CN112953288A - 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法 - Google Patents
用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法 Download PDFInfo
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Abstract
本申请涉及逆变器技术领域，公开一种用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，该逆变器包括辅助换流电路、逆变桥、负载电路、控制电路和直流电源；通过采用DPWM调制策略，同时以斜率正负交替的锯齿波作为载波，该谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路的动作频率降低，大幅降低辅助换流电路的无功能量传输损耗；在此基础上利用的带分流死区的调制策略，将辅助换流电路中的谐振电流与负载电流分离，大幅降低辅助换流电路及其内部元件的电流应力，进一步降低辅助换流电路的无功能量传输损耗，提高了谐振直流环节软开关逆变器效率。
Description
技术领域
本申请涉及逆变器技术领域，例如涉及一种用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法。
背景技术
目前，电力电子器件是电力电子技术的重要组成部分，历史上电力电子领域的革新和发展与电力电子器件密不可分。近年来，随着宽禁带器件的不断成熟，应用于开关电源、新能源并网、电机驱动等场合的宽禁带逆变器逐渐成为了研究的热点。然而，当宽禁带逆变器工作于开关频率几十千赫兹甚至几百千赫兹时，其开关损耗随开关频率的增加亦快速增长。为进一步提升宽禁带逆变器性能，软开关技术是值得探讨的一种途径。
软开关逆变器最早由美国威斯康星大学的D.M.Divan(迪万)博士在1989年提出，由于Divan博士提出的拓扑中谐振电路位于直流电源侧，因此称其为谐振直流环节软开关逆变器。谐振直流环节软开关逆变器在实现逆变器小型化、轻量化的同时，也降低了开关损耗实现了高效率化并且通过减小电压变化率dv/dt和电流变化率di/dt的方式抑制了电磁干扰问题。
《IEEE Transactions on Power Electronics》2020年第35卷第2期题为“Resonant Inductance Design and Loss Analysis of a Novel Resonant DC LinkInverter”的文章和《IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in PowerElectronics》题为“Parallel Resonant DC Link Inverter Topology and Analysis ofIts Operation Principle”的文章公开了一种谐振直流环节软开关逆变器。该谐振直流环节软开关逆变器采用传统的SPWM(正弦脉冲宽度调制)三角载波调制策略。该谐振直流环节软开关逆变器能够实现所有开关管的软切换，同时能够避免分裂电容使中性点电位变化、电感电流阈值设置使控制过程复杂化等诸多问题。
在实现本公开实施例的过程中，发现相关技术中至少存在如下问题：现有技术中谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路动作频率较高及其电流应力较大，使得大量无功能量传输损耗，造成逆变器效率降低。
发明内容
为了对披露的实施例的一些方面有基本的理解，下面给出了简单的概括。所述概括不是泛泛评述，也不是要确定关键/重要组成元素或描绘这些实施例的保护范围，而是作为后面的详细说明的序言。
本公开实施例提供了一种用于振直流环节软开关逆变器的调制方法，以能够降低辅助换流电路的无功能量传输损耗，提高谐振直流环节软开关逆变器的效率。
在一些实施例中，所述用于振直流环节软开关逆变器的调制方法，所述谐振直流环节软开关逆变器包括：辅助换流电路、逆变桥、负载电路、控制电路和直流电源；
所述辅助换流电路包括母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管，第一辅助谐振电感、第二辅助谐振电感、主谐振电容、第一辅助谐振电容、第二辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管和第四辅助二极管；所述母线开关管的集电极连接所述直流电源的正极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥，所述母线开关管的反并联二极管的阳极连接所述母线开关管的发射极，所述母线开关管的反并联二极管的阴极连接所述母线开关管的集电极；所述主谐振电容的正极连接所述母线开关管的集电极以及所述第一辅助开关管的集电极，所述主谐振电容的负极连接所述母线开关管的发射极，所述第一辅助开关管的发射极连接所述第一辅助谐振电感的一端，所述第一辅助谐振电感的另一端连接所述母线开关管的发射极，所述第二辅助开关管的发射极连接所述直流电源的负极，所述第二辅助开关管的集电极连接所述第二辅助谐振电感的一端，所述第二辅助谐振电感的另一端连接所述母线开关管的发射极；所述第一辅助二极管的阴极连接所述第一辅助开关管的发射极，所述第一辅助二极管的阳极连接所述第一辅助谐振电容的负极，所述第一辅助谐振电容的正极连接所述第二辅助谐振电容的负极以及母线开关管的发射极，所述第二辅助谐振电容的正极连接所述第二辅助二极管的阴极，所述第二辅助二极管的阳极连接所述第二辅助开关管的集电极；所述第三辅助二极管的阴极连接所述直流电源的正极和所述母线开关管的集电极，所述第三辅助二极管的阳极连接所述第二辅助谐振电容的正极，所述第四辅助二极管的阳极连接直流所述电源的负极和所述第二辅助开关管的发射极，所述第四辅助二极管的阴极连接所述第一辅助谐振电容的负极；
所述逆变桥为三相逆变桥，每相逆变桥包括上桥臂主功率开关管、上桥臂主功率开关管的反并联续流二极管、上桥臂主功率开关管的并联缓冲电容、下桥臂主功率开关管、下桥臂主功率开关管的反并联续流二极管和下桥臂主功率开关管的并联缓冲电容，每相逆变桥中的上桥臂主功率开关管的发射极连接下桥臂主功率开关管的集电极，以上桥臂主功率开关管与下桥臂主功率开关管的连接点处的引出线为单相交流电输出端，各相逆变桥的上桥臂主功率开关管的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥的下桥臂主功率开关管的发射极相互连接，作为逆变桥的负端；
所述负载电路为三相阻感性负载，每相负载电路包括一个电阻与一个电感；三相负载电路中电阻的一端分别连接三相逆变桥的三个单相交流电输出端，三相负载电路中电阻的另一端分别连接三个电感的一端，三个电感的另一端相互连接作为负载中性点，所述三个单相交流电输出端输出的负载电流经传感器采样后作为输入信号分别输入控制电路；
所述直流电源的负极连接所述逆变桥的负端，所述直流电源的正极连接所述辅助换流电路中母线开关管的集电极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥的正端；
所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的门极均与所述控制电路相连接，所述控制电路发出控制信号控制所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的开通与关断；
采用DPWM不连续的脉冲宽度调制策略，在所述DPWM调制策略下，任意时刻，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作；
以斜率正负交替的锯齿波作为载波，在单相负载电路的负载电流为正的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为正；在单相负载电路的负载电流为负的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为负；
采用带分流死区的调制策略：所述第二辅助开关管的开通时刻比母线开关管关断时刻延迟第一预设时间；产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管的关断时刻较第二辅助开关管的开通时刻延迟第二预设时间，产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断第三预设时间后第二辅助开关管关断；在产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断的情况下，所述谐振直流环节软开关逆变器进入环流状态；在环流状态期间，母线开关管一直保持关断状态，直至第一辅助开关管开通；第一辅助开关管的开通时刻比产生最短脉宽相逆变桥的上桥臂主功率开关管的开通时刻延迟第四预设时间；母线开关管的开通时刻比第一辅助开关管的开通时刻延迟第五预设时间，从母线开关管开通时刻起经第六预设时间延迟后关断第一辅助开关管。
本公开实施例提供的用于振直流环节软开关逆变器的调制方法，可以实现以下技术效果：通过采用DPWM调制策略，同时以斜率正负交替的锯齿波作为载波，该谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路的动作频率降低，大幅降低辅助换流电路的无功能量传输损耗；在此基础上利用的带分流死区的调制策略，将辅助换流电路中的谐振电流与负载电流分离，大幅降低辅助换流电路及其内部元件的电流应力，进一步降低辅助换流电路的无功能量传输损耗，提高了谐振直流环节软开关逆变器效率。
以上的总体描述和下文中的描述仅是示例性和解释性的，不用于限制本申请。
附图说明
一个或多个实施例通过与之对应的附图进行示例性说明，这些示例性说明和附图并不构成对实施例的限定，附图中具有相同参考数字标号的元件示为类似的元件，附图不构成比例限制，并且其中：
图1是本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器的电路原理示意图；
图2是本公开实施例提供的一个谐振直流环软开关逆变器在传统的SPWM三角载波调制策略下的三相逆变桥开关信号示意图；
图3是本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的三相逆变桥开关信号示意图；
图4是本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下主要元件的特征工作波形示意图；
图5(a)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M0的等效电路图；
图5(b)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M1的等效电路图；
图5(c)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M2的等效电路图；
图5(d)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M3的等效电路图；
图5(e)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M4的等效电路图；
图5(f)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M5的等效电路图；
图5(g)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M6的等效电路图；
图5(h)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M7的等效电路图；
图5(i)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M8的等效电路图；
图5(j)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M9的等效电路图；
图5(k)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M10的等效电路图；
图5(l)为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的换流工作模式M11的等效电路图；
图6为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下主要元件的仿真波形图；
图7为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第一主功率开关管S1开通时电压vS1和电流iS1的仿真波形图；
图8为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第一主功率开关管S1关断时电压vS1和电流iS1的仿真波形图；
图9为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第二主功率开关管S2开通时电压vS2和电流iS2的仿真波形图；
图10为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第二主功率开关管S2关断时电压vS2和电流iS2的仿真波形图；
图11为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第三主功率开关管S3开通和关断时电压vS3和电流iS3的仿真波形图；
图12为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第四主功率开关管S4开通和关断时电压vS4和电流iS4的仿真波形图；
图13为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第五主功率开关管S5开通时电压vS5和电流iS5的仿真波形图；
图14为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第五主功率开关管S5关断时电压vS5和电流iS5的仿真波形图；
图15为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第六主功率开关管S6开通时电压vS6和电流iS6的仿真波形图；
图16为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第六主功率开关管S6关断时电压vS6和电流iS6的仿真波形图；
图17为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第一辅助开关管Sa1开通时的电压vSa1和电流iSa1的仿真波形图；
图18为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第一辅助开关管Sa1关断时的电压vSa1和电流iSa1的仿真波形图；
图19为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第二辅助开关管Sa2开通时的电压vSa2和电流iSa2的仿真波形图；
图20为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的第二辅助开关管Sa2关断时的电压vSa2和电流iSa2的仿真波形图；
图21为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的母线开关管SL开通时的电压vSL和电流iSL的仿真波形图；
图22为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的母线开关管SL关断时的电压vSL和电流iSL的仿真波形图；
图23为传统的SPWM三角载波调制策略下谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内直流母线电压vbus的仿真波形图；
图24为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下在一个开关周期内直流母线电压vbus的仿真波形图；
图25为传统的SPWM三角载波调制策略下谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1的仿真波形图；
图26为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下在一个开关周期内第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1的仿真波形图；
图27为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的的三相负载电流iA、iB、iC的仿真波形图；
图28为本公开实施例提供的一个谐振直流环节软开关逆变器在本申请的调制方法下的三相负载电压vA、vB、vC的仿真波形图。
具体实施方式
为了能够更加详尽地了解本公开实施例的特点与技术内容，下面结合附图对本公开实施例的实现进行详细阐述，所附附图仅供参考说明之用，并非用来限定本公开实施例。在以下的技术描述中，为方便解释起见，通过多个细节以提供对所披露实施例的充分理解。然而，在没有这些细节的情况下，一个或多个实施例仍然可以实施。在其它情况下，为简化附图，熟知的结构和装置可以简化展示。
本公开实施例的说明书和权利要求书及上述附图中的术语“第一”、“第二”等是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。应该理解这样使用的数据在适当情况下可以互换，以便这里描述的本公开实施例的实施例。此外，术语“包括”和“具有”以及他们的任何变形，意图在于覆盖不排他的包含。
除非另有说明，术语“多个”表示两个或两个以上。
本公开实施例中，字符“/”表示前后对象是一种“或”的关系。例如，A/B表示：A或B。
术语“和/或”是一种描述对象的关联关系，表示可以存在三种关系。例如，A和/或B，表示：A或B，或，A和B这三种关系。
结合图1所示，本公开实施例提供一种用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，用于谐振直流环节软开关逆变器包括辅助换流电路1、逆变桥2、负载电路3、控制电路4和直流电源E。
辅助换流电路1包括母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2，第一辅助谐振电感La1、第二辅助谐振电感La2、主谐振电容CL、第一辅助谐振电容Ca1、第二辅助谐振电容Ca2、母线开关管的反并联二极管DL、第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2、第三辅助二极管Da3和第四辅助二极管Da4。
所述母线开关管SL的集电极连接所述直流电源E的正极，所述母线开关管SL的发射极连接所述逆变桥2，所述母线开关管的反并联二极管DL的阳极连接所述母线开关管SL的发射极，所述母线开关管的反并联二极管DL的阴极连接所述母线开关管SL的集电极；
主谐振电容CL的正极连接母线开关管SL的集电极以及第一辅助开关管Sa1的集电极，主谐振电容CL的负极连接母线开关管SL的发射极，第一辅助开关管Sa1的发射极连接第一辅助谐振电感La1的一端，第一辅助谐振电感La1的另一端连接母线开关管SL的发射极，第二辅助开关管Sa2的发射极连接直流电源E的负极，第二辅助开关管Sa2的集电极连接第二辅助谐振电感La2的一端，第二辅助谐振电感La2的另一端连接母线开关管SL的发射极。
第一辅助二极管Da1的阴极连接第一辅助开关管Sa1的发射极，第一辅助二极管Da1的阳极连接第一辅助谐振电容Ca1的负极，第一辅助谐振电容Ca1的正极连接第二辅助谐振电容Ca2的负极以及母线开关管SL的发射极，第二辅助谐振电容Ca2的正极连接第二辅助二极管Da2的阴极，第二辅助二极管Da2的阳极连接第二辅助开关管Sa2的集电极。
第三辅助二极管Da3的阴极连接直流电源E的正极和所述母线开关管SL的集电极，第三辅助二极管Da3的阳极连接第二辅助谐振电容Ca2的正极，第四辅助二极管Da4的阳极连接直流电源E的负极和所述第二辅助开关管Sa2的发射极，第四辅助二极管Da4的阴极连接第一辅助谐振电容Ca1的负极。
逆变桥2为三相逆变桥，包括A相逆变桥、B相逆变桥和C相逆变桥。
A相逆变桥包括第一主功率开关管S1、第一主功率开关管的反并联续流二极管D1、第一主功率开关管的并联缓冲电容C1、第二主功率开关管S2、第二主功率开关管的反并联续流二极管D2和第二主功率开关管的并联缓冲电容C2，其中，第一主功率开关管S1为A相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第二主功率开关管S2为下桥臂主功率开关管；第一主功率开关管S1的发射极连接第二主功率开关管S2的集电极，以第一主功率开关管S1与第二主功率开关管S2的连接点处的引出线为A相交流电输出端。
B相逆变桥包括第三主功率开关管S3、第三主功率开关管的反并联续流二极管D3、第三主功率开关管的并联缓冲电容C3、第四主功率开关管S4、第四主功率开关管的反并联续流二极管D4和第四主功率开关管的并联缓冲电容C4，其中，第三主功率开关管S3为B相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第四主功率开关管S4为下桥臂主功率开关管；第三主功率开关管S3的发射极连接第四主功率开关管S4的集电极，以第三主功率开关管S3与第四主功率开关管S4的连接点处的引出线为B相交流电输出端。
C相逆变桥包括第五主功率开关管S5、第五主功率开关管的反并联续流二极管D5、第五主功率开关管的并联缓冲电容C5、第六主功率开关管S6、第六主功率开关管的反并联续流二极管D6和第六主功率开关管的并联缓冲电容C6，其中，第五主功率开关管S5为C相逆变桥中上桥臂主功率开关管、第六主功率开关管S6为下桥臂主功率开关管；第五主功率开关管S5的发射极连接第六主功率开关管S6的集电极，以第五主功率开关管S5与第六主功率开关管S6的连接点处的引出线为C相交流电输出端。
逆变桥第一主功率开关管S1、第三主功率开关管S3和第五主功率开关管S5的集电极相互连接，作为逆变桥2的正端；逆变桥第二主功率开关管S2、第四主功率开关管S4和第六主功率开关管S6的发射极相互连接，作为逆变桥2的负端。
负载电路3为三相阻感性负载电路，包括第一电阻RA、第二电阻RB、第三电阻RC和第一电感LA、第二电感LB、第三电感LC。第一电阻RA、第二电阻RB、第三电阻RC的一端分别连接A相交流电输出端、B相交流电输出端和C相交流电输出端，第一电阻RA、第二电阻RB、第三电阻RC的另一端分别连接第一电感LA、第二电感LB、第三电感LC的一端，第一电感LA、第二电感LB、第三电感LC的另一端相互连接作为负载中性点。同时A相交流电输出端、B相交流电输出端和C相交流电输出端分别的输出负载电流iA、iB和iC经传感器采样后作为输入信号diA、diB和diC分别接入控制电路4。
直流电源E的负极连接逆变桥2的负端，直流电源E的正极连接母线开关管SL的集电极，母线开关管SL的发射极连接逆变桥2的正端。
母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2和逆变桥中第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、第三主功率开关管S3、第四主功率开关管S4、第五主功率开关管S4、第六主功率开关管S6的门级均与控制电路4相连接，控制电路4发出的信号dSL、dSa1、dSa2、dS1、dS2、dS3、dS4、dS5、dS6分别控制母线开关管SL、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2和逆变桥2中第一主功率开关管S1、第二主功率开关管S2、第三主功率开关管S3、第四主功率开关管S4、第五主功率开关管S4、第六主功率开关管S6的开通和关断。
可选地，所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管，均采用全控开关器件。
可选地，所述全控开关器件包括硅基绝缘栅双极型晶体管、硅基金属氧化物半导体场效应晶体管、氮化镓高电子迁移率晶体管或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管中的一种或多种。这样，开关电路可由控制电路直接控制；所有全控开关器件均实现了软切换，减小了开关损耗。
可选地，所述母线开关管的反并联二极管、所述第一辅助二极管、所述第二辅助二极管、所述第三辅助二极管、所述第四辅助二极管和所述逆变桥中各主功率开关管的反并联续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
可选地，所述直流电源为直流电压源或经过DC-DC(直流-直流)变换整流得到的电压源。
在一些实施例中，谐振直流环节软开关逆变器在传统的SPWM三角载波调制策略下的三相逆变桥中各主功率开关管的开关信号如图2所示。图2中的B相调制波信号小于零、A相和C相调制波信号大于零。图2中三相逆变桥开关信号中的实线代表各相逆变桥的上桥臂中主功率开关管开关信号，即A相逆变桥的第一主功率开关管的开关信号，B相逆变桥的第三主功率开关管的开关信号，C相逆变桥的第五主功率开关管的开关信号；虚线代表各相桥臂的下桥臂中主功率开关管开关信号，即A相逆变桥中第二主功率开关管的开关信号，B相逆变桥中第四主功率开关管的开关信号，C相逆变桥中第六主功率开关管的开关信号，vbus为直流母线电压，iLa1为第一辅助谐振电感中的电流，Ts为开关周期，Iomax为负载电流峰值。
分析如图2所示的传统的SPWM三角载波调制策略下的谐振直流环节软开关逆变器可知：为实现逆变桥中各主功率开关管的软开关动作，辅助换流电路需于直流母线上形成零电压凹槽，零电压凹槽由电容和电感谐振产生，因此辅助换流电路的每次动作都会在辅助谐振电感上形成一个电流波峰，该电流波峰的最大值即为辅助换流电路电流应力。进一步分析可知，在传统的SPWM三角载波调制策略下，辅助换流电路需要动作6次来实现相应主功率开关管的软切换，并在此期间形成近似于2倍负载电流峰值的辅助换流电路电流应力，显然如此多的动作次数会带来大量的无功能量传输损耗，同时巨大的电流应力会进一步放大这种无功能量传输损耗。
本公开实施例提供一种谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，包括：
(1)采用DPWM不连续的脉冲宽度调制策略，通过载波与调制波比较生成各主功率开关管的开关信号，在所述DPWM调制策略下，任意时刻，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作。可选地，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥，包括：三相逆变桥中负载电流的绝对值最大的单相逆变桥。可选地，箝位规则包括：在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为正的情况下，则所述单相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极；在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为负的情况下，则所述单相逆变桥下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极。箝位操作即为单相逆变桥其中一个主功率开关管一直保持开通状态，相应地同桥臂对侧的主功率开关管一直保持关断状态。例如，三相逆变桥中A相逆变桥的负载电流为正，且绝对值最大，A相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极，则A相逆变桥上桥臂主功率开关管一直保持开通状态，A相逆变桥下桥臂主功率开关管一直保持关断状态。
(2)以斜率正负交替的锯齿波作为载波，在单相负载电路的负载电流为正的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为正；在单相负载电路的负载电流为负的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为负；在(1)和(2)的共同作用下，辅助换流电路的动作频率降为传统的SPWM(正弦脉冲宽度调制)三角载波调制策略的1/6，避免辅助换流电路频繁动作带来的无功能量传输损耗。
(3)采用带分流死区的调制策略；在(1)和(2)的基础上，采用带分流死区的调制策略，可以降低辅助换流电路的电流应力，进而减小大电流带来的无功能量传输损耗。带分流死区的调制策略如下：
所述第二辅助开关管的开通时刻比母线开关管关断时刻延迟第一预设时间δ0；产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管的关断时刻较第二辅助开关管的开通时刻延迟第二预设时间δ1，产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断第三预设时间δ2后第二辅助开关管关断，使得产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管在直流母线零电压凹槽期间动作；在产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断的情况下，所述谐振直流环节软开关逆变器进入环流状态；在环流状态期间，母线开关管一直保持关断状态，直至第一辅助开关管开通；第一辅助开关管的开通时刻比产生最短脉宽相逆变桥的上桥臂主功率开关管的开通时刻延迟第四预设时间δ3；母线开关管的开通时刻比第一辅助开关管的开通时刻延迟第五预设时间δ4，实现母线开关管的零电压开通，从母线开关管开通时刻起经第六预设时间δ5延迟后关断第一辅助开关管。可选地，环流状态为三相负载电流于逆变桥的主功率开关管或其反并联续流二极管中循环流动且不与直流电源发生能量交换的状态。
可选地，所述第一预设时间和第五预设时间满足的条件为：第一预设时间δ0大于或等于第一设定阈值，第五预设时间δ4大于或等于第二设定阈值，且第一预设时间与第五预设时间之和小于或等于第三设定阈值。可选地，δ1、δ2、δ3、δ5均为设定的固定时间段。
可选地，通过计算
获得第一设定阈值；其中，Y1为第一设定阈值，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，Cb为第一辅助谐振电容的电容值或第二辅助谐振电容的电容值，Iomax为负载电流峰值。可选地，第一辅助谐振电容的电容值与第二辅助谐振电容的电容值相等。
可选地，通过计算
获得第二设定阈值；其中，Y2为第二设定阈值，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，L为第一辅助谐振电感的电感值或第二辅助谐振电感的电感值，Iomax为负载电流峰值。可选地，第一辅助谐振电感的电感值与第二辅助谐振电感的电感值相等。
可选地，通过计算
获得第三设定阈值；其中，Y3为第三设定阈值，Ts为开关周期。
本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，通过采用DPWM调制策略，同时以斜率正负交替的锯齿波作为载波，将辅助换流电路的动作频率降为传统的SPWM三角载波调制的1/6，从而大幅降低辅助换流电路的无功能量传输损耗；在此基础上，采用带分流死区的调制策略，将辅助换流电路的电流应力大幅降低，进一步降低辅助换流电路的无功能量传输损耗，提高了谐振直流环节软开关逆变器效率。
本公开实施例提供的调制方法下的谐振直流环节软开关逆变器适用于多种逆变场合，在工业生产、交通运输、通信系统、电力系统、新能源系统、各种电源系统、航空航天等领域均可发挥重要作用。在一些实施例中，在变频调速系统中，分析本公开实施例提供的调制方法下的谐振直流环节软开关逆变器的工作过程。
本实施例中，直流电源E采用将三相交流电整流后得到相对平稳的直流电，将该直流电输入到本公开实施例提供的调制方法下的谐振直流环节软开关逆变器中进行电能变换，具体电能变换过程如下文所示。
结合图3所示，图3为在本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的调制方法下的三相逆变桥开关信号的示意图。图3中三相逆变桥开关信号中的实线代表各相逆变桥的上桥臂中主功率开关管开关信号，即A相逆变桥的第一主功率开关管的开关信号，B相逆变桥的第三主功率开关管的开关信号，C相逆变桥的第五主功率开关管的开关信号；虚线代表各相桥臂的下桥臂中主功率开关管开关信号，即A相逆变桥中第二主功率开关管的开关信号，B相逆变桥中第四主功率开关管的开关信号，C相逆变桥中第六主功率开关管的开关信号；vbus为直流母线电压，iLa1为第一辅助谐振电感中的电流，Ts为开关周期，Iomax为负载电流峰值；一些实施例中，B相负载电流为负，A、C相负载电流为正，即B相锯齿载波斜率为负，A、C相锯齿载波斜率为正，B相下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极。由图3可知，通过采用所提DPWM调制策略，B相逆变桥上、下桥臂主功率开关管不进行开关动作，故辅助换流电路的动作次数由传统的SPWM三角载波调制下的6次降为4次。同时DPWM调制策略的使用可以避免母线电流ibus反流现象的出现。由图3进一步分析可知，在DPWM调制策略下主功率开关管的4次换流动作可分为：2次主功率开关管向同桥臂对侧的反并联续流二极管的换流动作和2次反并联续流二极管向同桥臂对侧的主功率开关管的换流动作，其中后者可借助逆变桥上、下桥臂并联的缓冲电容，自然实现软切换。而斜率正负交替的锯齿载波的使用则将2次反并联续流二极管向同桥臂对侧的主功率开关管的换流动作集中于同一时刻，于此时刻辅助换流电路统一动作一次即可实现相应主功率开关管的软切换。故在上述(1)和(2)的共同作用下，辅助换流电路的动作频率降为传统的SPWM三角载波调制策略的1/6，避免了辅助换流电路频繁动作带来的无功能量传输损耗。
在一些实施例中，谐振直流环节软开关逆变器中所采用器件均工作在理想条件下，忽略寄生参数对换流过程所造成的影响；谐振直流环节软开关逆变器所选开关频率fs远远大于输出交流电频率fo，故在一个开关状态中母线电流ibus保持恒定不变；谐振直流环节软开关逆变器中各主功率开关管的并联缓冲电容值相等，即C1＝C2＝C3＝C4＝C5＝C6，并且主谐振电容值CL＝3Cx。
结合图4所示，图4为本公开实施例提供的调制方法下谐振直流环节软开关逆变器的主要元件的特征工作波形示意图。其中，vbus为直流母线电压，vCL为主谐振电容CL两端电压，vCa1为第一辅助谐振电容Ca1两端电压，vCa2为第二辅助谐振电容Ca2两端电压；ibus为母线电流，iCL为主谐振电容CL中的电流，iCa1为第一辅助谐振电容Ca1中的电流，iCa2为第二辅助谐振电容Ca2中的电流，iLa1为第一辅助谐振电感La1中的电流，iLa2为第二辅助谐振电感La1中的电流，tdead为为防止逆变器上下桥臂开关管同时导通而设置的开关死区时间。该谐振直流环节软逆变器一次换流过程包括12个工作模式M0、M1、M2、M3、M4、M5、M6、M7、M8、M9、M10、M11，12个工作模式的等效电路图如图5(a)至5(l)所示，其中的虚线表示在对应模式下不动作，该模式只包含实线的回路，下面对回路的换流工作模式进行具体分析。
模式M0[～t0]：如图5(a)所示的等效电路图，t0时刻之前，母线开关管SL导通，第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2均关断，直流电源经母线开关管SL向负载供电，电路处于稳定工作状态。
模式M1[t0～t1]：如图5(b)所示的等效电路图，t0时刻，母线开关管SL关断，母线电流ibus立即换流到主谐振电容CL、第一辅助谐振电容Ca1和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容C1、C3、C6，主谐振电容两端电压vCL从零开始缓慢线性上升，第一辅助谐振电容两端电压vCa1和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压vC1、vC3、vC6由直流电源电压E开始缓慢线性下降，母线开关管SL实现准ZVS(零电压)关断。当第一辅助谐振电容两端电压vCa1和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压vC1、vC3、vC6下降至零时，该模式结束。
模式M2[t1～t2]：如图5(c)所示的等效电路图，t1时刻，主谐振电容两端电压vCL充电至直流电源电压E，第一辅助谐振电容两端电压vCa1和第一、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压vC1、vC3、vC6放电至零，第三、六主功率开关管的反并联续流二极管D3、D6实现ZVS开通，电路处于环流状态1，直至第五主功率开关管S5关断，该模式结束。
模式M3[t2～t3]：如图5(d)所示的等效电路图，t2时刻，第五主功率开关管S5关断，由于各主功率开关管的并联缓冲电容两端电压均保持为零，故第五主功率开关管S5实现ZVS关断，第三主功率开关管的反并联续流二极管D3实现ZVS关断，电路处于环流状态2，在此期间由于第二、六主功率开关管的反并联续流二极管D2、D6导通，故第二主功率开关管S2实现ZVZCS(零电压零电流)关断、第六主功率开关管S6实现ZVZCS开通和关断。直至第一主功率开关管S1和第五主功率开关管S5开通，该模式结束。
模式M4[t3～t4]：如图5(e)所示的等效电路图，t3时刻，第一主功率开关管S1和第五主功率开关管S5同时开通，此时各主功率开关管的并联缓冲电容两端电压依旧为零，故第一主功率开关管S1和第五主功率开关管S5实现ZVZCS开通，第三主功率开关管的反并联续流二极管D3实现ZVS开通，电路处于环流状态3，直至第一辅助开关管Sa1开通，该模式结束。
模式M5[t4～t5]：如图5(f)所示的等效电路图，t4时刻，第一辅助开关管Sa1开通，第二、三、六主功率开关管的反并联续流二极管D2、D3、D6依次向第一辅助谐振电感La1换流。第一辅助谐振电感La1两端电压为直流电源电压E，在第一辅助谐振电感La1作用下，第一辅助开关管Sa1中的电流iSa1从零开始缓慢线性上升，第一辅助开关管Sa1实现准ZCS(零电流)开通。当第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1上升到母线电流ibus时，该模式结束。
模式M6[t5～t6]：如图5(g)所示的等效电路图，t5时刻，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1上升至母线电流ibus后，第二、三、六主功率开关管的反并联续流二极管D2、D3、D6全部ZCS关断，主谐振电容CL与第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容C2、C3、C6和第一辅助谐振电感La1发生谐振。当主谐振电容两端电压vCL下降到零，第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压vC2、vC3、vC6上升到直流电源电压E时，母线开关管的反并联续流二极管DL导通，该模式结束。
模式M7[t6～t7]：如图5(h)所示的等效电路图，t6时刻，主谐振电容两端电压vCL下降至零，第二、三、六主功率开关管的并联缓冲电容两端电压vC2、vC3、vC6上升至直流电源电压E，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1达到最大值iLa1max。在母线开关管的反并联续流二极管DL导通期间开通母线开关管SL即可实现ZVZCS开通。当第一辅助开关管Sa1关断时，该模式结束。
可选地，通过计算
获得第一辅助谐振电感中的电流的最大值。
模式M8[t7～t8]：如图5(i)所示的等效电路图，在t7时刻，第一辅助开关管Sa1关断，第一辅助二极管Da1导通，第一辅助谐振电容Ca1和第一辅助谐振电感La1开始谐振，母线电流ibus立即换流至母线开关管SL。第一辅助谐振电容两端电压vCa1从零开始缓慢谐振上升，第一辅助开关管Sa1实现准ZVS关断。当第一辅助谐振电容Ca1充电至直流电源电压E时，该模式结束。
模式M9[t8～t9]：如图5(j)所示的等效电路图，在t8时刻，第一辅助谐振电容Ca1被充电至直流电源电压E，第二辅助二极管Da2导通。第一辅助谐振电感La1通过第一辅助二极管Da1、第二辅助二极管Da2和母线开关管的反并联续流二极管DL向直流电源回馈能量。第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1线性减小，当第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1减小到母线电流ibus时，该模式结束。
模式M10[t9～t10]：如图5(k)所示的等效电路图，在t9时刻，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1减小到母线电流ibus，在直流电源电压E的作用下，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1继续线性下降，母线开关管SL中的电流iSL从零开始线性上升，母线电流ibus开始从第一辅助谐振电感La1向母线开关管SL线性转移。当第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1下降到零时，第一辅助二极管Da1和第二辅助二极管Da2关断，母线电流ibus向母线开关管SL转移完毕，该模式结束。
模式M11[t10～]：如图5(l)所示的等效电路图，在t10时刻，母线电流ibus向母线开关管SL转移完毕后，直流电源经母线开关管SL向负载稳定供电，为下一次换流过程做好准备。
通过对动作原理的分析可知，在分流死区δ0时间内的模式M1中，第一辅助谐振电容Ca1中能量借助母线电流ibus完全释放，当第二辅助开关管Sa2开通后，第一辅助谐振电容Ca1中没有能量储存，辅助换流电路自然无法进行能量交换，因此流过辅助换流电路中的最大电流为iLa1max。第一辅助谐振电容Ca1可以无限取小，故流过辅助换流电路中的最大电流值近似等于母线电流的峰值Ibusmax，即负载电流峰值Iomax。有效地避免了辅助换流电路产生的谐振电流与负载电流相叠加的问题，从而大幅降低了辅助开关管的电流应力和辅助换流电路的无功能量传输损耗。
为验证上文所述理论的正确性，根据图1所示的电路原理图搭建仿真平台进行验证，相应的仿真结果如下文所示。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的主要元件的仿真波形如图6所示，从图6中可看出上述仿真波形与图4所示的特征工作波形一致，证明了换流工作模式的正确性。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第一主功率开关管S1开通和关断时的电压vS1和电流iS1的仿真波形如图7和图8所示，从图7的I区域可以看出第一主功率开关管S1的电压vS1线性放电至零后一段时间，第一主功率开关管S1才开通，所以第一主功率开关管S1实现了ZVZCS开通；从图8的II区域可以看出第一主功率开关管S1关断后，其两端的电压vS1从零开始线性上升，所以第一主功率开关管S1实现了准ZVS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第二主功率开关管S2开通和关断时的电压vS2和电流iS2的仿真波形如图9和图10所示，从图9的I区域可以看出第二主功率开关管S2的电压vS2线性放电至零后，第二主功率开关管S2开通，但其电流iS2保持为零，所以第二主功率开关管S2实现了ZVZCS开通；从图10的II区域可以看出第二主功率开关管S2关断后，其两端的电压vS2从零开始谐振上升，但其电流iS2仍保持为零，所以第二主功率开关管S2实现了ZVZCS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第三主功率开关管S3的电压vS3和电流iS3的仿真波形如图11所示，第四主功率开关管S4的电压vS4和电流iS4的仿真波形如图12所示。从图11可以看出第三主功率开关管S3的电流iS3一直为零，所以第三主功率开关管S3保持关断状态；从图12可以看出第四主功率开关管S4的电流iS4一直不为零，所以第四主功率开关管S4保持导通状态。故在此区间，第三主功率开关管S3和第四主功率开关管S4不存在开关动作。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第五主功率开关管S5开通和关断时的电压vS5和电流iS5的仿真波形如图13和图14所示，从图13的I区域可以看出第五主功率开关管S5开通时，其电流iS5为零、电压vS5亦为零，所以第五主功率开关管S5实现了ZVZCS开通；从图14的II区域可以看出第五主功率开关管S5关断后，其电压vS5一直保持为零，所以第五主功率开关管S5实现了ZVS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第六主功率开关管S6开通和关断时的电压vS6和电流iS6的仿真波形如图15和图16所示，从图15的I区域可以看出第六主功率开关管S6的电压vS6线性放电至零后一段时间，第六主功率开关管S6开通，但其电流iS6保持为零，所以第六主功率开关管S6实现了ZVZCS开通；从图16的II区域可以看出第六主功率开关管S6关断后，其两端的电压vS6从零开始谐振上升，但其电流iS6仍保持为零，所以第六主功率开关管S6实现了ZVZCS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第一辅助开关管Sa1开通和关断时的电压vSa1和电流iSa1的仿真波形如图17和图18所示，从图17的I区域可以看出第一辅助开关管Sa1开通后，流过第一辅助开关管Sa1的电流iSa1从零开始逐渐上升，所以第一辅助开关管Sa1实现了准ZCS开通；从图18的II区域可以看出第一辅助开关管Sa1关断后，第一辅助开关管Sa1两端的电压vSa1从零开始缓慢谐振上升，所以第一辅助开关管Sa1实现了准ZVS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的第二辅助开关管Sa2开通和关断时的电压vSa2和电流iSa2的仿真波形如图19和图20所示，从图19的I区域可以看出第二辅助开关管Sa2开通前，第二辅助开关管Sa2两端的电压vSa2从直流电源电压E开始线性放电至零，并且其电流iSa2保持为零，所以第二辅助开关管Sa2实现了ZVZCS开通；从图20的II区域可以看出第二辅助开关管Sa2关断后，第二辅助开关管Sa2两端的电压vSa2从零开始缓慢谐振上升，并且其电流iSa2保持为零，所以第二辅助开关管Sa2实现了ZVZCS关断。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的母线开关管SL开通和关断时的电压vSL和电流iSL的仿真波形如图21和图22所示，从图21的I区域可以看出母线开关管SL两端的电压vSL谐振下降至零后一段时间，母线开关管SL才开通，所以母线开关管SL实现了ZVZCS开通；从图22的II区域可以看出母线开关管SL关断后，其两端的电压vSL从零开始线性上升，所以母线开关管SL实现了准ZVS关断。
以上开关管的动作波形说明：本公开实施例提供的在无功能量传输损耗优化改进调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的所有开关管均实现了软切换。
在传统的SPWM三角载波调制策略下，谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内的直流母线电压vbus的仿真波形如图23所示；在本公开实施例提供的无功能量传输损耗优化改进调制方法下，谐振直流软开关逆变器在一个开关周期内的直流母线电压vbus的仿真波形如图24所示。对比二者可以看出：在一个开关周期内，在传统的SPWM三角载波调制策略下直流母线上出现6个零电压凹槽，而在本公开实施例提供的调制方法下直流母线上仅有1个零电压凹槽，零电压凹槽的数目代表着辅助换流电路的动作次数，因此本公开实施例提供的调制方法下辅助换流电路的动作频率降为传统SPWM三角载波调制策略的1/6。由于零电压凹槽的出现会造成直流母线电压的丢失和辅助换流电路传输损耗的增加，因此本公开实施例提供的调制方法能够大幅提高直流母线电压的利用率和逆变器的效率，降低无功能量传输损耗。
在传统的SPWM三角载波调制策略下，谐振直流环节软开关逆变器在一个开关周期内的第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1的仿真波形如图25所示；在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流软开关逆变器在一个开关周期内的第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1的仿真波形如图26所示。对比二者可以看出：在一个开关周期内，在传统的SPWM三角载波调制策略下，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1出现6个波峰，并且其最大的峰值电流为101.20A，而在本公开实施例提供的调制方法下，第一辅助谐振电感La1中的电流iLa1仅出现1个波峰，并且其最大的峰值电流为52.45A，第一辅助谐振电感电流的波峰个数及其最大的峰值电流代表着辅助换流电路的动作次数及其电流应力，再次说明本公开实施例提供的调制方法下辅助换流电路的动作频率降为传统SPWM三角载波调制策略的1/6，同时由于电流应力的大幅降低，因此无功能量传输损耗可以进一步减小，从而提升谐振直流环节软开关逆变器效率。
在本公开实施例提供的调制方法下，谐振直流环节软开关逆变器的三相负载电流iA、iB、iC的仿真波形如图27所示、三相负载电压vA、vB、vC的仿真波形如图28所示，从图27和图28中可以看出该谐振直流环节软开关逆变器的三相负载电流iA、iB、iC与三相负载电压vA、vB、vC的波形依然平滑、畸变很小，这表明本公开实施例提供的调制方法对逆变器的正常运行没有影响。
本公开实施例提供的谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，采用DPWM调制策略且以斜率正负交替的锯齿波作为载波的谐振直流环节软开关逆变器的辅助换流电路的动作频率降为传统的SPWM三角载波调制策略的1/6，大幅降低辅助换流电路的无功能量传输损耗，提升了谐振直流环节软开关逆变器效率；在此基础上使用的带分流死区的调制策略，将辅助换流电路中的谐振电流与负载电流分离，大幅降低辅助换流电路及其内部元件的电流应力，从而进一步降低辅助换流电路的无功能量传输损耗和提升谐振直流环节软开关逆变器效率。
以上描述和附图充分地示出了本公开的实施例，以使本领域的技术人员能够实践它们。其他实施例可以包括结构的以及其他的改变。实施例仅代表可能的变化。除非明确要求，否则单独的部件和功能是可选的，并且操作的顺序可以变化。一些实施例的部分和特征可以被包括在或替换其他实施例的部分和特征。本公开的实施例并不局限于上面已经描述并在附图中示出的结构，并且可以在不脱离其范围进行各种修改和改变。本公开的范围仅由所附的权利要求来限制。
Claims (10)
1.一种用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法，其特征在于，所述谐振直流环节软开关逆变器包括：辅助换流电路、逆变桥、负载电路、控制电路和直流电源；
所述辅助换流电路包括母线开关管、第一辅助开关管、第二辅助开关管，第一辅助谐振电感、第二辅助谐振电感、主谐振电容、第一辅助谐振电容、第二辅助谐振电容、母线开关管的反并联二极管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管和第四辅助二极管；
所述母线开关管的集电极连接所述直流电源的正极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥，所述母线开关管的反并联二极管的阳极连接所述母线开关管的发射极，所述母线开关管的反并联二极管的阴极连接所述母线开关管的集电极；
所述主谐振电容的正极连接所述母线开关管的集电极以及所述第一辅助开关管的集电极，所述主谐振电容的负极连接所述母线开关管的发射极，所述第一辅助开关管的发射极连接所述第一辅助谐振电感的一端，所述第一辅助谐振电感的另一端连接所述母线开关管的发射极，所述第二辅助开关管的发射极连接所述直流电源的负极，所述第二辅助开关管的集电极连接所述第二辅助谐振电感的一端，所述第二辅助谐振电感的另一端连接所述母线开关管的发射极；
所述第一辅助二极管的阴极连接所述第一辅助开关管的发射极，所述第一辅助二极管的阳极连接所述第一辅助谐振电容的负极，所述第一辅助谐振电容的正极连接所述第二辅助谐振电容的负极以及母线开关管的发射极，所述第二辅助谐振电容的正极连接所述第二辅助二极管的阴极，所述第二辅助二极管的阳极连接所述第二辅助开关管的集电极；
所述第三辅助二极管的阴极连接所述直流电源的正极和所述母线开关管的集电极，所述第三辅助二极管的阳极连接所述第二辅助谐振电容的正极，所述第四辅助二极管的阳极连接直流所述电源的负极和所述第二辅助开关管的发射极，所述第四辅助二极管的阴极连接所述第一辅助谐振电容的负极；
所述逆变桥为三相逆变桥，每相逆变桥包括上桥臂主功率开关管、上桥臂主功率开关管的反并联续流二极管、上桥臂主功率开关管的并联缓冲电容、下桥臂主功率开关管、下桥臂主功率开关管的反并联续流二极管和下桥臂主功率开关管的并联缓冲电容，每相逆变桥中的上桥臂主功率开关管的发射极连接下桥臂主功率开关管的集电极，以上桥臂主功率开关管与下桥臂主功率开关管的连接点处的引出线为单相交流电输出端，各相逆变桥的上桥臂主功率开关管的集电极相互连接，作为逆变桥的正端，各相逆变桥的下桥臂主功率开关管的发射极相互连接，作为逆变桥的负端；
所述负载电路为三相阻感性负载电路，每相负载电路包括一个电阻与一个电感；三相负载电路中电阻的一端分别连接三相逆变桥的三个单相交流电输出端，三相负载电路中电阻的另一端分别连接三个电感的一端，三个电感的另一端相互连接作为负载中性点，所述三个单相交流电输出端输出的负载电流经传感器采样后作为输入信号分别输入控制电路；
所述直流电源的负极连接所述逆变桥的负端，所述直流电源的正极连接所述辅助换流电路中母线开关管的集电极，所述母线开关管的发射极连接所述逆变桥的正端；
所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的门极均与所述控制电路相连接，所述控制电路发出控制信号控制所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管的开通与关断；
采用DPWM不连续的脉冲宽度调制策略，在所述DPWM调制策略下，任意时刻，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥按照预设的箝位规则进行箝位操作；
以斜率正负交替的锯齿波作为载波，在单相负载电路的负载电流为正的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为正；在单相负载电路的负载电流为负的情况下，所述单相负载电路锯齿载波斜率为负；
采用带分流死区的调制策略：所述第二辅助开关管的开通时刻比母线开关管关断时刻延迟第一预设时间；产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管的关断时刻较第二辅助开关管的开通时刻延迟第二预设时间，产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断第三预设时间后第二辅助开关管关断；在产生最短脉宽相逆变桥的下桥臂主功率开关管关断的情况下，所述谐振直流环节软开关逆变器进入环流状态；在环流状态期间，母线开关管一直保持关断状态，直至第一辅助开关管开通；第一辅助开关管的开通时刻比产生最短脉宽相逆变桥的上桥臂主功率开关管的开通时刻延迟第四预设时间；母线开关管的开通时刻比第一辅助开关管的开通时刻延迟第五预设时间，从母线开关管开通时刻起经第六预设时间延迟后关断第一辅助开关管。
2.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，三相逆变桥中满足预设条件的单相逆变桥，包括：三相逆变桥中负载电流的绝对值最大的单相逆变桥。
3.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，箝位规则包括：在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为正的情况下，则所述单相逆变桥上桥臂主功率开关管被箝位至直流电源正极；在满足预设条件的单相逆变桥的负载电流为负的情况下，则所述单相逆变桥下桥臂主功率开关管被箝位至直流电源负极。
4.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述第一预设时间和第五预设时间满足的条件为：第一预设时间大于或等于第一设定阈值，第五预设时间大于或等于第二设定阈值，且第一预设时间与第五预设时间之和小于或等于第三设定阈值。
5.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，
通过计算
获得第一设定阈值；
其中，Y1为第一设定阈值，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，Cb为第一辅助谐振电容的电容值或第二辅助谐振电容的电容值，Iomax为负载电流峰值。
6.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，
通过计算
获得第二设定阈值；
其中，Y2为第二设定阈值，E为直流电源电压值，Ca为主谐振电容的电容值，L为第一辅助谐振电感的电感值或第二辅助谐振电感的电感值，Iomax为负载电流峰值。
7.根据权利要求4所述的调制方法，其特征在于，
通过计算
获得第三设定阈值；
其中，Y3为第三设定阈值，Ts为开关周期。
8.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述母线开关管、所述第一辅助开关管、所述第二辅助开关管和所述逆变桥中各主功率开关管，均采用全控开关器件。
9.根据权利要求8所述的调制方法，其特征在于，所述全控开关器件包括硅基绝缘栅双极型晶体管、硅基金属氧化物半导体场效应晶体管、氮化镓高电子迁移率晶体管或碳化硅金属氧化物半导体场效应晶体管中的一种或多种。
10.根据权利要求1所述的调制方法，其特征在于，所述母线开关管的反并联二极管、所述第一辅助二极管、所述第二辅助二极管、所述第三辅助二极管、所述第四辅助二极管和所述逆变桥中各主功率开关管的反并联续流二极管均为快速恢复二极管或高频二极管。
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