switching time is also shifted accordingly to the second switching edge. The switching therefore no longer occurs symmetrically around the time center T M , which, however, generally does not influence the average voltage over the switching period.
  • the shift in the switching times can be averaged over several switching periods.
  • the size of the shift results from a calculation of the time overlap of the respective activation time T AP of the relief switches B 1 and B 2 :
  • the size of the necessary relative shift in the switching times can then be determined from the determined time overlap t* ⁇ 0.
  • Step S1 marks the start of the calculation for a switching period. This is followed by the modulation method M, with the respective space vector and thus the setpoint values of the average output voltages of the phases P being specified in a step S2. In a step S3, the switching times t P are calculated, the switching edges based on the target voltages.
  • a step S4 the respective load currents i P are determined, in particular measured. Based on the load currents i P , the switching edges at which the respective relief switches B P are to be activated are determined in a step S5.
  • step S6 the relief currents i L required for relief are calculated. With knowledge of the relief currents i L , the activation times T AP for the relief network 7 can be determined in a step S7.
  • step S8 a check is made to see whether there are overlaps in the activation times T AP and thus collisions. If this is not the case, there is no collision problem or a possible collision problem has been resolved (step S9). The determination of the control signals, which are then passed on to the driver, ends in a step S10.
  • step S8 If a collision is detected in step S8, the overlap duration t* for the corresponding switching edges is determined in a step S11. Based on the overlap duration t*, the required relative shift of the switching times t P of the affected switching edges is calculated in a step S12, with the other switching edges of the affected phases being shifted accordingly.
  • a check is made as to whether the implementation of the control can implement the postponed switching times t P . If this is not the case, the operation ends. calculation in a step 14 and another measure for collision avoidance is checked.
  • step S7 is calculated to recalculate the activation times T AP based on the shifted switching times t P.
  • a check is then carried out again in step S8 as to whether collisions no longer occur in all phases due to the changed activation times T AP .
  • FIGS. 8 and 9. 8 shows a situation corresponding to FIG. 5, in which the switching times t 1 and t 2 are so close to one another that the respective relief switches Bi and B 2 are activated in a time-overlapping manner.
  • the simultaneous activation of the relief network 7 only leads to short circuits if the corresponding output connections AP , in this case A 1 and A 2 , are at a different potential of the input DC voltage U ZK . This is the case in the example shown in FIG. 8 between the switching times t 1 and t 2 .
  • Different potentials of the output connections AP of different phases P are avoided if switching processes with the same sign of the potential change take place essentially simultaneously.
  • the switching time t 2 of the second phase is brought forward in such a way that it coincides with the switching time U of the first phase.
  • the resulting simultaneous polarity reversal of the output connections A 1 and A 2 avoids a different potential present at the output connections and thus a short circuit due to the relief switches B 1 and B 2 being activated at the same time.
  • the other switching edge in the present exemplary embodiment the switching time t 2 , is shifted accordingly.
  • the displacements are marked with arrows 26 in FIG.
  • the unloading current i L which flows in the inductance for recharging the power switches S P of the phases P that switch at the same time, must balance the load currents i P of both phases P.
  • the relief current i L is therefore increased accordingly. This leads to an increased current load on the inductance L.
  • the simultaneous activation of the relief networks and the resulting relief current i L are shown as an example in FIG. 8 with the reference number 33.
  • FIG. 9 shows a schematic process flow for implementing the third collision avoidance method.
  • the method steps S1 to S7 in particular the calculation of the modulation method M and the activation times T AP of the relief network 7, correspond to the method steps S1 to S7 of the method sequence shown in FIG.
  • step S20 it is checked whether the currents required for the recharging of the circuit breakers S P when the relief network 7 is activated overload the inductance L, i.e. whether the sum of the relief current i L is greater than a maximum current / , L max of the inductance L . If this is the case, the method is ended in a step S21 to select another collision avoidance measure. If the relief current i L does not exceed the maximum current / L max of the inductance L, a collision check is carried out in step S8, which is already known from the process sequence in FIG. If there is no collision, the familiar steps S9 and S10 follow, at the end of which the control signals are transferred to the driver.
  • a time interval between the switching times t P is determined in a step S22, in this case t 2 - t 1 .
  • the switching times are shifted relative to one another, in particular one of the switching times t P is shifted by the previously calculated time interval of the switching times t P.
  • the switching time t P of the other edge of phase P is shifted accordingly so as not to cause a change in the average target voltage.
  • the unloading currents i L required to reload the circuit breakers S P and the corresponding activation times T AP of the unloading network 7 are then determined by repeating steps S6 and S7.
  • the further steps are then carried out, in particular step S20, in order to check whether the changed relief currents i L lead to an overload of the inductance L, i.e. an exceeding of the maximum current / ,L max .
  • a fourth collision avoidance measure will be described with reference to FIGS. 10 and 11.
  • 10 shows a collision case corresponding to FIG .
  • one of the switching edges is not relieved, so that the corresponding power switches S P are switched over by so-called hard switching.
  • the collision avoidance measure shown in FIG. 10 therefore accepts individual unloaded switching processes and thus switching losses in order to avoid a collision.
  • the switching process whose phase P carries a lower load current i P is preferably not relieved.
  • the load current i 2 is smaller than the load current i 1 . Consequently, phase 2 is selected to hard shift at time t2 .
  • the hard-switched edge is marked with reference number 27 in FIG.
  • FIG. 11 shows a schematic process sequence for implementing the fourth collision avoidance measure.
  • the method steps S1 to S7 correspond to the previously discussed method steps S1 to S7.
  • the also known method step S8 is then carried out, in which it is determined whether a collision exists between switching processes of different phases P to be relieved. If this is not the case, the known process steps S9 and S10 follow, at the end of which the control signals are passed on to the driver.
  • the load currents i P of the colliding phases P are compared in a method step S25.
  • the phase P with the larger load current i P is selected for the relief.
  • the occupancy of the relief network 7 is determined in such a way that the corresponding relief switch B P is activated for the phase P with the largest load current i P.
  • hard switching i.e. blocking the activation of the relief switch B P , is determined for all further colliding phases P with low load current i P.
  • the specific control signals are then passed on to the driver in step S10.
  • Fig. 12 shows a collision case corresponding to Fig. 10.
  • the switching edge is relieved of phase 1.
  • the unloading switch B 2 of phase 2 is not activated initially.
  • the switching edge of phase 2, for which the relief switch B 2 is not initially activated, is marked with reference number 28 in FIG.
  • the unloading switch B 2 of phase 2 is activated.
  • the unloading switch B 2 is activated with a finite time interval t* > 0. Since the unloading switch B 2 To avoid a collision, it could only be activated after the relief switch Bi was closed, only a small relief current i L can build up in the relief network 7. The resulting discharge current i L is not sufficient to enable zero voltage switching of the circuit breaker S2 in phase 2. Nevertheless, the relief current i L , which is only built up proportionately, ensures that not the entire load current i 2 of phase 2 has to be switched. This reduces the switching losses compared to hard switching in phase 2.
  • Fig. 12 The measure shown in Fig. 12 is particularly useful if the following applies to the time interval between the switching times of the two phases:
  • the current relief compared to a completely unloaded switching process therefore corresponds to the quotient of the reduced current rise time and the current rise time actually required for the relief
  • Fig. 13 shows a collision case corresponding to Fig. 10.
  • the unloading switches B 1 and B 2 of phases 1 and 2 are activated sequentially in FIG. Rather, the relief switches B 1 and B 2 are switched hard, while the relief current i L , which was used to relieve the switching of the circuit breakers S 1 of phase 1, has not yet been completely reduced.
  • hard switching occurs by deactivating the unloading switch Bi and activating the unloading switch B 2 at a finite unloading current i L.
  • the relief switches B 1 and B 2 are therefore switched under current load of the relief current i L that has not been completely reduced.
  • the hard switching of the relief switches B 1 and B 2 is marked with reference number 29 in FIG. 13.
  • the unloading current i L that is not completely reduced is taken over by the unloading switch B 2 of phase 2. After activating the unloading switch B 2, the unloading current i L can build up again in order to contribute to relieving the switching load of the circuit breakers S 2 of phase 2.
  • a difference between the load currents i P can be taken into account.
  • the relief current i L to be achieved can, for example, be provided there is a sufficient time interval between the corresponding switching times be set.
  • the unloading current i L can be set for the switching edge with the higher load current i P.
  • the switching edge with the smaller load current i P can continue to be commutation unloaded due to a higher commutation current ⁇ / ZVS .
  • the collision avoidance measures described above are each suitable and sufficient in themselves to operate the two-point inverter with a single inductance L of the relief network 7.
  • a suitable collision avoidance measure can be selected for the respective application. If in some applications it is not possible to apply individual collision avoidance measures, for example because the maximum current of the inductance would be exceeded, another of the collision avoidance measures can be used.
  • FIG. 14 shows an advantageous control measure with which the relief current i L and the losses caused thereby in the relief network 7, in particular at the inductance L, can be reduced.
  • Fig. 14 shows a switching period in which no collisions occur.
  • the switching edges that require relief and are marked with an * are at a sufficient distance from one another.
  • the switching times t 2 and t 3 of the second and third phases are close together in time.
  • the switching process at switching time t 3 does not require any relief, since the load current i 3 has a different sign to the potential change caused by the switching process.
  • the switching times t 2 and t 3 can be shifted relative to one another so that a simultaneous switching takes place.
  • the switching time t 2 and correspondingly the switching time t 2 of the two switching edges of phase 2 are shifted, as indicated by the arrows 30 in FIG. 14.
  • the reduced unloading current i L is marked with arrow 31 in FIG. 14.
  • a simultaneous reversal of the polarity of two phases P in particular by shifting the switching times t P accordingly relative to one another, can take place with simultaneous activation of the respective unloading switch B P and with the same sign of the potential difference and with different signs of the load current i P.
  • the coupling of different current paths in the relief network 7 can be advantageously achieved to reduce the relief currents i L and thus to reduce losses.
  • This measure can be carried out in addition to one or more, in particular all, of the aforementioned collision avoidance measures.
  • FIG. 15 shows a further exemplary embodiment of a switching arrangement 102 for a multi-phase two-point inverter, for example for the multi-phase two-point inverter 1 in FIG. 1.
  • the switching arrangement 102 is connected to an unspecified, in particular inductive load 111.
  • the switching arrangement 102 corresponds to the switching arrangement 2 according to FIG. 2 with regard to the design of the DC voltage input 4, the multi-phase AC output 5, the bridge circuit 6 and the relief network 7.
  • the switching arrangement 102 differs in the connection of the relief network 7, in particular its inductance L to the input connections 8, from the switching arrangement 2 according to FIG. 2.
  • the switching arrangement 102 does not have any intermediate circuit capacitors with a center tap.
  • the inductance L is connected to the input connections 8 via an input half bridge 30.
  • the inductance L is connected to the poles +, - of the input DC voltage U ZK via respective auxiliary switches H + or H '.
  • the auxiliary switches H v are designed like the circuit breakers S P V. Another design of the auxiliary switches is also possible.
  • the input half bridge is switched for switching operations of the power switches S P V in such a way that a relief current i L can be built up or reduced via the coil.
  • the auxiliary switches H v are diagonal or inverted to the power switches, S P V for the switching process, in particular the respective activation time T AP The ends of the half bridge are switched. Once the switching process is complete, the auxiliary switches H v are inactive.

Abstract

Es wird ein Verfahren zum Ansteuern eines mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichters beschrieben. Der mehrphasige Zweipunkt-Wechselrichter weist eine Schaltordnung (2) mit einem Entlastungsnetzwerk (7) mit einem bidirektionalen Entlastungsschalter (Bp) je Phase (P = 1, 2, 3) und einer Induktivität (L) für die mindestens zwei Phasen (P), die über den jeweiligen bidirektionalen Entlastungsschalter (Bp) mit mindestens zwei Ausgangsanschlüssen (Ap) für die jeweilige Phase (P) verbunden ist. Die Entlastungsschalter (Bp) werden zur Verminderung von Schaltverlusten beim Umschaltenjeweiliger Leistungsschalter (Spv, V = +, -) aktiviert, wobei verhindert wird, dass die Entlastungsschalter (Bp) unterschiedlicher Phasen (P) gleichzeitig aktiviert sind, während die Ausgansanschlüsse (Ap) der jeweiligen Phasen (P) auf einem unterschiedlichen Potential der Eingangsgleichspannung (UZK) liegen. Es wird zudem ein mehrphasiger Zweipunkt- Wechselrichter und eine Schal tanordnung (2) hierfür beschrieben.

Description

ARCP 2-PUNKT WECHSELRICHTER MIT NUR EINER INDUKTIVITÄT FÜR MEHRERE PHASE, SOWIE VERFAHREN ZUM KOLLISIONSFREIEN BETRIEB
Die vorliegende Patentanmeldung nimmt die Priorität der deutschen Patentanmeldung DE 10 2022 207 036.4 in Anspruch, deren Inhalt durch Bezugnahme hierin aufgenommen wird.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Ansteuern eines mehrphasigen Zweipunkt-Wechsel- richters, beispielsweise eines dreiphasigen Zweipunkt-Wechselrichters. Die Erfindung betrifft zudem eine Schaltanordnung für einen mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter und einen Zweipunkt-Wechselrichter mit einer derartigen Schaltanordnung.
Zweipunkt-Wechselrichter werden in der Leistungselektronik dazu verwendet eine Gleichspan- nung in eine Wechsel Spannung zu wandeln. Sie finden beispielsweise in KFZ- Antriebsumrichtern oder PV-Wechselrichtem Anwendung. Leistungsschalter der Wechselrichter setzen die anliegende Gleichspannung durch geeignete Ansteuerung in eine getaktete Spannung um, um eine Wechsel Spannung nachzubilden, wobei sich die Schaltperiode zumeist von der Peri- odendauer der Grundwelle der Ausgangsspannung unterscheidet. Die Leistungsschalter müssen daher unter Spannung- und Strombelastung umschalten, was zu Schaltverlusten führt. Zur Redu- zierung von Schaltverlusten werden Entlastungsnetzwerke beziehungsweise Hilfsbeschaltungen eingesetzt, durch die ein weiches Schalten, beispielsweise ein spannungsloses Schalten (Zero Voltage Switching, ZVS), ermöglicht wird. Bewährt hat sich beispielsweise die sogenannte Au- xiliary Resonant Commutated Pole (ARCP)-Beschaltung, wie sie beispielsweise in EP 500 818 Bl beschrieben ist. Pro Ausgangsphase bedarf dieses Entlastungsnetzwerk nur eines bidirektio- nalen Schalters und einer Induktivität. Bei Schließen des bidirektionalen Schalters kann sich ein Entlastungsstrom in der Spule aufbauen, der dem Laststrom entgegenwirkt und damit während des Umschaltvorgangs der Phase ein verlustarmes Umladen der zu schaltenden Leistungsschalter bewirkt. Nachteilig hieran ist, dass je Phase eine Induktivität benötigt, was zu einem erhöhten Gewicht und Volumen der entsprechend beschalteten Wechselrichter führt.
Zur Reduktion der passiven Bauteile wurde in „ A Novel Auxiliary Resonent Commutated Pole Soft-Switching Inverter“ von W. Gong et al. (2021 IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Seiten 2166 bis Seiten 2170) vorgeschlagen, das Entlastungsnetzwerk für unterschiedliche Vorzeichen der Spannungsänderung, also für unterschiedliche Schaltflan- ken, zusammenzufassen. Der entsprechende Ansatz bedarf jeweils einer Induktivität für die bei- den Richtungen der Umladung der Schaltflanken. Eine weitere Reduktion der passiven Bauteile kann hierüber nicht erzielt werden. Zudem lässt das beschriebene Ansteuerverfahren keine Ein- stellung der mittleren Stempunktspannung zu.
Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, einen Zweipunkt-Wechselrichter mit Schaltent- lastung zu verbessern, insbesondere die Anzahl dessen passiver Bauelemente zu verringern.
Diese Aufgabe ist gelöst durch ein Verfahren zur Ansteuerung eines Zweipunkt-Wechselrichters mit mindestens zwei Phasen gemäß Anspruch 1, einer Schal tanordnung für einen Zweipunkt- Wechselrichter mit mindestens zwei Phasen gemäß Anspruch 13 und einen mehrphasigen Zwei- punkt-Wechselrichter gemäß Anspruch 17.
Das erfindungsgemäße Verfahren dient zur Ansteuerung eines Zweipunkt-Wechselrichters mit mindestens zwei Phasen, der eine Schal tanordnung mit Eingangsanschlüssen für eine Eingangs- gleichspannung, je Phase einen Ausgangsanschluss und eine Brückenschaltung mit einer Halb- brücke je Phase aufweist, wobei die Halbbrücken jeweils Leistungsschalter aufweisen, über die der jeweilige Ausgangsanschluss mit den Eingangsanschlüssen verbunden ist. Der anzusteuemde mehrphasige Zweipunkt-Wechselrichter weist zudem ein Entlastungsnetzwerk mit einem bidi- rektionalen Entlastungsschalter je Phase und einer Induktivität für die mindestens zwei Phasen auf, wobei die Induktivität, insbesondere einer der beiden Anschlusspunkte der Induktivität, über den jeweiligen bidirektionalen Entlastungsschalter mit den mindestens zwei Ausgangsanschlüs- sen verbunden ist. Mehrere Schaltperioden werden zum Erzeugen eines Wechselstroms an den Ausgangsanschlüssen durchgeführt, wobei jeweils das an den Ausgangsanschlüssen der mindes- tens zwei Phasen anliegende Potential der Eingangsgleichspannung durch Umschalten der jewei- ligen Leistungsschalter umgepolt wird. Die Entlastungsschalter werden zur Reduzierung von Schaltverlusten beim Umschalten der jeweiligen Leistungsschalter aktiviert, wobei verhindert wird, dass die Entlastungsschalter unterschiedlicher Phasen gleichzeitig aktiviert sind, während die Ausgangsanschlüsse der jeweiligen Phasen auf einem unterschiedlichen Potential der Ein- gangsgleichspannung liegen, insbesondere während die Ausgangsanschlüsse der jeweiligen Pha- sen mit einem unterschiedlichen Potential der Eingangsgleichspannung verbunden sind, insbe- sondere aktiv verbunden sind.
Der Kern des Verfahrens besteht darin, dass eine einzelne Induktivität des Entlastungsnetzwerks über die jeweiligen Entlastungsschalter an mehrere Ausgangsanschlüsse angeschlossen ist. Bei der Aktivierung des Entlastungsnetzwerks kann es hierbei zu einer Verkopplung mehrerer Pha- sen kommen, die Kurzschlüsse und Beschädigungen des Zweipunkt-Wechselrichters sowie da- ran angeschlossene Geräte bedingen können. Zu Kurzschlüssen führende Verkopplungen werden hier und im Folgenden auch als Kollision bezeichnet. Erfindungsgemäß wurde erkannt, dass ein sicherer und kollisionsfreier Betrieb der Leistungsschalter trotz der einzigen Induktivität für un- terschiedliche Phasen gewährleistet ist durch ein Ansteuem des Zweipunkt-Wechselrichters, wo- bei verhindert wird, dass die Entlastungsschalter unterschiedlicher Phasen gleichzeitig aktiv sind, wenn die jeweiligen Ausgangsanschlüsse auf einem unterschiedlichen Potential liegen. Dies er- möglicht eine Entlastung der Schal tvorgänge in dem Zweipunkt-Wechselrichter, wobei nur eine Induktivität für mehrere Phasen, insbesondere genau eine Induktivität für mindestens drei Pha- sen, bevorzug für alle Phasen des Zweipunkt-Wechselrichters, vorhanden ist. Die mehreren über eine Induktivität entlasteten Phasen können insbesondere unabhängig voneinander getaktet wer- den. Das Verfahren ermöglicht die Realisierung von Zweipunkt-Wechselrichtern mit einem ein- fach ausgebildeten Entlastungsnetzwerk, bei dem die Anzahl der passiven Bauelemente, insbe- sondere die Anzahl der Induktivitäten reduziert ist. Damit können Gewicht und Volumen der Zweipunkt-Wechselrichter erheblich reduziert werden. Zusätzlich sind die Bauteilkosten des Zweipunkt-Wechselrichters verringert. Der erfindungsgemäße Zweipunkt-Wechselrichter er- möglicht insbesondere einen bidirektionalen Leistungsfluss.
Der Zweipunkt-Wechselrichter hat mindestens zwei Phasen. Die Eingangsgleichspannung wird in mindestens zwei Wechselstrom-Phasen gewandelt. Ein derartiger Zweipunkt-Wechselrichter wird auch als mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter bezeichnet. Der Zweipunkt-Wechselrich- ter weist insbesondere drei Phasen auf. Der erzeugte Wechselstrom wird im Folgenden auch als Laststrom bezeichnet. Die Zählrichtung des Laststroms ist insbesondere durch den aus dem Zweipunkt-Wechselrichter herausfließenden Strom definiert.
Das Durchführen der Schaltperioden zur Erzeugung des Wechselstroms kann auf bekannte Weise, beispielsweise mithilfe bekannter Modulationsverfahren, erfolgen. Je Schaltperiode wird ein Modulationszustand bestimmt, der die Umschaltzeitpunkte der Leistungsschalter der mindes- tens zwei Phasen definiert. Der Modulationszustand legt insbesondere eine Schaltabfolge für das Schalten der Leistungsschalter fest. Bewährt hat sich insbesondere die Raumzeigermodulation, wobei in jeder Schaltperiode ein Soll-Raumzeiger nachgebildet wird. Das Schalten kann bei- spielsweise symmetrisch um einen zeitlichen Mittelpunkt der Schaltperiode erfolgen.
Das Schalten der Leistungsschalter kann insbesondere mit Grundwellentaktung, bei welcher die Taktfrequenz des Schaltens der Grundfrequenz des Laststroms entspricht, erfolgen. Besonders bevorzugt ist die Schaltfrequenz unterschiedlich zu der Grundfrequenz des erzeugten Wechsel- stroms, insbesondere wesentlich höher als der Grundfrequenz des Laststroms. Das Schalten er- folgt bevorzugt mit einer hohen Frequenz, beispielsweise im Kilohertzbereich. Der Laststrom kann bei hoher Frequenz in der jeweiligen Phase über eine Schaltfrequenz näherungsweise als konstant betrachtet werden.
Die Entlastung des Umschaltens der jeweiligen Leistungsschalter mithilfe der Aktivierung des jeweiligen Entlastungsschalters ist an sich bekannt. Die Entlastung kann insbesondere durch Nullspannungsschalten der Leistungsschalter erfolgen. Unter einer Aktivierung des Entlastungs- schalters sei verstanden, dass dieser geschlossen wird, um einen Strompfad von dem Ausgangs- anschluss über die Induktivität bereit zu stellen. Die Aktivierung der Entlastungsschalter ist zur Reduzierung von Schaltverlusten insbesondere für derartige Umschaltvorgänge zielführend, bei denen der Laststrom der jeweiligen Phase das gleiche Vorzeichen hat wie die Potentialänderung aufgrund des Umschaltens. Ist beispielsweise der Laststrom positiv und wird der Ausgangsan- schluss durch das Umschalten von dem negativen Potential der Eingangsgleichspannung auf das positive Potential der Eingangsgleichspannung geschaltet, führt dies ohne Entlastung zu hohen Schaltverlusten. Hat der Laststrom hingegen ein entgegengesetztes Vorzeichen zu dem Potential- unterschied, kann der Laststrom ein Umladen der Leistungsschalter bewirken, sodass Schaltver- luste reduziert werden und auf eine Aktivierung des entsprechenden Entlastungsschalters ver- zichtet werden kann. Ist der entgegengesetzte Laststrom jedoch betragsmäßig klein, kann die Ak- tivierung des Entlastungsschalters auch für derartige Schaltflanken vorteilhaft sein.
Das Entlastungsnetzwerk ist insbesondere zwischen den Ausgangsanschlüssen und den Ein- gangsanschlüssen geschaltet. Das Entlastungsnetzwerk kann beispielsweise über eine Eingangs- halbbrücke und/oder den einen Mittenabgriff eines eingangsseitigen Gleichspannungszwischen- kreises an die Eingangsanschlüsse angeschlossen sein. Beispielsweise ist die gemeinsame Induk- tivität mehrerer Phasen, bevorzugt aller Phasen, mit einem ihrer Anschlusspunkte über die bidi- rektionalen Entlastungsschalter an die jeweiligen Phasen und mit ihrem anderen Anschlusspunkt an die Eingangsanschlüsse angeschlossen. Die bidirektionalen Entlastungsschalter mit ihren zu- gehörigen Phasen sind bezogen auf die Induktivität insbesondere parallel zueinander geschaltet.
Die gemeinsame Induktivität kann mit einem Anschlusspunkt beispielsweise an einen Mittel- abriff für die Eingangsgleichspannung angeschlossen sein, insbesondere direkt angeschlossen sein. Die gemeinsame Induktivität mehrerer Phasen kann direkt mit dem Mittelabgriff verbunden sein. Der Mittelabgriff ist insbesondere an einem Gleichspannungszwischenkreis angeordnet, über welchen die Versorgung des Zweipunkt-Wechselrichters mit der Eingangsgleichspannung erfolgt. Beispielsweise ist der Mittelabgriff zwischen zwei Zwischenkreiskondensatoren eines Gleichspannungszwischenkreises ausgebildet.
Es ist auch möglich, die gemeinsame Induktivität über eine Eingangshalbbrücke an die Ein- gangsanschlüsse anzuschließen. Beispielsweise kann die Induktivität über jeweilige Hilfsschalter der Eingangshalbbrücke an die Pole der Eingangsgleichspannung angeschlossen sein. Die Hilfs- schalter können bevorzugt wie die Leistungsschalter der Halbbrücken der Brückenschaltung aus- gebildet sein. Die Eingangshalbbrücke wird beispielsweise so geschaltet, dass beim Schalten der Leistungsschalter Entlastungsströme über die Induktivität auf- bzw. abgebaut werden können. Insbesondere werden die Hilfsschalter hinsichtlich der Schaltzustände der Leistungsschalter der zu kommutierenden Halbbrücke der Brückenschaltung invertierend ein- bzw. ausgeschaltet. Mit anderen Worten, die Hilfsschalter werden insbesondere diagonal zu den Leistungsschaltern der zu kommutierenden Halbbrücke der Brückenschaltung ein- bzw. ausgeschaltet. Ist der Schaltvor- gang der Leistungsschalter abgeschlossen, sind die Hilfsschalter inaktiv.
Die Komponenten der Brückenschaltung und des Entlastungsnetzwerks, insbesondere die Leis- tungsschalter beziehungsweise die Entlastungsschalter, können in bekannter Weise ausgeführt sein. Geeignete Leistungsschalter sind insbesondere in Vorwärtsrichtung ein- und ausschaltbar und in Rückwärtsrichtung leitend. Als Vorwärtsrichtung wird die technische Stromrichtung in Bezug auf die Polung der Eingangsgleichspannung verstanden. Geeignete Leistungsschalter für die Brückenschaltung können insbesondere Halbleiterschaltelemente, beispielsweise MOSFETs, IGBTs und/oder Bipolartransistoren aufweisen. Antiparallel hierzu kann eine Diode geschaltet sein für die leitende Verbindung in Rückwärtsrichtung. Die Leistungsschalter weisen eine parasi- täre Kapazität auf. Zur Erhöhung der Kapazität können die Leistungsschalter auch parallel ge- schaltete Kondensatoren aufweisen.
Die Entlastungsschalter sind bidirektionale Schalter. Ein bidirektionaler Schalter im Sinne der Erfindung ist ein Schalter, der in beiden Stromrichtungen Strom schalten bzw. Spannungen sper- ren kann. Die bidirektionalen Entlastungsschalter können insbesondere geeignet verschaltete Halbleiterschaltelemente zum Schalten des Stroms in einer Stromrichtung aufweisen, beispiels- weise zwei seriell angeordnete, entgegengesetzt ausgerichtete Halbleiterschaltelemente aufwei- sen mit jeweils antiparallel geschalteter Diode. Die Halbleiterschaltelemente können beispiels- weise als MOSFET, IGBT oder Bipolartransistor ausgebildet sein. Hierdurch kann durch einfa- che Halbleiterschaltelemente der bidirektionale Schalter realisiert werden. Die Entlastungsschal- ter können auch bidirektionale Halbleiterschalter, insbesondere bidirektionaler Transistoren, bei- spielsweise symmetrisch aufgebaute Bipolartransistoren, sein. Ein beispielhafter geeigneter bidi- rektionaler Transistor ist ein bidirektionaler GaN-Transistor.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens erfolgt das Umschalten der Leistungsschalter anhand eines Modulationsverfahrens zum Nachbilden einer Wechsel Spannung, wobei je Schalt- periode ein Modulationszustand bestimmt wird, der Umschaltzeitpunkte der Leistungsschalter der mindestens zwei Phasen definiert, und wobei nur solche Modulationszustände berücksichtigt werden, bei denen die Umschaltzeitpunkte der Leistungsschalter der mindestens zwei Phasen ein gleichzeitiges Aktivieren der Entlastungsschalter unterschiedlicher Phasen ausschließen, wäh- rend die mindestens zwei Phasen auf einem unterschiedlichen Potential der Eingangsgleichspan- nung liegen. Insbesondere können nur solche Modul ationszu stände berücksichtigt werden, bei welchen ein Umschalten der Leistungsschalter unterschiedlicher Phasen unter Einhaltung eines Mindestzei tab stands und/oder bei gleichem Vorzeichen der Potentialänderung im Wesentlichen gleichzeitig erfolgt. Dies ermöglicht ein kollisionsfreies Schalten, durch die Wahl geeigneter Modulationsverfahren, insbesondere geeigneter Sollraumzeiger, zur Ansteuerung der Leistungs- schalter. Bei der Ansteuerung können die Modulationszustände, insbesondere Sollraumzeiger, daraufhin analysiert werden, ob deren Umschaltzeitpunkte eine Kollision verursachen können. Gegebenenfalls können die Modulationszustände als unzulässig verworfen werden. Zur Erzie- lung des gewünschten Laststromes kann dann eine Abfolge anderer zulässiger Modulationszu- stände gewählt werden.
Eine gleichzeitige Aktivierung der Entlastungsschalter für unterschiedliche Phasen, während diese auf unterschiedlichem Potential liegen, ist ausgeschlossen, wenn die Umschaltzeitpunkte der Leistungsschalter der Phasen bei gleichem Vorzeichen der Potentialänderung, zusammenfal- len. Unproblematisch sind daher Umschaltvorgänge, die bei gleichem Vorzeichen der Potential- änderung, im Wesentlichen gleichzeitig erfolgen. Unproblematisch sind zudem Modulationszu- stände, deren Umschaltzeitpunkte derart zeitlich beabstandet sind, dass eine gleichzeitige Akti- vierung der jeweiligen Entlastungsschalter ausscheidet. Dies ist beispielsweise dann gewährleis- tet, wenn ein Umschalten der Leistungsschalter unterschiedlicher Phasen mit einem Mindestzeit- abstand erfolgt, der größer oder gleich ist als die Summe der halben Aktivierungszeiten, in wel- chen die jeweiligen Entlastungsschalter der Phasen zur Entlastung des Umschaltens der jeweili- gen Leistungsschalter aktiviert sind. Ein kollisionsvermeidendes Modulationsverfahren kann ins- besondere auf Modulationszustände beschränkt sein, bei welchen ein Umschalten der Leistungs- schalter unterschiedlicher Phasen entweder mit dem Mindestzeitabstand und/oder bei gleichem Vorzeichen der Potentialänderung im Wesentlichen gleichzeitig erfolgt.
Die Aktivierungszeit des Entlastungsschalters ergibt sich insbesondere aus der Summe Zeit, die es braucht, einen geeigneten Entlastungsstrom in der Induktivität aufzubauen und diesen wieder abfallen zu lassen, und einer Umladezeit, innerhalb derer die Leistungsschalter mithilfe des Ent- lastungsstroms umgeladen werden. Der Entlastungsstrom entspricht insbesondere dem in Rich- tung der Potentialänderung gezählten Laststrom plus einem Kommutierungsstrom, wobei der Kommutierungsstrom die letztendliche Umladung der Leistungsschalter bewirkt. Die Stromauf- bauzeit bzw. -abfallzeit ist daher proportional zu dem Entlastungsstrom und der Induktivität. Die Umladezeit ist abhängig von der Kapazität der Leistungsschalter, der Eingangsgleichspannung sowie umgekehrt proportional zu dem Kommutierungsstrom. Bei Kenntnis des Laststroms, der Komponenten des Zweipunkt-Wechselrichters sowie eines vorgegebenen Kommutierungsstroms kann die Aktivierungszeit bestimmt werden. Ein geeigneter Kommutierungsstrom kann bei- spielsweise durch die Vorgabe einer zu erzielenden Umladezeit auf Basis der Kapazität der Leis- tungsschalter und der Eingangsgleichspannung ermittelt werden.
Da die Umschaltvorgänge im Regelfall nur einen kleinen Anteil der Periodendauer jeder Schalt- periode einnehmen, ist auch der einzuhaltende Mindestzei tab stand im Vergleich zu der Perioden- dauer gering. Der Ausschluss von Schaltzuständen, die den Mindestzei tab stand nicht einhalten, führt daher nur zu einer geringfügigen Einschränkung der möglichen Modulationszustände, ins- besondere der zur Verfügung stehenden Soll-Raumzeiger.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens liegt zwischen dem Umschalten der Leis- tungsschalter unterschiedlicher Phasen der Mindestzeitabstand. Dies ermöglicht in einfacher und zuverlässiger Weise, dass eine gleichzeitige Aktivierung der Entlastungsschalter unabhängig von dem Potential, auf welchem die jeweiligen Ausgangsanschlüsse liegen, vermieden ist. Hierdurch ist eine Kollisionsvermeidungsmaßnahme auf Basis der für die Ansteuerung der Leistungsschal- ter verwendeten Modulationszustände realisiert, bei der nur diejenigen Zustände Verwendung finden, die eine zeitliche Beabstandung des Umschaltens der Leistungsschalter unterschiedlicher Phasen um den Mindestzei tab stand umsetzen. Schaltvorgänge, die potentiell zu Kollisionen füh- ren, werden bei der Ansteuerung nicht berücksichtigt. Dies kann beispielsweise durch die Vor- gabe fester Schaltmuster oder den Ausschluss bestimmter Raumzeigerbereiche, in denen der Mindestzei tab stand nicht erfüllt ist, erfolgen.
Beispielsweise ist der Mindestzei tab stand größer oder gleich einer maximalen Aktivierungszeit, die sich ergibt, wenn der Laststrom betragsmäßig maximal ist, d.h. dem zulässigen Maxi- malstrom der Phasen des Zweipunkt-Wechselrichters entspricht. Die Vorgabe eines mindestens der maximalen Aktivierungszeit entsprechenden Mindestzeitab stands gewährleistetet, dass Kolli- sionen zuverlässig vermieden sind, unabhängig von den jeweiligen Lastströmen und Modulati- onszuständen. Der entsprechende Mindestzeitab stand stellt einen Sicherheitspuffer bereit, der möglicher Kollisionen von vorneherein vermeidet.
Gemäß einem vorteilhaften Aspekt des Verfahrens werden Umschaltzeitpunkte der Leistungs- schalter zweier Phasen derart relativ zueinander verschoben, dass die jeweiligen Entlastungs- schalter zur Entlastung des Umschaltens zeitversetzt aktiviert sind. Insbesondere können Um- schaltzeitpunkte, die den Mindestzeitab stand nicht einhalten, derart zueinander verschoben wer- den, dass die Umschaltzeitpunkte den Mindestzeitab stand einhalten. Besonders bevorzugt erfolgt die relative Verschiebung für beide Schaltflanken der jeweiligen Phase. Auf diese Weise wird die über die Schaltperiode anliegende mittlere Spannung nicht verändert. Die Verschiebung wirkt sich nicht auf die Umsetzung der Vorgaben durch das Modulationsverfahren, insbesondere auf den Soll-Raumzeiger aus.
Beispielsweise können die Umschaltzeitpunkte der Schaltflanken einer Phase relativ zu der po- tentiell kollidierenden Phase verschoben werden. Hierdurch wird ein zum zeitlichen Mittelpunkt der Schaltperiode versetztes Schalten der Leistungsschalter bei gleichbleibender mittlerer Span- nung durchgeführt.
In einzelnen Fällen kann eine Verschiebung der Umschaltzeitpunkte zu einer Änderung der Ab- folge der Schaltvorgänge führen. Vor Implementierung der Verschiebung kann vorteilhafter- weise eine Überprüfung erfolgen, ob die Implementierung der Steuerung die verschobenen Um- schaltzeitpunkte umsetzen kann.
Durch die Verschiebung der Umschaltzeitpunkte ist eine weitere Kollisionsvermeidungsmaß- nahme realisiert, die die Ansteuerung mithilfe von Modulationszuständen, insbesondere mithilfe von Sollraumzeigern, ermöglicht, die an sich nicht den Mindestzeitab stand einhalten. Diese Kol- lisionsvermeidungsmaßnahme erweitert das Spektrum einsetzbarer Sollraumzeiger, ohne dass es zu Kollisionen aufgrund des vereinfachten Entlastungsnetzwerks kommt. Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens erfolgt eine Mittelung der relativen Verschie- bung der Umschaltzeitpunkte der Phasen über mehrere Schaltperioden hinweg. Hierdurch kön- nen insbesondere mittlere Umschaltzeitpunkte nachgebildet werden, die vom Sollraumzeiger vorgegebenen Sollumschaltzeitpunkten entsprechen. Vorteilhafterweise können die Zieleigen- schaften der Ausgangsspannungen trotz einer Verschiebung der Umschaltzeitpunkte zuverlässig eingehalten werden.
Beispielsweise kann vorgesehen sein, in unterschiedlichen Schaltperioden die Schaltflanken ver- schiedener Phasen unterschiedlich relativ zueinander zu verschieben. Beispielsweise können in aufeinanderfolgenden Schaltperioden die Schaltflanken zweier Phasen alternierend zueinander verschoben werden.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens erfolgt ein Umpolen des an den Ausgangsan- schlüssen mindestens zweier Phasen anliegenden Potentials bei gleichem Vorzeichen der Poten- tialänderung im Wesentlichen gleichzeitig. Kurzschlüsse aufgrund der gleichzeitigen Aktivie- rung der Entlastungsschalter unterschiedlicher Phasen treten nur dann auf, wenn die Ausgangs- anschlüsse auf unterschiedlichen Potentialen liegen. Durch das im Wesentlichen gleichzeitige Umschalten der beiden Phasen mit gleichem Vorzeichen der Potentialänderung ist das Anliegen eines unterschiedlichen Potentials an diesen Phasen vermieden. Eine gleichzeitige Aktivierung der Entlastungsschalter führt zu keiner Kollision.
Das Umschalten der Leistungsschalter zweier Phasen erfolgt insbesondere im Wesentlichen gleichzeitig, wenn ein Zeitabstand der Umschaltzeitpunkte in der Größenordnung der Dauer ty- pischer Schaltvorgänge ist. Das im Wesentlichen gleichzeitige Schalten kann beispielsweise der- art realisiert sein, dass die betreffenden Leistungsschalter im Rahmen der Genauigkeit der An- steuerung gleichzeitig geschaltet werden.
Besonders bevorzugt kann ein im Wesentlichen gleichzeitiges Umschalten der Leistungsschalter zweier Phasen erfolgen, indem deren Umschaltzeitpunkte relativ zueinander verschoben werden, um einen kollisionsfähigen, also insbesondere den Mindestzei tab stand nicht einhaltenden, Zeit- abstand dieser Umschaltzeitpunkte zu vermeiden. Zur Gewährleistung der mittleren Spannungen pro Schaltperiode erfolgt die Verschiebung bevorzugt für beide Umschaltzeitpunkte der Schalt- flanken der jeweiligen Phase. Beispielsweise können die Umschaltzeitpunkte beider Schaltflan- ken einer Phase verschoben werden, sodass einer der Umschaltzeitpunkte mit einem der Um- schaltzeitpunkte einer anderen Phase zusammenfällt.
Das im Wesentlichen zeitgleiche Umschalten der Leistungsschalter zweier Phasen ist insbeson- dere dann von Relevanz, wenn die Lastströme beider Phasen das gleiche Vorzeichen haben, ins- besondere wenn das Vorzeichen der beiden Lastströme gleich dem Vorzeichen der jeweiligen Potentialänderung ist. In derartigen Fällen kann dasselbe Entlastungsnetzwerk beide Phasen gleichzeitig unterstützen. Dies bewirkt jedoch auch, dass der sich in der Induktivität aufzubau- ende Entlastungsstrom der Summe der beiden Lastströme und des doppelten Kommutierungs- stroms entsprechen muss. Dies erhöht insbesondere den durch die Induktivität fließenden Strom.
Besonders bevorzugt ist bei dem Verfahren vorgesehen, zu überprüfen, ob der durch die Indukti- vität fließende Entlastungsstrom einen zulässigen Maximalstrom der Induktivität überschreitet. Hierdurch können Beschädigungen der Induktivität ausgeschlossen werden. Droht eine Über- schreitung des maximalen Stroms der Induktivität, kann die entsprechende Kollisionsvermei- dungsmaßnahme verworfen und eine andere Kollisionsvermeidungsmaßnahme gewählt werden. Alternativ oder zusätzlich hierzu, kann eine Induktivität mit entsprechend hohem Maximalstrom, insbesondere mit einem Maximalstrom der größer oder gleich dem doppelten des maximalen Laststroms plus des zweifachen Kommutierungsstroms entspricht, gewählt werden.
Mithilfe des im Wesentlichen gleichzeitigen Umschaltens der Leistungsschalter zweier Phasen, insbesondere durch relative Verschiebung der Umschaltzeitpunkte, ist eine Kollisionsvermei- dungsmaßnahme realisiert, die eine Ansteuerung auch mit Raumzeigern erlaubt, die an sich nicht den Mindestzeitab stand einhalten.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens haben die Lastströme der beiden im Wesentli- chen gleichzeitig umzupolenden Phasen ein unterschiedliches Vorzeichen. Bei gleichzeitiger Ak- tivierung der Entlastungsnetzwerke werden die Lastströme mit unterschiedlichem Vorzeichen gekoppelt, sodass sich ein betragsmäßig kleinerer Differenzlaststrom ergibt. Der aufzubauende Entlastungsstrom muss daher nur der Summe aus dem Differenzlaststrom und dem Kommutie- rungsstrom entsprechen. Der die Induktivität des Entlastungsnetzwerks durchfließende Entlas- tungsstrom ist verringert. Hierdurch ist die zur Schaltentlastung erforderliche Aktivierungszeit reduziert. Verluste aufgrund des Entlastungsstroms sind minimiert.
Besonders bevorzugt wird der Entlastungsschalter für eine Phase aktiviert, die einer Schaltentlas- tung eigentlich nicht bedürfte. Durch das zusätzliche Aktivieren des Entlastungsschalters kann ein durch den resultierenden Differenzlaststrom reduzierter Entlastungsstrom erzielt werden mit den oben genannten Vorteilen.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens wird der Entlastungsschalter einer Phase zur Entlastung des Umschaltens der entsprechenden Leistungsschalter nicht aktiviert, solange der Entlastungsschalter einer anderen Phase aktiviert ist. Insbesondere erfolgt das Umschalten der Leistungsschalter einer Phase ohne Aktivierung des jeweiligen Entlastungsschalters, während der Entlastungsschalter einer anderen Phase aktiv ist. Hierdurch kann ein Umschalten der Leis- tungsschalter unabhängig von einem zeitlichen Abstand der Umschaltzeitpunkte ohne Kollisi- onsgefahr erfolgen. Für die Phase, bei der der Entlastungsschalter nicht aktiviert wird, erfolgt das Umschalten der Leistungsschalter insbesondere durch sogenanntes hartes, also verlustbehaftetes, Schalten. Zur Vermeidung von Kollisionen können einzelne harte Schaltvorgänge und damit ge- ringfügige Schaltverluste in Kauf genommen werden.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens führt die Phase, deren jeweiliger Entlastungs- schalter nicht aktiviert wird, für den Fall, dass der Entlastungsschalter einer anderen Phase akti- viert ist, einen betragsmäßig kleineren Laststrom als die Phase, deren Entlastungsschalter akti- viert wird. Insbesondere führt die Phase, deren Umschalten ohne Aktivierung des jeweiligen Ent- lastungsschalters erfolgt, einen betragsmäßig kleineren Laststrom als die Phase, deren Entlas- tungsschalter aktiviert wird. Auf diese Weise können Schaltverluste durch gelegentliches hartes Schalten weiter reduziert werden.
Das harte Schalten einer der Phasen ist eine Kollisionsvermeidungsmaßnahme, die unabhängig von der Bemessung der Komponenten der Schal tanordnung und unabhängig von der Wahl eines Modulationszustands, insbesondere eines Sollraumzeigers, anwendbar ist. Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens erfolgt eine sequentielle Aktivierung der Ent- lastungsschalter. Ein zur Vermeidung von Kollisionen zunächst nicht aktivierter Entlastungs- schalter wird sequentiell zu einem zuvor aktivierten Entlastungsschalter einer anderen, potentiell kollidierenden Phase aktiviert. Für Fälle mit ungenügendem Zeitabstand zwischen den Schalt- zeitpunkten führt dies zu unvollständigen Vorgängen der Schaltentlastung. Durch die sequenti- elle Aktivierung können die gesamten Schaltverluste in den Leistungs- und Entlastungsschaltem reduziert werden.
Beispielsweise ist es möglich, den Entlastungsvorgang für eine der Phasen abzuschließen, also den Abbau des Entlastungsstroms in der Induktivität abzuwarten. Nach dem Abbau des Entlas- tungsstroms in dieser Phase und dem Schließen des entsprechenden Entlastungsschalters kann der Entlastungsschalter der anderen Phase aktiviert werden. Aufgrund eines geringen Zeitab- stands der Umschaltzeitpunkte der beiden Phasen kann das sequentiell erfolgte Aktivieren des Entlastungsschalters nicht rechtzeitig erfolgen, um den zur Schaltentlastung erforderlichen Ent- lastungsstrom vollständig aufzubauen. Ein Null Spannungsschalten kann gegebenenfalls nicht er- folgen. Vorteilhafterweise kann sich zumindest jedoch ein Teil des erforderlichen Entlastungs- stroms im Entlastungsnetzwerk aufbauen, sodass das Umschalten der Leistungsschalter durch den anteiligen Entlastungsstrom zumindest unterstützt wird. Das Umschalten muss nicht für den gesamten Laststrom, sondern nur für die Differenz aus Laststrom und anteiligem Entlastungs- strom erfolgen. Hierdurch sind Schaltverluste im Vergleich zum harten Schalten der Leistungs- schalter reduziert.
Es ist auch möglich, die Entlastungsschalter der beiden Phasen hart umzuschalten. Dies bedeutet, dass der Entlastungsschalter der ersten Phase deaktiviert wird, bevor der Entlastungsstrom voll- ständig abgebaut ist. Durch ein hartes Umschalten auf den Entlastungsschalter der anderen Phase wird der nicht vollständig abgebaute Entlastungsstrom durch diesen übernommen. Dies ist insbe- sondere dann zielführend, wenn die Vorzeichen der Lastströme der jeweiligen Phasen gleich sind. Der durch das harte Umschalten verbleibende Entlastungsstrom kann dann auch zum Ent- lasten des Umladevorgangs für die andere Phase genutzt werden. Das harte Schalten der Entlas- tungsschalter führt zu geringeren Schaltverlusten, da diese im Vergleich zu den Leistungsschal- tern im Regelfall kleiner ausgelegt sind. Die oben beschriebenen Kollisionsvermeidungsmaßnahmen sind jeweils für sich gesehen geeig- net und ausreichend, um einen sicheren Betrieb des Zweipunkt-Wechselrichters zu gewährleis- ten. Besonders bevorzugt können Kombinationen der Kollisionsvermeidungsmaßnahmen bei den Verfahren vorgesehen sein, um eine oder mehrere der Kollisionsvermeidungsmaßnahmen je nach Anwendungsfall auswählen zu können.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens ist die Induktivität mit einem ihrer Anschluss- punkte über die Entlastungs Schalter an die jeweiligen Phasen und mit ihrem anderen Anschluss- punkt über eine Eingangsschaltung an die Eingangsanschlüsse angeschlossen. Geeignete Ein- gangsschaltungen sind beispielsweise ein eingangsseitiger Gleichspannungszwischenkreis und/o- der eine eingangsseitige Halbbrücke. Die Induktivität ist insbesondere über eine Eingangshalb- brücke und/oder einen Mittenabgriff eines eingangsseitigen Gleichspannungszwischenkreises an die Eingangsgleichspannung angeschlossen. Die Entlastungsschalter mit den entsprechenden Phasen sind bevorzugt bezogen auf den entsprechenden Anschlusspunkt der Induktivität parallel zueinander geschaltet. Das Ansteuerverfahren ist hinsichtlich der Vermeidung von Kurzschlüs- sen für derartige Schal tanordnungen besonders relevant. Insbesondere ist hierdurch eine kollisi- onsfreie Entlastung der Schal tvorgänge für Schal tanordnungen möglich, die eine beliebige An- zahl, insbesondere eine ungerade Anzahl, von Phasen aufweisen. Die gemeinsame Induktivität kann für zwei oder mehr Phasen, insbesondere für mindestens drei Phasen, insbesondere für alle Phasen, genutzt werden. Derartige Schal tanordnungen sind besonders vielseitig einsetzbar und insbesondere nicht auf eine bestimmte Anzahl, insbesondere nicht auf eine gerade Anzahl, von Phasen eingeschränkt. Zudem können die jeweiligen Phasen unabhängig voneinander geschalten, insbesondere getaktet, werden. Beispielsweise kann das Entlastungsnetzwerk sequentiell für un- terschiedliche Phasen aktiviert werden. Die Schaltzustände anderer Phasen haben auf die Akti- vierung für eine Phase keinen Einfluss. Die Schaltzustände der Phasen können damit vollständig voneinander entkoppelt werden. Im Gegensatz hierzu sind Schaltanordnungen mit einer seriellen Anordnung von Entlastungsschaltem mehrerer Phasen hinsichtlich der Induktivität, beispiels- weise wenn die Induktivität seriell zwischen die Entlastungsschalter zweier Phasen geschaltet ist, auf die Entlastung zweier Phasen mit einer Induktivität beschränkt und ermöglichen weder eine unabhängige Taktung noch Entkopplung der über die gemeinsame Induktivität zu entlastenden Phasen. Gemäß einem bevorzugten Aspekt des Verfahrens ist die Induktivität über eine Eingangshalb- brücke und/oder einen Mittenabgriff eines Gleichspannungszwischenkreises an die Eingangs- gleichspannung angeschlossen. Diese Art des Anschlusses der Induktivität hat sich als besonders geeignet erwiesen, insbesondere um die benötigten Entlastungsströme der unterschiedlichen, über die gemeinsame Induktivität zu entlastenden Phasen effektiv auf- und abzubauen. Unter- schiedliche, über die gemeinsame Induktivität zu entlastende Phasen können insbesondere unab- hängig voneinander getaktet werden.
Die erfindungsgemäße Schaltanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichter mit mindestens zwei Phasen weist Eingangsanschlüsse für die beiden Pole einer Eingangsgleichspannung, je Phase einen Ausgangsanschluss und eine Brückenschaltung mit einer Halbbrücke je Phase auf, wobei die Halbbrücken jeweils Leistungsschalter aufweisen, über die der jeweilige Ausgangsan- schluss mit den Eingangsanschlüssen verbunden ist. Die Schal tanordnung weist ein Entlastungs- netzwerk bestehend aus einem bidirektionalen Entlastungsschalter je Phase und genau einer In- duktivität für die mindestens zwei Phasen auf, die über den jeweiligen bidirektionalen Entlas- tungsschalter mit den mindestens zwei Ausgangsanschlüssen verbunden ist. Die Schaltanord- nung weist eine einfachere Geometrie des Entlastungsnetzwerks, insbesondere eine Minimalan- zahl von passiven Bauelementen auf. Hierdurch sind die Kosten, das Gewicht und das Volumen des mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichters reduziert. Die Schal tanordnung kann insbeson- dere eines oder mehrere der Merkmale aufweisen, die hinsichtlich der Schaltanordnung obenste- hend diskutiert wurden.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Schaltanordnung ist die Induktivität des Entlastungsnetz- werks eine Luftspule. Eine Luftspule ermöglichen eine hochfrequente Umladedynamik, sodass besonders schnelle Umladevorgänge möglich sind. Dies ist insbesondere deshalb vorteilhaft, da die Induktivität einen Entlastungsstrom für die mindestens zwei Phasen, insbesondere für min- destens drei Phasen, bevorzugt für alle Phasen führen muss. Zudem weisen Luftspulen einen ho- hen Maximalstrom auf, sodass diese für die oben diskutierten Kollisionsvermeidungsstrategien besonders gut geeignet sind. Durch den Verzicht auf Magnetkernmaterialien werden Magnet- kernverluste und Sättigungseffekte vermieden. Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Schal tanordnung ist die Induktivität mit einem ihrer An- schlusspunkte über die Entlastungsschalter an die jeweiligen Phasen und mit ihrem anderen An- schlusspunkt über eine Eingangsschaltung an die Eingangsanschlüsse angeschlossen. Geeignete Eingangsschaltungen sind beispielsweise ein eingangsseitiger Gleichspannungszwischenkreis, an dessen Mittenabgriff die Induktivität beispielsweise angeschlossen sein kann, und/oder eine ein- gangsseitige Halbbrücke. Die Entlastungsschalter sind bevorzugt bezogen auf die Induktivität parallel zueinander geschaltet. Dies ermöglicht eine unabhängige Taktung der mehreren über die gemeinsame Induktivität entlasteten Phasen. Die gemeinsame Induktivität kann für zwei oder mehr Phasen, insbesondere für mindestens drei Phasen, insbesondere für alle Phasen, genutzt werden. Derartige Schaltanordnungen sind besonders vielseitig einsetzbar und insbesondere nicht auf eine bestimmte Anzahl, insbesondere nicht auf eine gerade Anzahl, von Phasen einge- schränkt.
Gemäß einem bevorzugten Aspekt der Schal tanordnung ist die Induktivität über eine Eingangs- halbbrücke und/oder einen Mittenabgriff eines Gleichspannungszwischenkreises an die Ein- gangsgleichspannung angeschlossen. Diese Art des Anschlusses der Induktivität hat sich als be- sonders geeignet erwiesen, insbesondere um die benötigten Entlastungsströme der unterschiedli- chen, über die gemeinsame Induktivität zu entlastenden Phasen effektiv auf- und abzubauen. Un- terschiedliche über, die gemeinsame Induktivität zu entlastende Phasen können insbesondere un- abhängig voneinander getaktet werden.
Der erfindungsgemäße mehrphasige Zweipunkt-Wechselrichter weist die oben beschriebene Schal tanordnung sowie eine Steuereinheit auf, wobei die Steuereinheit zur Durchführung des er- findungsgemäßen Ansteuerverfahrens eingerichtet ist. Der Wechselrichter weist die in Bezug auf das Verfahren und die Schal tanordnung diskutierten Vorteile auf.
Bevorzugt ist die Steuereinheit dazu eingerichtet, die oben diskutierten vorteilhaften Aspekte des Verfahrens umzusetzen. Beispielsweise kann die Steuereinheit dazu ausgebildet sein, unter- schiedliche Kollisionsvermeidungsmaßnahmen zu berechnen und eine geeignete Kollisionsver- meidungsmaßnahme für den jeweiligen Anwendungsfall, insbesondere für die jeweilige Schalt- periode, auszuwählen. Weitere Vorteile und Details der Erfindung sind nachfolgend anhand der Zeichnungen näher er- läutert. In diesen zeigen:
Fig. 1 eine schematische Darstellung eines mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichters,
Fig. 2 ein Schaltbild einer Schaltanordnung des Wechselrichters gemäß Fig. 1,
Fig. 3 ein Raumzeigerdiagramm zur Darstellung möglicher Schaltzustände zur Ansteue- rung des Wechselrichters,
Fig. 4 eine Auftragung der an Ausgangsanschlüsse des Wechselrichters anliegenden Po- tentiale und eines durch eine Induktivität eines Entlastungsnetzwerks laufenden Stroms über den Verlauf einer beispielhaften Schaltperiode, wobei eine Entlastung von Umschaltprozessen an einzelnen Schaltflanken erfolgt,
Fig. 5 eine Fig. 4 entsprechende Darstellung einer beispielhaften Schaltperiode, wobei es zu einer Kollision bei der Aktivierung des Entlastungsnetzwerkes für zwei Schalt- flanken kommt,
Fig. 6 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode mit einer Kollisionsver- meidungsmaßnahme zur Vermeidung der Kollision zweier Schaltflanken, wobei die Umschaltzeitpunkte der Leistungsschalter derart zueinander verschoben wer- den, dass keine gleichzeitige Aktivierung des Entlastungsnetzwerkes erfolgt,
Fig. 7 ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der Kollisionsvermeidungs- maßnahme gemäß Fig. 6,
Fig. 8 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode mit einer weiteren Kol- lisionsvermeidungsmaßnahme zur Vermeidung einer Kollision der Schaltflanken, wobei die Umschaltzeitpunkte der Schaltflanken derart verschoben sind, dass ein gleichzeitiges Umschalten erfolgt, Fig. 9 ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der Kollisionsvermeidungs- maßnahme gemäß Fig. 8,
Fig. 10 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode mit einer weiteren Kol- lisionsvermeidungsmaßnahme, wobei eine Aktivierung des Entlastungsnetzwerks für eine der Schaltflanken unterbleibt,
Fig. 11 ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der Kollisionsvermeidungs- maßnahme gemäß Fig. 10
Fig. 12 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode mit einer Variante der Kollisionsvermeidungsmaßnahme nach Fig. 10,
Fig. 13 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode mit einer weiteren Vari- ante der Kollisionsvermeidungsmaßnahme nach Fig. 10,
Fig. 14 eine Fig. 5 entsprechende Darstellung einer Schaltperiode, wobei eine zusätzliche Aktivierung des Entlastungsnetzwerks für eine Schaltflanke erfolgt, um einen Stromfluss in einer Induktivität des Entlastungsnetzwerks zu reduzieren, und
Fig. 15 ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schal tanordnung für einen Wechselrichter.
Entsprechende Teile und Größen sind in den Fig. 1 bis 15 mit denselben Bezugszeichen verse- hen. Auch Einzelheiten der im Folgenden näher erläuterten Ausführungsbeispiele können für sich genommen eine Erfindung darstellen oder Teil eines Erfindungsgegenstands sein.
In Fig. 1 ist schematisch ein mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter 1 gezeigt. Der Zweipunkt- Wechselrichter 1 weist eine Schal tanordnung 2 und eine Steuereinheit 3 auf. Die Schaltanord- nung 2 weist einen Gleichspannungseingang 4 und einen mehrphasigen Wechselstromausgang 5 auf. Der Gleichspannungseingang 4 ist über eine Brückenschaltung 6 mit dem Wechselstromaus- gang 5 verbunden. Die Brückenschaltung 6 ist in Form eines Brückenwechselrichters ausgebil- det. Zwischen Gleichspannungseingang 4 und Brückenschaltung 6 ist ein Entlastungsnetzwerk 7 geschaltet. Die Steuereinheit 3 steuert die Halbbrücken der Brückenschaltung 6 sowie das Ent- lastungsnetzwerk 7 an, wie dies im Folgenden noch beschrieben ist.
In Fig. 2 ist ein Schaltplan der Schal tanordnung 2 des Zweipunkt-Wechselrichters 1 gezeigt. Der Gleichspannungseingang 4 weist zwei Eingangsanschlüsse 8 für die beiden Pole +, - einer Ein- gangsgleichspannung UZK auf. Die Eingangsgleichspannung UZK wird über einen zwei Zwi- schenkreiskondensatoren 9 aufweisenden Zwischenkreis bereitgestellt und wird auch als Zwi- schenkreisspannung bezeichnet. Zwischen den beiden Zwischenkreiskondensatoren 9 ist ein Mit- telabgriff 10 für einen Spannungsmittelpunkt der Eingangsgleichspannung UZK ausgebildet. Der Mittelabgriff 10 liegt auf einem mittleren Potential ΦM.
Der gezeigte Zweipunkt-Wechselrichter weist drei Phasen P auf, wobei P = 1, 2, 3 die jeweilige Phase bezeichnet. Je Phase P ist ein Ausgangsanschluss AP vorhanden. Die Ausgangsanschlüsse AP bilden zusammen den mehrphasigen Wechselstromausgang 5. An die Ausgangsanschlüsse AP ist eine beispielhafte symmetrische induktive Last 11 angeschlossen. Der Zweipunkt-Wechsel- richter 1 eignet sich allgemein für beliebige, auch kapazitive und/oder nichtsymmetrische Lasten. Über die Ausgangsanschlüsse AP wird die Last 11 mit den jeweiligen Phasen P zugeordneten Lastströmen iP versorgt.
Die Brückenschaltung 6 weist je Phase P eine Halbbrücke auf, über die die jeweiligen Ausgangs- anschlüsse AP an die Eingangsanschlüsse 8 angeschlossen sind. Die Halbbrücken weisen jeweils Leistungsschalter SP V auf, wobei V = + , - den Pol des Gleichspannungseingangs 4 bezeichnet, mit welchem der Ausgangsanschluss AP über den Leistungsschalter SP V verbunden ist. Die Leis- tungsschalter einer Phase P werden gemeinsam auch mit dem Bezugszeichen SP bezeichnet. Über die Leistungsschalter SP V können die Ausgangsanschlüsse AP an die jeweiligen Pole +, - des Gleichspannungseingangs 4 selektiv angeschlossen werden. Damit lässt sich das Potential, auf welchem der Ausgangsanschluss AP der Phase P liegt, zwischen den Potentialen der Ein- gangsgleichspannung UZK umpolen. Das Potential der jeweiligen Phase P wird mit ΦP bezeich- net. Ist beispielsweise der Leistungsschalter Si+ geschlossen und der Leistungsschalter geöff- net, liegt der Ausgangsanschluss Ai auf dem Potential des +-Pols der Eingangsgleichspannung UZK: 1 — ΦM = UZK/2. Durch Umschalten der Schalter Si kann das Potential Φ1 umgepolt werden zu: Φ1 — ΦM = — UZK/2 . Die Leistungsschalter SP V sind jeweils gleich ausgebildet. Sie ermöglich ein Schalten, also ein Sperren und Öffnen in Vorwärtsrichtung, also in technischer Stromrichtung. In Gegenrichtung sind die Leistungsschalter SP V leitend. Die Leistungsschalter weisen hierfür ein Schaltelement 12 und eine antiparallele Diode 13 auf. Das Schaltelement 12 ist ein Halbleiterschaltelement, bei- spielsweise ein MOSFET. Auch andere, vergleichbare Schaltelemente sind möglich, beispiels- weise IGBTs und/oder Bipolartransistoren. Die Leistungsschalter SP V weisen eine mittlere Kapa- zität CS auf. Die Kapazität kann einer parasitären Kapazität der Bauelemente, insbesondere des Schaltelements 12 sein. Zur Erhöhung der Kapazität CS ist in dem gezeigten Ausführungsbei- spiel ein Kondensator 14 parallel zu dem Schaltelement 12 und der Diode 13 geschaltet.
Das Entlastungsnetzwerk 7 ist zwischen den Ausgangsanschlüsse AP und dem Mittelabgriff 10 angeordnet. Das Entlastungsnetzwerk 7 besteht aus einem bidirektionalen Entlastungsschalter BP je Phase P und einer gemeinsamen Induktivität Z, die über die jeweiligen Entlastungsschalter BP mit dem entsprechenden Ausgangsanschluss AP verbunden ist. Das Entlastungsnetzwerk 7 weist insgesamt somit eine gemeinsame Induktivität L für alle Phasen P auf. Die Induktivität L ist zwi- schen dem Mittelabgriff 10 und die Ausgangsanschlüsse AP geschaltet. Die bidirektionalen Ent- lastungsschalter BP sind bezogen auf die Induktivität L parallel zueinander geschaltet. Der An- schlusspunkt der Induktivität Z, der dem Mittelabgriff 10 zugeordnet ist liegt auf dem mittleren Potential M.
Die Induktivität Z ist eine Luftspule. Dies ermöglicht hohe Stromflüsse und schnelle Umladevor- gänge. Der Stromfluss in der Spule wird im Folgenden auch als Entlastungsstrom iL bezeichnet.
Die bidirektionalen Entlastungsschalter BP weisen in dem dargestellten Ausführungsbeispiel zwei in Reihe geschaltete Schaltelemente 15 mit jeweils antiparallel geschalteter Diode 16 auf. Die in Reihe geschalteten Schaltelemente 15 und die antiparallel geschalteten Dioden 16 sind ei- nander entgegengerichtet. Die Schaltelemente 15 sind Halbleiterschaltelemente, beispielsweise MOSFETs, IGBTs oder Bipolartransistoren. Im Vergleich zu den Leistungsschaltern SP ist die mittlere Strombelastung der Entlastungsschalter BP gering, sodass die Entlastungsschalter BP nur eine entsprechend geringere Strombelastbarkeit aufweisen müssen. In anderen nicht figürlich ge- zeigten Ausführungsbeispielen können die bidirektionalen Entlastungsschalter auch als bidirekti- onale Halbleiterschalter, insbesondere als bidirektionale Transistoren, beispielsweise als sym- metrisch aufgebaute Bipolartransistoren, ausgebildet sein.
Im Folgenden wird Bezug auf die Fig. 3 und Fig. 4 die Funktion des Zweipunkt-Wechselrichters 1, insbesondere dessen Entlastungsnetzwerks 7, beispielhaft beschrieben. Zur Erzeugung der Ausgangswechselströme iP erfolgt ein hochfrequentes Umschalten der Leistungsschalter SP, wobei das Potential ( ΦP der Phasen P umgepolt wird. Die Schaltfrequenz fs ist hierbei um ein Vielfaches höher als die Grundfrequenz des Ausgangsstromes iP. Hierdurch ist ein breiter Be- reich des Ausgangsstroms und der Ausgangsspannung möglich. Der Zweipunkt-Wechselrichter 1 ermöglicht insbesondere einen bidirektionalen Energiefluss. Die entsprechende Funktions- weise, insbesondere das Schalten der Leistungsschalter SP ist prinzipiell bekannt und wird im Folgenden nur grob umrissen.
Die Schaltvorgänge des Zweipunkt-Wechselrichters 1 sind in Schaltperioden mit Periodenlänge Ts unterteilt. Das zur Erzielung eines gewünschten Ausgangsstromes iP einer Phase P nötige Modulationsverfahren kann beispielsweise in einem Raumzeigerdiagramm, wie es in Fig. 3 ge- zeigt ist, dargestellt werden. In dem Raumzeigerdiagramm sind die Phasen P durch die Buchsta- ben R, S, T auf um 120 ° zueinander versetzte Achsen dargestellt. In jeder Schaltperiode wird ein zu erreichender Sollraumzeiger u festgelegt. Durch Projektion des Sollraumzeiger u auf die Ach- sen der jeweiligen Phasen kann eine der jeweiligen Phase P in der Schaltperiode zugewiesene mittlere Spannung bestimmt werden. Von Schaltperiode zu Schaltperiode kann der Sollraumzei- ger u variiert werden, sodass dieser eine Kurve innerhalb des Raumzeigerdiagramms abfährt. Ein gestrichelter Kreis 17 in Fig. 3 zeigt einen typischen Betriebsbereich der Raumzeigermodulation mit konstanter mittlerer Stempunktspannung in gängigen Zweipunkt-Wechselrichtem.
In Fig. 4 ist ein beispielhaftes Schal tverhalten für eine Schaltperiode gezeigt. Hierzu der zeitliche Verlauf der jeweiligen Potentiale ( ΦP — ΦM der Phasen sowie des Entlastungsstroms iL über eine Schaltperiode aufgetragen. Auf Basis des entsprechenden Sollraumzeigers u werden Soll- spannungen für die einzelnen Phasen P ermittelt. Zur Erzielung der Sollspannungen erfolgt ein Umpolen der jeweiligen Phase P von dem Potential — UZK/2 des Minuspols der Eingangs- gleichspannung UZK zu dem Potential UZK/2 des Pluspols und zurück. Abhängig von dem Zeitintervall Tp, in welchem die jeweilige Phase P umgepolt ist, ergibt sich eine mittlere Span- nung der Phase P während der Schaltperiode, die der Sollspannung entspricht. Das Umschalten erfolgt im Normalfall symmetrisch um einen Mittelpunkt TM der jeweiligen Schaltperiode. Pro Schaltperiode erfolgt daher eine zweifache Umpolung, nämlich vom negativen Potential auf das positive Potential der Eingangsgleichspannung UZK an einer ersten Schaltflanke und umgekehrt an einer zweiten Schaltflanke. Der Umschaltzeitpunkt der ersten Schaltflanke ist in den Figuren mit tP, der der zweiten Schaltflanke tp gekennzeichnet. Das Zeitintervall zwischen den Schalt- flanken, in welchem die jeweilige Phase P umgepolt ist, wird mit TP bezeichnet.
Aufgrund endlicher Schaltzeiten kann es an den Schaltflanken zu Schaltverlusten kommen. Schaltverluste können durch das Hinzuschalten des Entlastungsnetzwerks 7 durch Aktivieren des entsprechenden bidirektionalen Entlastungsschalter BP vermindert werden. Ob eine Entlastung mithilfe des Entlastungsnetzwerks 7 erforderlich ist, ist insbesondere von der Richtung des aus der jeweiligen Halbbrücke fließenden Laststroms iP abhängig. Im Regelfall ist eine Aktivierung des Entlastungsnetzwerks 7 nur bei Schal tvorgängen notwendig, bei denen das Vorzeichen der Potentialänderung am Ausgangsanschluss AP und das Vorzeichen des jeweiligen Laststroms iP gleich sind. Bei gegenläufigen Strömen iP erfolgt eine Umladung der Leistungsschalter SP mit- hilfe des jeweiligen Laststroms. In Fig. 4 sind in einem Diagramm für den durch die Induktivität L fließenden Strom iL ergänzend die Lastströme iP eingezeichnet. Aufgrund der hohen Schalt- frequenzen der Schaltperioden ist der Laststrom iP innerhalb einer Schaltperiode im Wesentli- chen konstant. Aus einem Vergleich des Vorzeichens des Laststroms iP und einer an der jewei- ligen Schaltflanke erfolgenden Potentialänderung kann bestimmt werden, welche der Schaltflan- ken einer Aktivierung des jeweiligen Entlastungsschalters BP bedürfen. Die entsprechenden Schaltflanken sind in Fig. 4 mit einem * gekennzeichnet.
Für die mit * gekennzeichneten Schaltflanken lädt der Laststrom iP die Kapazitäten Cs der je- weiligen Leistungsschalter SP nicht um, sodass es zu Schal tverlusten kommen würde. Zur Entlas- tung dieser Schaltvorgänge wird vor dem Umschalten der Leistungsschalter SP der entspre- chende bidirektionale Entlastungsschalter BP des Entlastungsnetzwerks aktiviert, sodass sich durch den bidirektionalen Entlastungsschalter BP und die Induktivität L ein Pfad für den jeweili- gen Laststrom iP ergibt. In der Induktivität L baut sich der Entlastungsstrom iL auf. Sobald der Entlastungsstrom iL den Laststrom iP um einen ausreichenden Kommutierungsstrom Δ/zvs übersteigt, führt der Kommutierungsstrom Δ/ZVS zu einem Umladen der Leistungsschalter SP, sodass diese spannungslos schalten können. Anschließend baut sich der Entlastungsstrom iL wieder ab, woraufhin der bidirektionale Entlastungsschalter BP geschlossen werden kann.
In Fig. 4 ist eine vergrößerte Darstellung des zeitlichen Verlaufs des Entlastungsstroms iL ent- halten. Nach dem Schließen des bidirektionalen Entlastungsschalters BP baut sich der Entlas- tungsstrom iL über einen Zeitraum tAP auf. Nachdem der Entlastungsstrom iL den Laststrom iP um den zum Umladen vorgegebenen Kommutierungsstrom Δ/ZVS übersteigt, erfolgt das Umschalten der jeweiligen Leistungsschalter SP. Während eines Kommutierungszeitraums tK erfolgt ein Umladen der Leistungsschalter SP zum spannungsfreien Schalten. Anschließend baut sich der Entlastungsstrom iL wiederum über den Zeitraum tAP ab.
Die Zeit für den Stromanstieg beziehungsweise Stromabfall ist abhängig von dem Laststrom iP und der Größe des Kommutierungsstrom Δ/ZVS. Die Zeit für den Stromanstieg bzw. -abfall ergibt sich zu
Figure imgf000025_0001
Die Kommutierungszeit lässt sich wie folgt abschätzen:
Figure imgf000025_0002
Insgesamt ergibt sich eine Aktivierungszeit TAP, in welcher der entsprechenden bidirektionale Entlastungsschalter BP zur Entlastung eines Umschaltens der Leistungsschalter SP einer Phase P aktiviert ist zu:
Figure imgf000025_0003
Die Aktivierungszeit TAP ist bei vorgegebener Auslegung des Zweipunkt-Wechselrichters, ins- besondere der Induktivität L und der Kapazität CS, sowie bei gegebener Eingangsgleichspan- nung UZK im Wesentlichen abhängig von dem wählbaren Kommutierungsstrom ΔIZVS und dem jeweiligen Laststrom iP. Die Aktivierungszeit TAP wird maximal bei maximalem Last- strom Imax:
Figure imgf000026_0001
Es kann auch eine gewünschte maximale Aktivierungszeit vorgegeben werden und die
Figure imgf000026_0006
Auslegung des Zweipunkt-Wechselrichters 1 entsprechend hieran angepasst werden.
Im Folgenden werden beispielhafte Werte für einen Zweipunkt-Wechselrichter angegeben. Die Eingangsgleichspannung sei UZK = 800 V. Als maximaler Phasenstrom wird /max = 900 A an- genommen. Die Schaltfrequenz sei fS = 10 kHz, was einer Periodendauer von Ts = 100 μs entspricht. Zudem werden folgende Vorgaben gemacht: Die Kommutierungszeit tK, die die Dauer des Schaltvorgangs beschreibt, sei tK = 200 ns, was einer langsamen Schaltgeschwindig- keit von 4 V/ns entspricht. Die mittlere Kapazität einer Halbbrücke mit zwei Leistungsschal- tern SP sei 2 • CS = 4 nF. Die maximale zulässige Aktivierungszeit wird zu
Figure imgf000026_0004
festgelegt. Hieraus ergibt sich die maximale Zeitdauer für den Stromanstieg
Figure imgf000026_0005
und Stromabfall zu tAP = 900 ns. Für den erforderlichen Kommutierungsstrom zur Realisie- rung eines spannungslosen Schaltens folgt damit:
Figure imgf000026_0002
Die Induktivität muss entsprechend gewählt werden zu:
Figure imgf000026_0003
Die oben genannten Zahlenwerte sind rein beispielhaft und nicht einschränkend zu verstehen. Bei den gewählten Parametern zeigt sich, dass die maximale Aktivierungszeit TA(/max) nur we- nige Prozent der Periodendauer Ts beträgt, im konkret dargestellten Ausführungsbeispiel 2 %.
Bei dem in Fig. 4 gezeigten Beispiel erfolgt eine Aktivierung des Entlastungsnetzwerks 7 nur für Schaltflanken, bei welchen der Laststrom iP das gleiche Vorzeichen hat wie die Potentialdiffe- renz des jeweiligen Umschaltvorgangs. Bei entgegengesetztem Laststrom iP erfolgt ein Umla- den durch den Laststrom iP, sodass der Entlastungsstrom iL hierfür nicht benötigt wird. Bei kleinen Lastströmen iP kann jedoch der Laststrom iP das Umladen der Leistungsschalter SP nicht immer ausreichend bewirken. Bei kleinen Lastströmen ist es daher vorteilhaft, auch die je- weils andere Schaltflanke, in welcher der Laststrom iP ein anderes Vorzeichen als die Potential- differenz hat, mithilfe des Entlastungsnetzwerks 7 zu entlasten. Prinzipiell können daher alle Schaltflanken durch Aktivierung des Entlastungsnetzwerks entlastet werden.
Das prinzipielle Vorgehen bei der Entlastung der Umschaltvorgänge ist bekannt. Die Besonder- heit ergibt sich bei dem Zweipunkt-Wechselrichter 1 dadurch, dass die Verwendung einer einzi- gen Induktivität L für alle Phasen P zu einer Verkopplung der Strompfade des Entlastungsnetz- werks 7 für unterschiedliche Phasen P führt. Dies ist unproblematisch, solange zwischen der Ak- tivierung unterschiedlicher bidirektionaler Entlastungsschalter BP, also einer Aktivierung des Entlastungsnetzwerks 7 für das Umschalten der Leistungsschalter SP unterschiedlicher Phasen P ein endlicher Zeitabstand t* besteht, wie dies in Fig. 4 angedeutet ist. Ein zeitlicher Überlapp beziehungsweise der zeitliche Abstand zwischen unterschiedlichen Aktivierungszeiten TAP un- terschiedlicher Phasen P bzw. P' kann wie folgt berechnet werden:
Figure imgf000027_0001
wobei t* > 0 einen zeitlichen Abstand und t* < 0 einen zeitlichen Überlapp beschreibt.
Es wurde erkannt, dass ein zeitlicher Überlapp der Aktivierung der Entlastungsschalter BP für unterschiedliche Phasen P zu einem Kurzschluss führen kann, wenn die jeweiligen Phasen P während der gleichzeitigen Aktivierung der Entlastungsschalter BP auf unterschiedlichen Poten- tialen der Eingangsgleichspannung UZK liegen. Ein derartiger Fall wird auch als Kollision be- zeichnet. In Fig. 5 ist eine beispielhafte Kollision dargestellt. Hierbei sind die Umschaltzeit- punkte t1 und t2 der Phasen 1 bzw. 2 derart nahe zueinander, dass sich die Aktivierung der je- weiligen bidirektionalen Entlastungsschalter B1 und B2 zeitlich überschneiden (t* < 0). Wäh- rend der zeitlichen Überschneidung ist die Phase 1 bereits auf dem Potential des Pluspoles der Eingangsgleichspannung UZK, während die Phase 2 noch auf dem Potential des Minuspols liegt.
Der Zeitabstand t* kann von der Steuereinheit 3 in jeder Schaltperiode für den jeweiligen Mo- dulationszustand bestimmt werden. Hierdurch kann für jede Schaltperiode insbesondere in Echt- zeit ermittelt werden, ob der Modulationszustand potentiell das Risiko einer Kollision aufweist.
Im Folgenden werden Ansteuerverfahren beschrieben, mit denen sich eine Kollision vermeiden lässt. Mithilfe der Ansteuerverfahren ist der vereinfachte Aufbau des Entlastungsnetzwerks 7 mit einer einzigen Induktivität L möglich. Dies ermöglicht einen einfachen, kostengünstigen sowie platz- und gewichtsparenden Aufbau des Zweipunkt-Wechselrichters 1. Die entsprechenden An- steuerverfahren werden durch die Steuereinheit 3 umgesetzt.
Eine erste Kollisionsvermeidungsmaßnahme wird dadurch realisiert, dass das Modulationsver- fahren nur Modulationszustände berücksichtigt, in welchen ein gleichzeitiges Aktivieren der Ent- lastungsschalter BP unterschiedlicher Phasen P ausgeschlossen ist, während die jeweiligen Pha- sen P auf einem unterschiedlichen Potential der Eingangsgleichspannung UZK liegen. Modulati- onszustände, insbesondere Sollraumzeiger u, die diese Bedingung nicht erfüllen, werden als un- zulässig verworfen. Die Ansteuerung erfolgt dann mit geeigneten zulässigen Modulationszustän- den, insbesondere Sollraumzeigern u.
Beispielsweise ist möglich, vorabberechnete Modulationszustände, die keine Kollision verursa- chen, zu verwenden. Hierfür können insbesondere optimierte Schaltmuster berechnet, gespei- chert und widergegeben werden. Eine beispielhafte Möglichkeit zur Schaltmusterberechnung bietet das bekannte Konzept der synchronen Taktung.
Zusätzlich oder alternativ ist auch möglich, die Modulationszustände des Modulationsverfahrens auf deren Eignung, also insbesondere auf potentielle Kollisionen hin, zu überprüfen. Dies kann beispielsweise dynamisch durch das jeweilige Ansteuerverfahren erfolgen. Anhand der Überprü- fung können die Modulationszustände als zulässig oder unzulässig beurteilt werden. Für die Überprüfung kann beispielsweise der jeweilige Zeitabstand benachbarter Umschaltzeitpunkte verschiedener Phasen ausgewertet werden. Zusätzlich oder alternativ kann ein statisches Krite- rium festgelegt werden, anhand dessen die Zulässigkeit des Modulationszustands überprüft wer- den kann. Das statische Kriterium kann insbesondere ein fest vorgegebener Mindestzeitabstand sein.
Die erste Kollisionsvermeidungsmaßnahme wird beispielhaft anhand des Raumzeigerdiagramms in Fig. 3 erläutert. Hierbei wird das Modulationsverfahren, also eine Ansteuerung der Leistungs- schalter, derart gewählt, dass potentielle Kollisionen vermieden sind Sollraumzeiger u, die zu Kollisionen führen würden, werden bei der Raumzeigermodulation ausgeschlossen. Dies sind alle Modulationszustände, bei welchen die Schaltflanken unterschiedlicher Phasen P derart nah beieinanderliegen, dass eine Kollision auftreten kann, also
Figure imgf000029_0001
werden kann.
Am Beispiel der Raumzeigermodulation werden hierzu Bereiche des Raumzeigerdiagramms, also des Bereichs möglicher Sollraumzeiger u, in welchen Kollisionen auftreten können, als un- zulässig verworfen. Hierzu kann die Steuereinheit 3 den Zeitabstand t* für jede Schaltperiode anhand der jeweiligen transienten Lastströme iP dynamisch bestimmen, um zu ermitteln ob eine potentielle Kollision vorliegt und der Sollraumzeiger als unzulässig verworfen wird.
Gemäß einer Variante der ersten Kollisionsvermeidungsmaßnahme kann ein statischer Mindest- zeitabstand gewählt werden, der Kollisionen zuverlässig vermeidet. Der Mindestzei tab stand wird bevorzugt derart gewählt, dass dieser Kollisionen für alle möglicherweise auftretenden Last- ströme zuverlässig ausschließt. Dies reduziert den Rechenaufwand bei der Ansteuerung, schließt gegebenenfalls jedoch einzelne an sich zulässige, da keine Kollision verursachende, Modulati- onszustände aus. Der Mindestzei tab stand kann insbesondere auf Basis eines Worst-Case- Szena- rios bestimmt werden, in welchem eine Schaltentlastung jeweils für maximale Lastströme, also mit maximaler Aktivierungszeit , angenommen wird.
Figure imgf000030_0004
Zur Bestimmung eines geeigneten beispielhaften Mindestzeitabstands wird im Folgenden ange- nommen, das für jede Schaltflanke das Entlastungsnetzwerk 7 aktiviert wird. Zudem wird für jede Aktivierung des Entlastungsnetzwerks 7 angenommen, dass dieses für die maximale Akti- vierungszeit aktiviert wird. Zur Vermeidung von Kollisionen muss das Umschalten der
Figure imgf000030_0003
Leistungsschalter SP von unterschiedlichen Phasen P daher einen Mindestzei tab stand Δt einhal- ten, der größer oder gleich der maximalen Aktivierungszeit
Figure imgf000030_0002
ist:
Figure imgf000030_0001
Sollraumzeiger u, die diese Bedingung nicht erfüllen, weisen Komponenten zweier Phasen auf, die im Wesentlichen gleichlang sind. Entsprechende, den Mindestzeitabschnitt At nicht erfül- lende Sollraumzeiger u liegen entlang der Phasenachsen R, S, T beziehungsweise in den Au- ßenbereichen des Raumzeigerdiagramms. Diese Bereiche sind in Fig. 3 vertikal schraffiert dar- gestellt und mit dem Bezugszeichen 18 gekennzeichnet. Außerhalb des Bereichs 18 liegende Be- reiche des Raumzeigerdiagramms ermöglichen einen Betrieb des Zweipunkt-Wechselrichters 1 mit Aktivierung des Entlastungsnetzwerks 7 für alle Umschaltvorgänge, ohne dass Kollisionen zu befürchten sind Es zeigt sich daher, dass Kollisionen nur in seltenen Fällen auftreten. Zu be- rücksichtigen ist diesbezüglich, dass der einfacheren Übersichtlichkeit halber in Fig. 3 eine über- proportional große Darstellung der den Mindestzeitabstand At nicht erfüllenden Raumzeigerbe- reiche gewählt wurde. Wie oben im Fall der beispielhaften Auslegung eines Zweipunkt-Wech- selrichters dargelegt wurde, entfallen nur geringe Bruchteile der Periodendauer Ts auf mögliche Aktivierungen des Entlastungsnetzwerks 7. Damit können weite Bereiche des Raumzeigerdia- gramms zur Ansteuerung genutzt werden, ohne dass Kollisionen befürchtet werden müssen.
Bekannt ist, dass an den äußeren Bereichen des Raumzeigerdiagramms ein Übersteuern erfolgt, wobei eine konstante mittlere Sternpunktspannung nicht gewährleistet ist. Durch die Verwen- dung des Entlastungsnetzwerks 7 verschiebt sich der Bereich, in welchem ein Übersteuern er- folgt, geringfügig gegenüber bekannten Zweipunkt-Wechselrichtern. Die Bereiche des Übersteu- erns sind in Fig. 3 mit geschwungenen Linien schraffiert und mit dem Bezugszeichen 19 verse- hen. In diesen Bereichen ist ein kollisionsfreier Betrieb des Zweipunkt-Wechselrichters 1 mög- lich, wenn auf die Bedingung konstanter mittlerer Stempunktspannungen verzichtet wird. In den nicht schraffierten, mit Bezugszeichen 20 versehenen Bereichen ist eine kollisionsfreie Ansteue- rung bei konstanter mittlerer Sternpunktspannung gewährleistet.
Die zuvor beschriebene Variante der ersten Kollisionsvermeidungsmaßnahme beruht darauf, dass Sollraumzeiger u, die den Mindestzeitab stand nicht erfüllen, von der Ansteuerung der Leis- tungsschalter SP ausgeschlossen sind. Diese Kollisionsvermeidungsmaßnahme betrifft das Mo- dulationsverfahren an sich. Dennoch ist ein im Wesentlichen normaler Betrieb des Zweipunkt- Wechselrichters möglich. Beispielsweise kann beim Abfahren einer Kurve von Sollraumzeigem der Bereich 18 übersprungen werden. Es ist auch möglich, durch einen Wechsel der Raumzeiger im Mittel über mehrere Schaltperioden einen mittleren Raumzeiger zu simulieren, der in dem Bereich 18 liegt, ohne dass Kollisionen zu befürchten sind. In einigen Fällen, kann ein Über- springen eines Raumzeigerbereichs beziehungsweise ein zu großer Abstand zwischen zwei in aufeinander folgenden Schaltperioden verwendeten Sollraumzeigem u ungünstig sein, bei- spielsweise hinsichtlich zu großer Subharmonischer im Laststrom. In einem derartigen Fall kön- nen weitere Kollisionsvermeidungsmaßnahmen angewandt werden, die einen kollisionsfreien Betrieb auch für Raumzeiger innerhalb des Bereichs 18 ermöglichen.
Mit Bezug auf die Fig. 6 und 7 wird eine zweite Kollisionsvermeidungsmaßnahme beschrieben, die Konflikte aufgrund eines zeitlichen Überlapps der Aktivierungszeiten TAP von Entlastungs- schaltern BP unterschiedlicher Phasen P vermeidet. Fig. 6 zeigt einen Fig. 5 entsprechenden Kol- lisionsfall, bei welchem die Umschaltzeitpunkte t1 und t2 zweier Schaltflanken, die einer Ent- lastung für weiches Schalten bedürfen, zeitlich nah beieinanderliegen. Ohne Kollisionsvermei- dungsmaßnahme würden die Aktivierungszeiten TAP der jeweiligen bidirektionalen Entlas- tungsschalter BP überlappen.
Zur Vermeidung der Kollision werden die Umschaltzeitpunkte t1 und t2 relativ zueinander verschoben, sodass ein endlicher Zeitabstand t* > 0 zwischen den Aktivierungszeiten TAP ge- währleistet ist. Im vorliegenden Fall wird der Umschaltzeitpunkt t2 der Phase 2 verschoben, wie dies durch die Pfeile 25 angeordnet ist. Um die mittlere Spannung über die Schaltperiode und damit den Sollraumzeiger u nicht zu verändern, wird auch der Umschaltzeitpunkt
Figure imgf000032_0001
der zweiten Schaltflanke entsprechend verschoben. Das Umschalten erfolgt somit nicht mehr sym- metrisch um den zeitlichen Mittelpunkt TM, was jedoch die mittlere Spannung über die Schalt- periode im Regelfall nicht beeinflusst. Um Auswirkungen auf die Zieleigenschaften der Aus- gangsspannung bei einer eventuell erforderlichen Verschiebung über mehrere Schaltperioden hinweg zu vermeiden, kann die Verschiebung der Umschaltzeiten über mehrere Schaltperioden hinweg gemittelt werden.
Die Größe der Verschiebung ergibt sich aus einer Berechnung des zeitlichen Überlapps der je- weiligen Aktivierungszeit TAP der Entlastungsschalter B1 bzw. B2:
Figure imgf000032_0002
Aus dem ermittelten zeitlichen Überlapp t* < 0 kann dann die Größe der notwendigen relati- ven Verschiebung der Umschaltzeitpunkte bestimmt werden.
In Fig. 7 ist ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der zweiten Kollisionsvermei- dungsmaßnahme dargestellt. Der Schritt S1 bezeichnet den Start der Berechnung für eine Schalt- periode. Hieran schließt sich das Modulationsverfahren M an, wobei in einem Schritt S2 der je- weilige Raumzeiger und damit die Sollwerte der mittleren Ausgangsspannungen der Phasen P vorgegeben werden. In einem Schritt S3 erfolgt die Berechnung der Umschaltzeitpunkte tP,
Figure imgf000032_0003
der Schaltflanken auf Basis der Sollspannungen.
In einem Schritt S4 werden die jeweiligen Lastströme iP bestimmt, insbesondere gemessen. Auf Basis der Lastströme iP werden in einem Schritt S5 die Schaltflanken bestimmt, bei welchem die jeweiligen Entlastungsschalter BP aktiviert werden sollen. In Schritt S6 werden die zur Ent- lastung erforderlichen Entlastungsströme iL berechnet. Mit Kenntnis der Entlastungsströme iL lassen sich die Aktivierungszeiten TAP für das Entlastungsnetzwerk 7 in einem Schritt S7 be- stimmen. In einem Schritt S8 erfolgt die Überprüfung darauf, ob Überschneidungen der Aktivierungszei- ten TAP und damit Kollisionen bestehen. Ist dies nicht der Fall, besteht kein Kollisionsproblem beziehungsweise ein mögliches Kollisionsproblem wurde behoben (Schritt S9). In einem Schritt S10 endet die Bestimmung der Steuersignale, die daraufhin an den Treiber weitergegeben wer- den.
Wird in Schritt S8 eine Kollision festgestellt, wird die Überschneidungsdauer t* für die entspre- chenden Schaltflanken in einem Schritt S11 bestimmt. Auf Basis der Überschneidungsdauer t* wird in einem Schritt S12 die erforderliche relative Verschiebung der Umschaltzeitpunkte tP, der betroffenen Schaltflanken berechnet, wobei die jeweils anderen Schaltflanken der be- troffenen Phasen entsprechend verschoben werden.
In einem Schritt S13 erfolgt die Überprüfung, ob die Implementierung der Steuerung die ver- schobenen Umschaltzeitpunkten tP, umsetzen kann.. Ist dies nicht der Fall, endet die Be-
Figure imgf000033_0001
rechnung in einem Schritt 14 und es wird eine andere Maßnahme zur Kollisionsvermeidung ge- prüft.
Ergibt die Überprüfung in Schritt S13 keine Probleme mit der Umsetzbarkeit, wird der Schritt S7 zur erneuten Berechnung der Aktivierungszeiten TAP auf Basis der verschobenen Umschaltzeit- punkte tP berechnet. Hieraufhin erfolgt wieder eine Überprüfung in Schritt S8, ob durch die ge- änderten Aktivierungszeiten TAP in allen Phasen keine Kollisionen mehr auftreten.
Mit Bezug auf die Fig. 8 und 9 wird eine dritte Kollisionsvermeidungsmaßnahme beschrieben. Fig. 8 zeigt eine Fig. 5 entsprechende Situation, bei welcher die Umschaltzeitpunkte t1 und t2 derart nah beieinanderliegen, dass es zu einer zeitlich überlappenden Aktivierung der jeweiligen Entlastungsschalter Bi beziehungsweise B2 kommt. Die gleichzeitige Aktivierung des Entlas- tungsnetzwerkes 7 führt jedoch nur dann zu Kurzschlüssen, wenn die entsprechenden Ausgangs- anschlüsse AP, vorliegend A1 und A2, auf ein unterschiedliches Potential der Eingangsgleich- spannung UZK liegen. Dies ist bei dem in Fig. 8 gezeigten Beispiel der Fall zwischen den Um- schaltzeitpunkten t1 und t2. Unterschiedliche Potentiale der Ausgangsanschlüsse AP unter- schiedlicher Phasen P sind dann vermieden, wenn Umschaltvorgänge mit gleichen Vorzeichen der Potentialänderung im Wesentlichen gleichzeitig erfolgen. Ist dies nicht aufgrund der für die Nachbildung des Sollraumzeigers u erforderlichen Schaltprozesse ohnehin der Fall, kann ein im Wesentlichen gleichzeitiges Schalten der ansonsten kollidierenden Phasen P, vorliegenden die Phasen 1 und 2, erzielt werden, indem die Umschaltzeitpunkte tP derart relativ zueinander ver- schoben werden, dass diese zusammenfallen.
Bei dem in Fig. 8 gezeigten Ausführungsbeispiel wird der Umschaltzeitpunkt t2 der zweiten Phase derart vorgezogen, dass er mit dem Umschaltzeitpunkt U der ersten Phase zusammen- fällt. Die resultierende gleichzeitige Umpolung der Ausgangsanschlüsse A1 und A2 vermeidet ein an den Ausgangsanschlüssen anliegendes unterschiedliches Potential und damit einen Kurz- schluss aufgrund der zeitgleich aktivierten Entlastungsschalter B1 und B2.
Zur Vermeidung einer Änderung der mittleren Sollspannungen wird die jeweils andere Schalt- flanke, im vorliegenden Ausführungsbeispiel der Umschaltzeitpunkt t2, entsprechend verscho- ben. Die Verschiebungen sind in Fig. 8 mit Pfeilen 26 gekennzeichnet.
Der Entlastungsstrom iL, der in der Induktivität zum Umladen der Leistungsschalter SP der zeit- gleich schaltenden Phasen P fließt, muss hierbei die Lastströme iP beider Phasen P ausgleichen. Der Entlastungsstrom iL ist daher entsprechend erhöht. Dies führt zu einer erhöhten Strombe- lastung der Induktivität L. Die gleichzeitige Aktivierung der Entlastungsnetzwerke und der resul- tierende Entlastungsstrom iL sind in Fig. 8 exemplarisch mit dem Bezugszeichen 33 gezeigt.
In Fig. 9 ist ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der dritten Kollisionsvermei- dungsmethode gezeigt. Die Verfahrensschritte S1 bis S7, also insbesondere die Berechnung des Modulationsverfahrens M und der Aktivierungszeiten TAP des Entlastungsnetzwerks 7, entspre- chen den Verfahrensschritten S1 bis S7 des in Fig. 7 gezeigten Verfahrensablaufs.
In einem Verfahrensschritt S20 wird überprüft, ob die für die Umladung der Leistungsschalter SP bei Aktivierung des Entlastungsnetzwerkes 7 erforderlichen Ströme die Induktivität L überlasten, also ob die Summe der Entlastungsstrom iL größer als ein Maximalstrom /,L max der Induktivi- tät L sind. Ist dies der Fall, wird das Verfahren in einem Schritt S21 beendet zul Wahl einer an- deren Kollisionsvermeidungsmaßnahme. Übersteigt der Entlastungsstrom iL nicht den Maximalstrom /L max der Induktivität L erfolgt eine Kollisionsprüfung in dem bereits aus dem Verfahrensablauf in Fig. 7 bekannten Schritt S8. Liegt keine Kollision vor, schließen sich die bekannten Schritte S9 und S10 an, an deren Ende die Steuersignale an den Treiber übergeben werden.
Wird in Schritt S8 eine Kollision erkannt, wird in einem Schritt S22 ein zeitlicher Abstand der Umschaltzeitpunkte tP bestimmt, vorliegend t2 - t1. Auf Basis des bestimmten Zeitabstands wird in einem Verfahrensschritt S23 eine Verschiebung der Umschaltzeitpunkte relativ zueinan- der vorgenommen, insbesondere einer der Umschaltzeitpunkte tP um den zuvor berechneten Zeitabstands der Umschaltzeitpunkte tP verschoben. Der Umschaltzeitpunkt tP der jeweils an- deren Flanke der Phase P wird entsprechend verschoben, um keine Veränderung der mittleren Sollspannung zu bewirken.
Auf Basis der verschobenen Umschaltzeitpunkte wird dann in einer wiederholten Durchführung der Schritte S6 und S7 die zum Umladen der Leistungsschalter SP erforderlichen Entlastungs- ströme iL und die entsprechenden Aktivierungszeiten TAP des Entlastungsnetzwerks 7 be- stimmt. Anschließend erfolgen die weiteren Schritte, insbesondere der Schritt S20, um zu über- prüfen, ob die geänderten Entlastungsströme iL zu einer Überlastung der Induktivität L, also ei- nem Überschreiten des Maximalstroms /,L max führen.
Mit Bezug auf die Fig. 10 und 11 wird eine vierte Kollisionsvermeidungsmaßnahme beschrie- ben. In Fig. 10 ist ein Fig. 5 entsprechender Kollisionsfall gezeigt, bei welchem die Umschalt- zeitpunkte t1 und t2 zweier Schaltflanken, die einer Entlastung für weiches Schalten bedürfen, zu einer zeitlichen Überlappung der Aktivierung der entsprechenden Entlastungsschalter BP füh- ren würden. Um eine Kollision zu vermeiden, wird in diesem Fall auf die Entlastung einer der Schaltflanken verzichtet, sodass ein Umschalten der entsprechenden Leistungsschalter SP durch sogenanntes hartes Schalten erfolgt. Die in Fig. 10 gezeigte Kollisionsvermeidungsmaßnahme nimmt daher einzelne nicht entlastete Umschaltprozesse und damit Schaltverluste in Kauf, um eine Kollision zu vermeiden.
Bei der Kollisionsvermeidungsmaßnahme gemäß Fig. 10 werden einzelne Schaltflanken nicht entlastet. Dies führt nur zu geringen Schaltverlusten. Hintergrund ist die bereits zuvor diskutierte relativ zu der Periodendauer Ts einer Schaltperiode geringe Länge der maximalen Aktivie- rungszeit TAP, aufgrund derer es nur in seltenen Fällen zu Kollisionen kommt. In derartigen Fäl- len wird nur einer der zu entlastenden Schaltvorgänge hart geschaltet. Insgesamt ergibt sich so- mit ein hartes Schalten für einen geringen Anteil der zu entlastenden Umschaltvorgänge.
Um die Schaltverluste durch ein gelegentliches hartes Schalten gemäß der Kollisionsvermei- dungsmaßnahme in Fig. 10 weiter zu verringern, wird vorzugsweise derjenige Umschaltvorgang nicht entlastet, dessen Phase P einen geringeren Laststrom iP trägt. In der in Fig. 10 betrachte- ten Schaltperiode ist der Laststrom i2 kleiner als der Laststrom i1. Folglich wird die Phase 2 ausgewählt, um zum Zeitpunkt t2 hart zu schalten. Die hart geschaltete Flanke ist in Fig. 10 mit den Bezugszeichen 27 gekennzeichnet.
In Fig. 11 ist ein schematischer Verfahrensablauf zur Umsetzung der vierten Kollisionsvermei- dungsmaßnahme gezeigt. Die Verfahrensschritte S1 bis S7 entsprechend den zuvor diskutierten Verfahrensschritten S1 bis S7. Im Anschluss wird der ebenfalls bekannte Verfahrensschritt S8 durchgeführt, in welchem bestimmt wird, ob eine Kollision zwischen zu entlastenden Umschalt- vorgängen unterschiedlicher Phasen P existiert. Ist dies nicht der Fall folgen die bekannten Ver- fahrensschritte S9 und S10, an deren Ende die Steuersignale an den Treiber weitergegeben wer- den.
Im Falle einer Kollision erfolgt in einem Verfahrensschritt S25 ein Vergleich der Lastströme iP der kollidierenden Phasen P. In einem anschließenden Verfahrensschritt S26 erfolgt die Auswahl der Phase P mit dem größeren Laststrom iP für die Entlastung. Im Verfahrensschritt S27 wird die Belegung des Entlastungsnetzwerks 7 derart bestimmt, dass für die Phase P mit dem größten Laststrom iP eine Aktivierung des entsprechenden Entlastungsschalters BP erfolgt. Im Verfah- rensschritt S28 wird ein hartes Schalten, also ein Sperren der Aktivierung der Entlastungsschalter BP, für alle weiteren kollidierenden Phasen P mit geringem Laststrom iP bestimmt. Anschlie- ßend werden die bestimmten Ansteuersignale im Schritt S10 an den Treiber weitergegeben.
Die in den Fig. 10 und 11 gezeigte Kollisionsvermeidungsmaßnahme kann ohne Einschränkun- gen, insbesondere für alle Sollraumzeiger u und unabhängig von der Auslegung der Kompo- nenten des Zweipunkt-Wechselrichters 1 erfolgen. In Bezug auf Fig. 12 wird eine vorteilhafte Variante der Kollisionsvermeidungsmaßnahme ge- mäß Fig. 10 beschrieben. Fig. 12 zeigt einen Fig. 10 entsprechenden Kollisionsfall. Wie in Be- zug auf Fig. 10 beschrieben, erfolgt eine Entlastung der Schaltflanke
Figure imgf000037_0001
der Phase 1. Der Entlas- tungsschalter B2 der Phase 2 wird zunächst nicht aktiviert. Die Schaltflanke der Phase 2, für die zunächst der Entlastungsschalter B2 nicht aktiviert wird, ist in Fig. 12 mit Bezugszeichen 28 ge- kennzeichnet. Nachdem der Entlastungsvorgang für den Umschaltzeitpunkt
Figure imgf000037_0002
der Phase 1 ab- geschlossen und der entsprechende Entlastungsschalter Bi geschlossen wurde, erfolgt eine Akti- vierung des Entlastungsschalters B2 der Phase 2. Die Aktivierung des Entlastungsschalter B2 er- folgt mit einem endlichen Zeitabstand t* > 0. Da der Entlastungsschalter B2 zur Vermeidung einer Kollision erst nach dem Schließen des Entlastungsschalters Bi aktiviert werden konnte, kann sich nur ein geringer Entlastungsstrom iL in dem Entlastungsnetzwerk 7 aufbauen. Der sich aufbauende Entlastungsstrom iL genügt nicht, um ein Null spannungsschal ten der Leis- tungsschalter S2 der Phase 2 zu ermöglichen. Dennoch gewährleistet der nur anteilig aufgebaute Entlastungsstrom iL, dass nicht der gesamte Laststrom i2 der Phase 2 geschalten werden muss. Hierdurch sind die Schaltverluste im Vergleich zum harten Schalten der Phase 2 reduziert.
Die in Fig. 12 gezeigte Maßnahme ist insbesondere dann sinnvoll, wenn für den Zeitabstand der Umschaltzeitpunkte der beiden Phase gilt:
Figure imgf000037_0003
Eine verfügbare reduzierte Stromanstiegszeit
Figure imgf000037_0005
beträgt dann
Figure imgf000037_0004
Die Stromentlastung gegenüber einem vollkommen unentlasteten Schaltvorgang entspricht daher dem Quotienten aus der reduzierten Stromanstiegszeit und der eigentlich für die Entlastung er- forderlichen Stromanstiegszeit
Figure imgf000037_0006
Mit Bezug auf Fig. 13 wird eine weitere vorteilhafte Variante der Kollisionsvermeidungsmaß- nahme gemäß Fig. 10 beschrieben. Fig. 13 zeigt einen Fig. 10 entsprechenden Kollisionsfall. Wie in Fig. 12 erfolgt in Fig. 13 ein sequentielles Aktivieren der Entlastungsschalter B1 und B2 der Phasen 1 beziehungsweise 2. Im Gegenteil zu der in Fig. 12 gezeigten Variante wird der Ent- lastungsvorgang für die Phase 1 nicht vollständig abgeschlossen. Vielmehr erfolgt ein hartes Schalten der Entlastungsschalter B1 und B2, während der Entlastungsstrom iL, der zur Entlas- tung des Umschaltens der Leistungsschalter S1 der Phase 1 verwendet wurde, noch nicht voll- ständig abgebaut ist. Im gezeigten Ausführungsbeispiel erfolgt ein hartes Schalten durch Deakti- vieren des Entlastungsschalters Bi und Aktivieren des Entlastungsschalter B2 bei endlichem Ent- lastungsstrom iL. Die Entlastungsschalter B1 und B2 werden daher unter Strombelastung des nicht vollständig abgebauten Entlastungs Stroms iL geschalten. Das harte Schalten der Entlas- tungsschalter B1 und B2 ist in Fig. 13 mit Bezugszeichen 29 gekennzeichnet. Der nicht vollstän- dig abgebaute Entlastungsstrom iL wird durch den Entlastungsschalter B2 der Phase 2 übernom- men. Nach dem Aktivieren des Entlastungsschalters B2 kann sich der Entlastungsstrom iL wie- der aufbauen, um zur Entlastung des Umschaltens der Leistungsschalter S2 der Phase 2 beizutra- gen.
Die in Fig. 13 gezeigte Variante kann insbesondere eingesetzt werden, sofern die Umschaltrich- tung identisch ist und gilt:
Figure imgf000038_0001
Bei dieser Variante kann eine Differenz zwischen den Lastströmen iP berücksichtigt werden. Der zu erzielende Entlastungsstrom iL kann beispielsweise bei ausreichendem Zeitabstand der entsprechenden Umschaltzeitpunkte
Figure imgf000038_0002
eingestellt werden. Alternativ kann der Entlastungsstrom iL für die Schaltflanke mit dem höhe- ren Laststrom iP eingestellt werden. Die Schaltflanke mit dem kleineren Laststrom iP kann aufgrund eines höheren Kommutierungsstrom Δ/ZVS weiterhin entlastet kommutiert werden. Die zuvor beschriebenen Kollisionsvermeidungsmaßnahmen sind für sich gesehen jeweils geeig- net und ausreichend, einen Betrieb des Zweipunkt-Wechselrichters mit einer einzigen Induktivi- tät L des Entlastungsnetzwerks 7 zu betreiben. Für den jeweiligen Anwendungsfall kann eine ge- eignete Kollisionsvermeidungsmaßnahme ausgewählt werden. Sollte es in einigen Anwendungs- fällen nicht möglich sein, einzelne der Kollisionsvermeidungsmaßnahmen anzuwenden, bei- spielsweise weil der maximale Strom der Induktivität überschritten werden würde, kann auf eine andere der Kollisionsvermeidungsmaßnahmen zurückgegriffen werden.
Fig. 14 zeigt eine vorteilhafte Ansteuermaßnahme, mit dem der Entlastungsstrom iL und hier- durch verursachte Verluste in dem Entlastungsnetzwerk 7, insbesondere an der Induktivität L, reduziert werden können. Fig. 14 zeigt eine Schaltperiode, in welcher keine Kollisionen vorkom- men. Die Schaltflanken, die einer Entlastung bedürfen und mit einem * gekennzeichnet sind, weisen einen ausreichenden Abstand zueinander auf. Die Umschaltzeiten t2 und t3 der zweiten und dritten Phase liegen zeitlich nahe beieinander. Der Umschaltprozess zum Umschaltzeitpunkt t3 bedarf keiner Entlastung, da der Laststrom i3 ein unterschiedliches Vorzeichen zu der bei dem Umschaltprozess bewirkten Potentialänderung hat. Da die an den Umschaltzeitpunkt t2 und t3 bewirkten Potentialänderungen das gleiche Vorzeichen haben, die entsprechenden Last- ströme i2 beziehungsweise i3 jedoch unterschiedliche Vorzeichen haben, würde eine gleich- zeitige Aktivierung der entsprechenden Entlastungsschalter B2 und B3 zu einer Verkopplung füh- ren, bei welcher der Laststrom i3 aufgrund seines unterschiedlichen Vorzeichens als Entlas- tungstrom für die Phase 2 wirkt. Bei der gleichzeitigen Aktivierung der beiden Entlastungsschal- ter kann daher der für die Entlastung der Phase 2 erforderliche Entlastungsstrom iL und damit die mit dem Entlastungsstrom iL verbundenen Verluste und die Aktivierungszeit TA(iP) redu- ziert werden. Allerdings würde eine gleichzeitige Aktivierung der Entlastungsschalter B2 und B3 zu einer Kollision führen, solange die Ausgangsanschlüsse A2 und A3 auf unterschiedlichen Po- tentialen der Eingangsgleichspannung UZK liegen. Um dies zu vermeiden, können die Um- schaltzeitpunkte t2 und t3 relativ zueinander verschoben werden, sodass ein gleichzeitiges Umschalten erfolgt. Bei dem in Fig. 14 gezeigten Ausführungsbeispiel wird der Umschaltzeit- punkt t2 und entsprechend der Umschaltzeitpunkt t2 der beiden Schaltflanken der Phase 2 ver- schoben, wie dies mit den Pfeilen 30 in Fig. 14 gekennzeichnet ist. Der reduzierte Entlastungs- strom iL ist in Fig. 14 mit dem Pfeil 31 gekennzeichnet. Allgemein kann ein gleichzeitiges Umpolen zweier Phasen P, insbesondere indem die Umschalt- zeitpunkte tP entsprechend relativ zueinander verschoben werden, bei gleichzeitiger Aktivie- rung der jeweiligen Entlastungschalter BP sowie bei gleichem Vorzeichen der Potential differenz und bei unterschiedlichen Vorzeichen des Laststroms iP erfolgen. Hierdurch kann die Verkopp- lung unterschiedlicher Strompfade in dem Entlastungsnetzwerk 7 vorteilhaft zur Reduzierung der Entlastungsströme iL und damit zur Reduzierung von Verlusten erzielt werden. Diese Maß- nahme kann zusätzlich zu einer oder mehrerer, insbesondere zu allen, der vorgenannten Kollisi- onsvermeidungsmaßnahmen erfolgen.
Die zuvor beschriebenen Kollisionsvermeidungsmaßnahmen sowie deren Varianten, insbeson- dere die in den Fig. 12 und 13 gezeigten Varianten der vierten Kollisionsvermeidungsmaß- nahme, können auch miteinander kombiniert werden.
In Fig. 15 ist ein weiteres Ausführungsbeispiel einer Schal tanordnung 102 für einen mehrphasi- gen Zweipunkt-Wechselrichter, beispielsweise für den mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter 1 in Fig. 1, gezeigt. Die Schal tanordnung 102 ist an eine nicht näher spezifizierte insbesondere induktive Last 111 angeschlossen. Im gezeigten Ausführungsbeispiel entspricht die Schaltanord- nung 102 hinsichtlich der Ausgestaltung des Gleichspannungseingangs 4, des mehrphasigen Wechselstromausgangs 5, der Brückenschaltung 6 und des Entlastungsnetzwerks 7 der Schaltan- ordnung 2 gemäß Fig. 2.
Die Schaltanordnung 102 unterscheidet sich in dem Anschluss des Entlastungsnetzwerks 7, ins- besondere dessen Induktivität L an die Eingangsanschlüsse 8 von der Schal tanordnung 2 gemäß Fig. 2. Die Schaltanordnung 102 weist keine Zwischenkreiskondensatoren mit Mittelabgriff auf. Die Induktivität L ist über eine Eingangshalbbrücke 30 an die Eingangsanschlüsse 8 angeschlos- sen. Die Induktivität L ist hierbei über jeweilige Hilfsschalter H+ bzw. H' an die Pole +, - der Eingangsgleichspannung UZK angeschlossen. Die Hilfsschalter Hv sind im gezeigten Ausfüh- rungsbeispiel wie die Leistungsschalter SP V ausgebildet. Eine andere Ausgestaltung der Hilfs- schalter ist ebenso möglich. Die Eingangshalbbrücke wird für Schal tvorgänge der Leistungs- schalter SP V derart geschaltet, dass ein Entlastungsstrom iL über die Spule auf bzw. abgebaut werden kann. Die Hilfsschalter Hv werden für die für den Schaltvorgang, insbesondere die je- weilige Aktivierungszeit TAP, diagonal bzw. invertierend zu den Leistungsschaltern, SP V der zu kommuti er enden Halbbrücke geschaltet. Ist der Schaltvorgang abgeschlossen, sind die Hilfs- schalter Hv inaktiv.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Ansteuern eines Zweipunkt-Wechselrichters (1) mit mindestens zwei Phasen (P), wobei der Zweipunkt-Wechselrichter (1) eine Schaltanordnung (2) aufweist mit
Eingangsanschlüssen (8) für die beiden Pole einer Eingangsgleichspannung UZK), je Phase (P) einem Ausgangsanschluss (AP), einer Brückenschaltung (6) mit einer Halbbrücke je Phase (P), wobei die Halbbrücken jeweils Leistungsschalter (SP V) aufweisen, über die der jeweilige Ausgangsanschluss (AP) mit den Eingangsanschlüssen (8) verbunden ist, und einem Entlastungsnetzwerk (7) mit
— einem bidirektionalen Entlastungsschalter (BP) je Phase (P) und
— einer Induktivität (L) für die mindestens zwei Phasen (P), die über den jeweiligen bidirektionalen Entlastungsschalter (BP) mit den mindestens zwei Ausgangsan- schlüssen (AP) verbunden ist, wobei das Verfahren die folgenden Schritte umfasst:
Durchführen mehrerer Schaltperioden zum Erzeugen eines Wechselstroms (iP) an den Ausgangsanschlüssen (AP), wobei jeweils das an den Ausgangsanschlüssen (AP) der mindestens zwei Phasen (P) anliegenden Potential ( ΦP) der Eingangsgleichspannung (UZK) durch Umschalten der jeweiligen Leistungsschalter (SP V) umgepolt wird, Aktivieren der Entlastungsschalter (BP) zur Verminderung von Schaltverlusten beim Umschalten der jeweiligen Leistungsschalter (SP V), wobei verhindert wird, dass die Ent- lastungsschalter (BP) unterschiedlicher Phasen (P) gleichzeitig aktiviert sind, während die Ausgangsanschlüsse (AP) der jeweiligen Phasen (P) auf einem unterschiedlichen Po- tential der Eingangsgleichspannung (UZK) liegen.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Umschalten der Leistungs- schalter (SP V) anhand eines Modulationsverfahrens zum Nachbilden einer Wechselspannung erfolgt, wobei je Schaltperiode ein Modulationszustand bestimmt wird, der Umschaltzeit- punkte (tp, ) der Leistungsschalter (SP V) der mindestens zwei Phasen (P) definiert, und
Figure imgf000042_0001
wobei nur solche Modulationszustände berücksichtigt werden, bei denen die Umschaltzeit- punkte (tp, tp) der Leistungsschalter (SP V) der mindestens zwei Phasen (P) ein gleichzeiti- ges Aktivieren der Entlastungsschalter (BP) unterschiedlicher Phasen (P) ausschließen, wäh- rend die mindestens zwei Phasen (P) auf einem unterschiedlichen Potential der Eingangs- gleichspannung (UZK) liegen.
3. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass zwi- schen dem Umschalten der Leistungsschalter (SP V) unterschiedlicher Phasen (P) ein Min- destzeitabstand (Δt) liegt, wobei der Mindestzeitab stand (At) größer oder gleich einer Summe der Hälfte der Aktivierungszeiten (TAP) ist, die die Entlastungsschalter (BP) der je- weiligen Phasen (P) zur Entlastung des Umschaltens der jeweiligen Leistungsschalter (SP V) aktiviert sind.
4. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass Um- schaltzeitpunkte (tP, ) der Leistungsschalter (SP V) zweier Phasen (P) derart relativ zuei-
Figure imgf000043_0001
nander verschoben werden, dass die jeweiligen Entlastungsschalter (BP) zur Entlastung des Umschaltens zeitversetzt aktiviert sind.
5. Verfahren nach Anspruch 4, gekennzeichnet durch eine Mittelung der relativen Verschie- bung der Umschaltzeitpunkte (tP, ) der Phasen (P) über mehrere Schaltperioden hinweg.
Figure imgf000043_0002
6. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Umpolen des an den Ausgangsanschlüssen (AP) mindestens zweier Phasen (P) anliegenden Potentials ( ΦP) bei gleichem Vorzeichen der Potentialänderung im Wesentlichen gleichzei- tig erfolgt.
7. Verfahren nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass Lastströme (iP) der beiden im Wesentlichen gleichzeitig umzupolenden Phasen (P) ein unterschiedliches Vorzeichen ha- ben.
8. Verfahren nach einem der vorgenannten Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Entlastungsschalter (BP) einer Phase (P) zur Entlastung des Umschaltens der entsprechenden Leistungsschalter (SP V) nicht aktiviert wird, solange der Entlastungsschalter (BP) einer ande- ren Phase (P) aktiviert ist.
9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase (P), deren Entlas- tungsschalter (BP) nicht aktiviert wird, einen betragsmäßig kleineren Laststrom (iP) fuhrt als die Phase (P), deren Entlastungsschalter (BP) aktiviert wird.
10. Verfahren nach einem Ansprüche 8 oder 9, dadurch gekennzeichnet, dass der zunächst nicht aktivierte Entlastungsschalter (BP) der einen Phase (P) sequentiell zu dem zuvor akti- vierten Entlastungsschalter (BP) der anderen Phase (P) aktiviert wird.
11. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Indukti- vität (L) mit einem ihrer Anschlusspunkte über die Entlastungsschalter (BP) an die jeweili- gen Phasen (P) und mit ihrem anderen Anschlusspunkt über eine Eingangsschaltung an die Eingangsanschlüsse (8) angeschlossen ist.
12. Verfahren nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) über eine Eingangshalbbrücke (30) und/oder einen Mittenabgriff (10) eines Gleichspannungszwi- schenkreis an die Eingangsgleichspannung angeschlossen ist.
13. Schal tanordnung für einen Zweipunkt-Wechselrichter (1) mit mindestens zwei Phasen (P), aufweisend
Eingangsanschlüsse (8) für die beiden Pole einer Eingangsgleichspannung je Phase (P) einem Ausgangsanschluss (AP), eine Brückenschaltung (6) mit einer Halbbrücke je Phase (P), wobei die Halbbrücken jeweils Leistungsschalter (SP V) aufweisen, über die der jeweilige Ausgangsanschluss (AP) mit den Eingangsanschlüssen (8) verbunden ist, und ein Entlastungsnetzwerk (7) bestehend aus
— einem bidirektionalen Entlastungsschalter (BP) je Phase (P) und
— genau einer Induktivität (L) für die mindestens zwei Phasen (P), die über den jewei- ligen bidirektionalen Entlastungsschalter (BP) mit den mindestens zwei Ausgangs- anschlüssen (AP) verbunden ist. Schaltanordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) des Entlastungsnetzwerkes eine Luftspule ist. Schal tanordnung nach Anspruch 13 oder 14, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivi- tät (L) mit einem ihrer Anschlusspunkte über die Entlastungsschalter (BP) an die jeweiligen Phasen (P) und mit ihrem anderen Anschlusspunkt über eine Eingangsschaltung an die Ein- gangsanschlüsse (8) angeschlossen ist. Schal tanordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität (L) über eine Eingangshalbbrücke (30) und/oder einen Mittenabgriff (10) eines Gleichspan- nungszwischenkreis an die Eingangsgleichspannung angeschlossen ist. Mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter, aufweisend eine Schal tanordnung (2) nach einem der Ansprüche 13 bis 16, - eine Steuereinheit (3), wobei die Steuereinheit (3) zur Durchführung eines Ansteuerver- fahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 12 eingerichtet ist.
PCT/EP2023/068824 2022-07-11 2023-07-07 Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb WO2024013007A1 (de)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102022207036.4A DE102022207036A1 (de) 2022-07-11 2022-07-11 Verfahren zum Ansteuern und Schaltanordnung für einen mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter
DE102022207036.4 2022-07-11

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2024013007A1 true WO2024013007A1 (de) 2024-01-18

Family

ID=87245437

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/EP2023/068824 WO2024013007A1 (de) 2022-07-11 2023-07-07 Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb

Country Status (2)

Country Link
DE (1) DE102022207036A1 (de)
WO (1) WO2024013007A1 (de)

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102022207036A1 (de) 2022-07-11 2024-01-11 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg, Körperschaft des öffentlichen Rechts Verfahren zum Ansteuern und Schaltanordnung für einen mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0500818B1 (de) 1990-09-17 1995-10-18 General Electric Company Steuerverfahren für einen leistungswandler unter verwendung eines hilfskommutierungskreises
JP2000308360A (ja) * 1999-02-15 2000-11-02 Toyota Central Res & Dev Lab Inc ソフトスイッチングインバータ回路
JP2010233306A (ja) * 2009-03-26 2010-10-14 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置
JP2011078204A (ja) * 2009-09-30 2011-04-14 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置及びその制御方法
CN111654196A (zh) * 2020-04-16 2020-09-11 山西大学 一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器
DE102022207036A1 (de) 2022-07-11 2024-01-11 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg, Körperschaft des öffentlichen Rechts Verfahren zum Ansteuern und Schaltanordnung für einen mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter

Family Cites Families (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN100490296C (zh) 2007-02-06 2009-05-20 西北工业大学 一种无刷直流电机专用谐振极软开关逆变电路
DE102019135718A1 (de) 2019-12-23 2021-06-24 Valeo Siemens Eautomotive Germany Gmbh Wechselrichter und Verfahren zum Betreiben eines Wechselrichters

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0500818B1 (de) 1990-09-17 1995-10-18 General Electric Company Steuerverfahren für einen leistungswandler unter verwendung eines hilfskommutierungskreises
JP2000308360A (ja) * 1999-02-15 2000-11-02 Toyota Central Res & Dev Lab Inc ソフトスイッチングインバータ回路
JP2010233306A (ja) * 2009-03-26 2010-10-14 Nissan Motor Co Ltd 電力変換装置
JP2011078204A (ja) * 2009-09-30 2011-04-14 Fuji Electric Systems Co Ltd 電力変換装置及びその制御方法
CN111654196A (zh) * 2020-04-16 2020-09-11 山西大学 一种电容分压的改进无桥双Boost功率因数校正整流器
DE102022207036A1 (de) 2022-07-11 2024-01-11 Friedrich-Alexander-Universität Erlangen-Nürnberg, Körperschaft des öffentlichen Rechts Verfahren zum Ansteuern und Schaltanordnung für einen mehrphasigen Zweipunkt-Wechselrichter sowie mehrphasiger Zweipunkt-Wechselrichter

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
W. GONG ET AL.: "A Novel Auxiliary Resonent Commutated Pole Soft-Switching Inverter", IEEE APPLIED POWER ELECTRONICS CONFERENCE AND EXPOSITION (APEC, 2021, pages 2166 - 2170

Also Published As

Publication number Publication date
DE102022207036A1 (de) 2024-01-11

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP1145416B1 (de) Umrichter für die umformung von elektrischer energie
EP2237404B1 (de) Wechselrichter mit zwei asymmetrischen brückenschaltungen und einem freilaufpfad zur entkopplung von gleich- und wechselspannungsseite
EP2073366B1 (de) Gleichstromsteller mit Resonanzwandler
WO2017174102A1 (de) Modul für einen multilevelkonverter
DE102017212224B4 (de) Hochspannungsgenerator für ein Röntgengerät
DE10027575A1 (de) ARCP Mehrpunktstromrichter mit potentialvariablen Zwischenkapazitäten
EP2299572A1 (de) Aufstarten eines DC/DC-Wandlers mit Hochfrequenztransformator
EP1047180A2 (de) ARCP Dreipunkt- oder Mehrpunktstromrichter
EP3028376A1 (de) Hochsetzsteller, entsprechender wechselrichter und betriebsverfahren
DE102010030078A1 (de) Verfahren zum Sperren eines Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
WO2024013007A1 (de) Arcp 2-punkt wechselrichter mit nur einer induktivität für mehrere phase, sowie verfahren zum kollisionsfreien betrieb
EP2180586B1 (de) Umrichterschaltung sowie Einheit und System mit einer solchen Umrichterschaltung
DE112019001203T5 (de) Energie-umwandlungseinrichtung
DE10231158A1 (de) Gleichspannungswandler
EP1087512A2 (de) ARCP Mehrpunktstromrichter mit potientialvariablen Zwischenkreiskapazitäten
EP3482488B1 (de) Regelung von phasenströmen parallel geschalteter wechselrichter
EP3529102B1 (de) Gleichspannungswandler und verfahren zum betrieb eines gleichspannungswandlers
EP2783464B1 (de) Elektronischer schaltkreis und verfahren zum ansteuern eines halbleiterschalters
DE102017201667A1 (de) Hochdynamische Steuerung von Multiport-DAB-Wandlern
EP3476035B1 (de) Regelung von phasenströmen eines wechselrichters
EP2409394B1 (de) Verfahren zum betrieb einer umrichterschaltung sowie vorrichtung zur durchführung des verfahrens
WO2020152076A1 (de) Dc-dc-wandler mit brückenschaltkreis zum spannungslosen schalten sowie zugehöriges verfahren
DE10138751B4 (de) Wechselrichter mit schnellschaltenden ansteuerbaren elektronischen Schaltern, insbesondere IGBT-Schaltern, sowie Verfahren zur Ansteuerung eines derartigen Wechselrichters
EP2375551B1 (de) Kommutierungsverfahren, Kommutierungsschaltung und elektrischer Energiewandler
EP2544350B1 (de) Kommutierungsschaltung, elektrischer Energiewandler und Kommutierungsverfahren

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 23740997

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1