TWI670923B

TWI670923B - 三相多階式串聯－串聯諧振式轉換器

Info

Publication number: TWI670923B
Application number: TW107132061A
Authority: TW
Inventors: 林景源; 馮毅昕; 李思毅; 楊政諺; 李昀叡
Original assignee: 國立臺灣科技大學
Priority date: 2018-09-12
Filing date: 2018-09-12
Publication date: 2019-09-01
Also published as: TW202011679A

Abstract

本發明公開一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，包括電源、輸入電容電路、三相單元轉換器以及輸出電路。其中，各相單元轉換器包括依序耦接的第一箝位電路、第一開關電路、一次側諧振槽、變壓器、二次側諧振槽、第二開關電路及第二箝位電路。第一箝位電路包括第一箝位電容、第一箝位二極體及第二箝位二極體。第一開關電路包括第一上橋電路及第一下橋電路。一次側諧振槽耦接第一上橋電路及第一下橋電路之間的第一上下橋中心點。第二開關電路包括第二上橋電路及第二下橋電路，第二箝位電路耦接第二開關電路，包括第二箝位電容、第三箝位二極體及第四箝位二極體。

Description

三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器

本發明涉及一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，特別是涉及一種三相多階式Y-Y接變壓器串聯-串聯諧振式雙向直流-直流轉換器。

其中各國紛紛推動再生能源，如：太陽能、潮汐能、風力發電等，又再生能源在應用方面已逐漸走向高功率，因此微電網系統已被提出。

此外，許多國家在輸電系統方面已逐漸轉型為高壓直流輸電，相較於傳統交流輸電系統，不僅更具可靠性，在長距離傳輸上發電端至負載端之輸電效率更顯優勢，且在線路上並無集膚效應，也不需要做線路補償。

由此可知，將輸送電壓提高以有效提升傳輸效率，然而元件所承受之電壓應力也會同時提高，因此多階式轉換器(Multi-Level Converter)目前被廣泛應用於高電壓場合，以元件串聯方式取代元件單顆使用。

於大功率應用方面，在低電壓高電流的應用場合時，可藉由並聯操作及同步驅動方式，來達到分散功率的效果。但如面對高輸入電壓的需求時，雖然串聯可以解決耐壓問題，但難以確保開關可以在同一時間導通。同時，在高壓切換時，若是開關處於硬式切換，則開關切換將會產生損耗。雖可採用多階技術，但其最大缺點就是元件的數量增加、驅動控制及功率開關切換變得複雜、可靠度也隨著階層數增加而降低，且多階電路需要考慮電路上電容的平衡問題，控制難度也會跟著增加。

故，如何通過電路設計以及控制機制的改良，來克服上述的缺陷，已成為該項事業所欲解決的重要課題之一。

本發明所要解決的技術問題在於，針對現有技術的不足提供一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，不僅降低了元件耐壓的限制，還擁有減少輸出電壓和電流漣波的好處。

為了解決上述的技術問題，本發明所採用的其中一技術方案是，提供一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其包括電源、輸入電容電路、三相單元轉換器以及輸出電路。輸入電容電路耦接電源，包括第一輸入電容及第二輸入電容。三相單元轉換器，其中各相單元轉換器包括第一箝位電路、第一開關電路、一次側諧振槽、變壓器、二次側諧振槽、第二開關電路及第二箝位電路。第一箝位電路耦接輸入電容電路，包括第一箝位電容、第一箝位二極體及第二箝位二極體。第一開關電路，耦接輸入電容電路及第一箝位電路，包括第一上橋電路及第一下橋電路，第一上橋電路包括第一功率開關及第二功率開關，第一下橋電路包括第三功率開關及第四功率開關。一次側諧振槽耦接第一上橋電路及第一下橋電路之間的第一上下橋中心點，包括第一諧振電容、第一諧振電感及激磁電感。變壓器耦接一次側諧振槽，包括一次側繞組及二次側繞組。二次側諧振槽耦接變壓器，包括第二諧振電容及第二諧振電感。第二開關電路耦接二次側諧振槽，包括第二上橋電路及第二下橋電路，第二上橋電路包括第四功率開關及第五功率開關，第二下橋電路包括第六功率開關及第七功率開關。第二箝位電路耦接第二開關電路，包括第二箝位電容、第三箝位二極體及第四箝位二極體。輸出電路耦接三相單元轉換器，包括第一輸出電容、第二輸出電容及負載。

本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其電路架構功率開關元件電壓應力為輸入電壓的一半，因此適用於高電壓輸入場合及有利於功率開關元件之選用，不僅降低了元件耐壓的限制，還擁有減少輸出電壓和電流漣波的好處。此外，於二次側方面，加入同步整流以減少導通損失，並利用數位信號處理器DSP控制開關訊號，以達到多階式均壓控制。

為使能更進一步瞭解本發明的特徵及技術內容，請參閱以下有關本發明的詳細說明與圖式，然而所提供的圖式僅用於提供參考與說明，並非用來對本發明加以限制。

1‧‧‧三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器

Vin‧‧‧輸入電壓

10‧‧‧輸入電容電路

14‧‧‧輸出電路

C11、C12‧‧‧輸入電容

120‧‧‧第一箝位電路

121‧‧‧第一開關電路

122‧‧‧一次側諧振槽

123、T1、T2、T3‧‧‧變壓器

124‧‧‧二次側諧振槽

125‧‧‧第二開關電路

126‧‧‧第二箝位電路

Ccl1、Ccl2、...、Ccl6‧‧‧箝位電容

D1、D2...、D12‧‧‧箝位二極體

UB1‧‧‧第一上橋電路

DB1‧‧‧第一下橋電路

Sa、Sb、...、S1、S2、...、S12‧‧‧功率開關

Nc1‧‧‧第一上下橋中心點

Nc2‧‧‧第二上下橋中心點

Crp1、Crp2、Crp3、Crs1、Crs2、Crs3‧‧‧諧振電容

Lrp1、Lrp2、Lrp3、Lrs1、Lrs2、Lrs3‧‧‧諧振電感

Lm1、Lm2、Lm3‧‧‧激磁電感

UB2‧‧‧第二上橋電路

DB2‧‧‧第二下橋電路

C21、C22‧‧‧輸出電容

RL‧‧‧負載

iLrp1、iLrp2、iLrp3‧‧‧諧振電流

iLm1、iLm2、iLm3‧‧‧激磁電流

Vgsa、Vgsb、Vgsc、Vgsd、Vgse、Vgsf、Vgsg、Vgsh、Vgsi、Vgsj、Vgsk、Vgsl、Vgs1、Vgs2、Vgs3、Vgs4、Vgs5、Vgs6、Vgs7、Vgs8、Vgs9、Vgs10、Vgs11、Vgs12‧‧‧閘源極訊號

Ts‧‧‧切換週期

N1‧‧‧第一節點

N2‧‧‧第二節點

N3‧‧‧第三節點

N4‧‧‧第四節點

t、t0、t1、...、t9‧‧‧時間

Toff‧‧‧開關截止時間

Vo‧‧‧輸出電壓

圖1為本發明一實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的電路架構圖。

圖2為本發明一實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的輸入電容電路、相單元轉換器以及輸出電路的電路架構圖。

圖3為本發明實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的驅動訊號圖。

圖4為本發明實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的動作時序圖。

圖5A至圖5I為本發明實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的階段1至階段8的電流路徑示意圖。

圖6及圖7分別為本發明的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器順向及逆向之實測效率曲線圖。

以下是通過特定的具體實施例來說明本發明所公開有關“三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器”的實施方式，本領域技術人員可由本說明書所公開的內容瞭解本發明的優點與效果。本發明可通過其他不同的具體實施例加以施行或應用，本說明書中的各項細節也可基於不同觀點與應用，在不悖離本發明的構思下進行各種修改與變更。另外，本發明的附圖僅為簡單示意說明，並非依實際尺寸的描繪，事先聲明。以下的實施方式將進一步詳細說明本發明的相關技術內容，但所公開的內容並非用以限制本發明的保護範圍。

應當可以理解的是，雖然本文中可能會使用到“第一”、“第二”、“第三”等術語來描述各種元件或者信號，但這些元件或者信號不應受這些術語的限制。這些術語主要是用以區分一元件與另一元件，或者一信號與另一信號。另外，本文中所使用的術語“或”，應視實際情況可能包括相關聯的列出項目中的任一個或者多個的組合。

參閱圖1及圖2，其分別為本發明一實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的電路架構圖，以及本發明一實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的輸入電容電路、相單元轉換器以及輸出電路的電路架構圖。如圖所示，本發明第一實施例提供一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器1，其包括輸入電壓Vin、輸入電容電路10、三個相單元轉換器以及輸出電路14。

輸入電容電路10耦接電源，包括輸入電容C11及輸入電容C12。三個相單元轉換器，其中各相單元轉換器包括第一箝位電路120、第一開關電路121、一次側諧振槽122、變壓器123、二次側諧振槽124、第二開關電路125及第二箝位電路126。

第一箝位電路120耦接輸入電容電路10，包括箝位電容Ccl1、箝位二極體D1及箝位二極體D2。第一開關電路121耦接輸入電容電路10及第一箝位電路120，包括第一上橋電路UB1及第一下橋電路DB1，第一上橋電路UB1包括功率開關Sa及功率開關Sb，第一下橋電路DB1包括功率開關Sc及功率開關Sd。一次側諧振槽122耦接第一上橋電路UB1及第一下橋電路DB1之間的第一上下橋中心點Nc1，包括諧振電容Crp1、諧振電感Lrp1及激磁電感Lm1。變壓器123耦接一次側諧振槽122，包括一次側繞組及二次側繞組。二次側諧振槽124耦接變壓器123，包括諧振電容Crs1及諧振電感Lrs1。第二開關電路125耦接二次側諧振槽124，包括第二上橋電路UB2及第二下橋電路DB2，第二上橋電路UB2包括功率開關S1及功率開關S2，第二下橋電路DB2包括功率開關S3及功率開關S4。第二箝位電路126耦接第二開關電路125，包括箝位電容Ccl4、箝位二極體D7及箝位二極體D8。輸出電路14耦接三個相單元轉換器，包括輸出電容C21、輸出電容C22及負載RL。

本發明的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器所採用之功率架構由三相串聯-串聯諧振式轉換器所延伸而來，一次側由三組主動開關(Sa-Sl)以三相半橋型式組成，各相連接到各自的諧振槽，並與變壓器T1、T2與T3作Y型連接。其中每一相為四個功率開關、兩個箝位二極體及一個箝位電容組成的，第一上橋電路UB1及第一下橋電路DB1各自有兩個開關，並搭配本發明所提出之開關切換方式，其切換時序將於下文中進行說明，主要為了使電路工作在二極體電容箝位方式。而一次側諧振槽122及二次側諧振槽124與第一上下橋中心點Nc1及變壓器T1、T2、T3以串聯方式連接，每一相變壓器T1、T2、T3以Y型方式連接。二次側方面為與一次側對稱之拓樸，二次側為同步整流側，每一相包含一組主動開關(S1-S12)，與一次側擁有相同的諧振槽，因此能達到雙向的目的。

更詳細而言，如圖2所示，本發明所選用之箝位方式為二極體電容箝位式。其中，箝位二極體D1的第一端及箝位二極體D2的第二端之間的第一節點N1耦接於輸入電容C11及輸入電容C12之間的第二節點N2。

此外，箝位二極體D2的第二端耦接於箝位電容Ccl1的一端，並且耦接於功率開關Sa及功率開關Sb之間，而箝位二極體D2的第一端耦接於箝位電容Ccl1的另一端，並且耦接於功率開關Sc及功率開關Sd之間。

續言之，二次側諧振槽124耦接第二上橋電路UB2及第二下橋電路DB2之間的第二上下橋中心點Nc2。箝位二極體D7的第一端及箝位二極體D8的第二端之間的第三節點N3耦接於輸出電容C21及輸出電容C22之間的第四節點N4。箝位二極體D7的第二端耦接於箝位電容Ccl4的一端，並且耦接功率開關S1及功率開關S2之間，箝位二極體D7的第一端耦接於箝位電容Ccl4的另一端，並且耦接於功率開關S3及功率開關S4之間。

其中，以第一箝位電路120為例，其由兩個箝位二極體D1、D2、箝位電容Ccl1所組成，並搭配輸入電容C11、C12及四個功率開關Sa、Sb、Sc、Sd的切換，而讓箝位二極體D1、D2箝住功率開關Sa、Sb、Sc、Sd上的電壓，使第一開關電路121兩端的電壓被箝位在+Vin/2、0及Vin/2，以達到三階層的訴求。二極體電容箝位式之功率開關Sa、Sb、Sc、Sd的切換方式與二極體箝位式相同，而多加之箝位電容Ccl1能有效改善現有二極體箝位式的開關應力會受影響之缺點。且箝位電容Ccl1只在功率開關Sa或Sd截止後，對寄生電容充電之時產生影響，因此並不影響到諧振槽，如一次側諧振槽122。最後當輸入電容C11、C12跨壓不平均時，箝位電容Ccl1能有效地做出平衡牽引。

此外，由於一次側及二次側均為兩個開關串聯，因此功率開關上的應力由原先的一倍輸入電壓降為輸入電壓Vin的一半。輸入電容C11、C12及輸出電容C21、C22為兩個電容串聯，因此電容跨壓降為輸入電壓Vin及輸出電壓Vo之一半。本發明的電路為三相半橋式架構，變壓器T1、T2、T3的跨壓僅為輸入電壓之三分之二，因此適合高電壓低電流之應用。

在本發明所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的架構中，由於一二次側為對稱之拓樸，順向及逆向模式之功率流向動作原理大致相同，故下文中只針對順向模式之開關驅動時序作探討，其開關切換驅動信號如圖3所示，圖3為本發明實施例的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的驅動訊號圖。

如圖3所示，本發明的三相多階串聯-串聯諧振式轉換器1由三組開關電路所組成，其開關控制方法採用開關驅動信號責任週期約為50%，且上橋電路與下橋電路互補的控制方法，其開關控制波形圖如圖3所示，各相相位分別相差0°、120°、240°，相差互為120°。

其中，一次側開關(Sa-Sl)為主開關，二次側開關(S1-S12)為整流側，由於在現有三相串聯-串聯諧振式轉換器中並未外加箝位機制，在上下橋各一個開關的前提下，一個開關便要耐一倍的輸入電壓Vin，使得在提升輸入電壓Vin時，開關必須承受較大的應力，因此，本發明更額外加入箝位機制，使得單一功率開關的耐壓降為Vin/2，以利開關上的選擇。

圖3(a)為一次側主開關訊號，而圖3(b)為二次側同步整流開關訊號。在上橋電路或下橋電路同時導通時，為傳遞能量至二次側之區間，其中，Toff為開關截止時間，功率開關Sa及功率開關Sd在切換週期Ts中的導通時間較功率開關Sb及功率開關Sc在切換週期中的導通時間少一預定內縮相位，例如1%，而功率開關S1及功率開關S4在切換週期Ts中的導通時間較功率開關S2及功率開關S3在切換週期中的導通時間少一預定內縮相位，例如1%。而功率開關Sa、Sd、Se、Sh、Si或Sl的切換週期Ts內縮1%時，為箝位二極體導通區間，其詳細動作將於下文中說明。

以下將說明本發明的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器的動作原理分析，由於一次側與二次側為對稱之拓樸，所以順向及逆向之動作區間相同，因此下文僅說明順向模式的動作，如圖4所示，其電路動作區間可分為54個階段，正半週及負半週之各區間等效電路相同，故本發明只針對正半週之動作原理說明。

其中，可通過控制電路來控制各相單元轉換器的第一開關電路121及第二開關電路125的開關狀態。更具體而言，可通過數位信號處理器(Digital Signal Processor,DSP)來控制功率開關的閘源極訊號，例如圖4所示的功率開關Sa~Sl的閘源極訊號Vgsa、Vgsb、Vgsc、Vgsd、Vgse、Vgsf、Vgsg、Vgsh、Vgsi、Vgsj、Vgsk、Vgs1、Vgs1、Vgs2、Vgs3、Vgs4、Vgs5、Vgs6、Vgs7、Vgs8、Vgs9、Vgs10、Vgs11、Vgs12等。

本架構操作在fs<fr，其中iLrp1、iLrp2、iLrp3分別為一次側的三相諧振電流，iLrs1、iLrs2、iLrs3分別為二次側的三相諧振電流，iLm1、iLm2、iLm3分別為三相的激磁電流。為了簡化說明動作區間，本實施例作了以下幾點的假設：

(1)忽略所有開關元件與箝位二極體的導通電阻。

(2)三組變壓器與六組諧振槽特性相同(激磁電感Lm1=Lm2=Lm3，諧振電感Lrp1=Lrp2=Lrp3=Lrs1=Lrs2=Lrs3，諧振電容Crp1=Crp2=Crp3=Crs1=Crs2=Crs3，箝位電容Ccl1=Ccl2=Ccl3=Ccl4=Ccl5=Ccl6，三組變壓器匝數比皆為一次側匝數Np：二次側匝數Ns=1：1。

(3)功率開關只考慮本體二極體與寄生電容(Coss)，其餘參數設為理想。

(4)輸入電容C11、C12及輸出電容C21及C22極大，視為一定電壓源。

(1)階段1(時間t=時間t0~時間t1)

導通路徑如圖5A所示，在時間t0時，功率開關Sa、Sb、S1、S2零電壓導通，由原先流經Sa、Sb、S1、S2之本體二極體改為流經開關通道，功率開關Sg、Sh、Si、Sj、S7、S8、S9、S10導通，其他功率開關均截止。一次側電流透過變壓器T1、T2、T3將能量傳送至輸出端。由於激磁電感Lm1跨壓被二次側輸出映射至一次側所箝制住，此時變壓器T1跨壓為nVo/3，故激磁電感Lm1跨壓為正，激磁電流iLm1線性上升。當第三相的諧振電流iLrp3比激磁電流iLm3小後，二次側諧振電流iLrs3換向回灌至一次側時，功率開關S9截止，此階段結束。

(2)階段2(時間t=時間t1~時間t2)

導通路徑如圖5B所示，功率開關S9截止後，由於二次側諧振電流iLrs3為了續流，會對功率開關S9的寄生電容充電並經由箝位電容Ccl6對功率開關S12的寄生電容放電，當功率開關S9的寄生電容充電至Vo/2、功率開關S12的寄生電容放電至零時，此階段結束。在此階段二次側諧振電流iLrs3將對功率開關S9的寄生電容充電至Vo/2，並對功率開關S12的寄生電容放電放電至零。若在下一個階段無法完成充放電，則箝位二極體D11將無法導通，進而使二次側上橋電路及下橋電路的兩個功率開關S9、S12無法達到均壓，因此二次側諧振電流iLrs3回灌需足夠完成充放電，但若回灌過多也將使得功率開關訊號產生雜訊，所以在設計時是必須考慮的。

(3)階段3(時間t=時間t2~時間t3)

導通路徑如圖5C所示，當功率開關S12的寄生電容放電至零，二次側諧振電流iLrs3為了續流，功率開關S12的本體二極體將導通。同時，功率開關S9的寄生電容充電至Vo/2，箝位二極體D11順向導通，此階段直到功率開關S10截止結束。

功率開關S9在此切換週期中的導通時間較功率開關S10在此切換週期中的導通時間少一預定內縮相位，具體而言，此預定內縮相位時間定義為：當功率開關S9截止時，功率開關S9之寄生電容充電至輸入電壓Vin的一半後，箝位二極體D11導通所需的時間。其中，內縮相位時間可由下式來表示：t _min>C _{OSS_S9}＊＊

其中，t_min為預定內縮相位，C_{OSS_S9}為功率開關S9的寄生電容的電容值，Vin為輸入電壓，i_S9(t3)為功率開關Si於時間t3時，箝位二極體D11導通時的電流。內縮相位時間須大於此時間t_min才可達到輸入側的多階層平衡控制，且此內縮相位時間的計算可以此類推到不同相及半週上。

(4)階段4(時間t=時間t3~時間t4)

導通路徑如圖5D所示，功率開關S10截止。功率開關S12的跨壓於上個階段被箝制在零電壓，因此箝位電容Ccl6在此階段與輸出電容C22視為並聯等效，對功率開關S10的寄生電容充電、功率開關S11的寄生電容放電。當功率開關S10的寄生電容充電至Vo/2、功率開關S11的寄生電容放電至零時，此階段結束。

(5)階段5(時間t=時間t4~時間t5)

導通路徑如圖5E所示，當功率開關S11的寄生電容放電至零，二次側諧振電流iLrs3為了續流，功率開關S11、S12的本體二極體將導通，此階段於一次側功率開關Si截止時結束。

(6)階段6(時間t=時間t5~時間t6)

導通路徑如圖5F所示，功率開關Si截止後，由於一次側諧振電流iLrp3為了續流，會對功率開關Si的寄生電容充電並經由箝位電容Ccl3對功率開關Sl的寄生電容放電，當功率開關Si的寄生電容充電至Vin/2、功率開關Sl的寄生電容放電至零時，此階段結束。在此階段一次側諧振電流iLrp3將對功率開關Si的寄生電容充電至Vin/2，並對功率開關Sl的寄生電容放電至零。若在下一個階段無法完成充放電，則箝位二極體D5將無法導通，進而使一次側半橋的兩個功率開關Si、Sl無法達到均壓，因此在設計時是必須考慮的。

功率開關Si及功率開關Sl在此切換週期中的導通時間較功率開關Sj及功率開關Sj在此切換週期中的導通時間少第一預定內縮相位，具體而言，第一預定內縮相位時間定義為：當功率開關Si及功率開關Sl截止時，功率開關Si之寄生電容充電至輸入電壓Vin的一半後，箝位二極體D5導通所需的時間。其中，第一內縮相位時間可由下式來表示：t _min>C _{OSS_Si}＊＊

其中，t_min為第一預定內縮相位，C_{OSS_Si}為功率開關Si的寄生電容的電容值，Vin為輸入電壓，i_Si(t6)為功率開關Si於時間t6時，箝位二極體D5導通時的電流。第一內縮相位時間須大於此時間t_min才可達到輸入側的多階層平衡控制，且此內縮相位時間的計算可以此類推到不同相及半週上。

(7)階段7(時間t=時間t6~時間t7)

導通路徑如圖5G所示，當功率開關Sl的寄生電容放電至零，一次側諧振電流iLrp3為了續流，功率開關Sl之本體二極體將導通。同時，功率開關Si的寄生電容充電至Vin/2，箝位二極體D5順向導通，此階段直到功率開關Sj截止。

(8)階段8(時間t=時間t7~時間t8)

導通路徑如圖5H所示，此時功率開關Sj截止，功率開關Sl之跨壓於上個階段被箝制在零電壓，因此箝位電容Ccl3在此階段與輸入電容C12視為並聯等效，對功率開關Sj的寄生電容充電、功率開關Sk的寄生電容放電，當功率開關Sj的寄生電容充電至Vin/2、功率開關Sk的寄生電容放電至零時，此階段結束。

(9)階段9(時間t=時間t8~時間t9)導通路徑如圖5I所示，功率開關Sj的寄生電容已充電至Vin/2，功率開關Sk的寄生電容已放電至零，一次側半橋兩個功率開關達到均壓功能，且一次側諧振電流iLrp3為了續流，使得功率開關Sk、Sl之本體二極體導通，當下一個階段功率開關Sk、Sl、S11、S12導通時，結束此階段，並且達到零電壓切換。

以上九個狀態區間為在單一個切換週期內的前半週動作，接下來的時間t9~時間t54區間之動作與以上九個狀態類似，不同在於元件對調、換相分流與流經不同濾波電容，在此便不再多作說明。

藉此，在本發明的三相多階式Y-Y接變壓器串聯-串聯諧振式雙向直流-直流轉換器的電路架構中，功率開關元件電壓應力為輸入電壓的一半，因此適用於高電壓輸入場合，且有利於功率開關元件之選用，不僅降低了元件耐壓的限制，還擁有減少輸出電壓和電流漣波的好處。此外，於轉換器的二次側方面，加入同步整流以減少導通損失，並利用數位信號處理器DSP控制開關訊號，以達到多階式均壓控制。

下文將呈現三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器順向及逆向之實測數據，輸入電壓Vin為800V，最大功率為7kW，分別於25%、50%、75%與100%的輸出負載做量測。根據表1及表2所記錄之實驗數據分別繪製圖6及圖7的效率曲線圖，順向模式在75%負載為最高效率97.76%，逆向模式在75%負載為最高效率97.80%。

表1：三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器順向實測數據

本發明的其中一有益效果在於，本發明所提供的三相多階式Y-Y接變壓器串聯-串聯諧振式雙向直流-直流轉換器，可因應高電壓、高功率及高效率之雙向能量傳輸，將輸送電壓提高以有效提升傳輸效率。同時，亦在電路架構中設置了多階式的架構，相較於現有二階架構，功率開關上之電壓應力由原先一倍輸入電壓降為二分之一輸入電壓，並透過箝位二極體及箝位電容對電壓進行箝制，使功率開關達到零電壓切換，大幅減少開關之切換損失。

更進一步來說，本發明所使用的三相變壓器採用Y型接法，一個變壓器的跨壓只有輸入電壓的三分之二，可以降低變壓器繞線圈數，有效降低電路大小，且各個變壓器平均分擔總輸出功率的大小，因此總輸出功率便可提高，變壓器設計上也比較有彈性，而輸出電流漣波和輸出電壓漣波為開關操作頻率的六倍，可減小輸出濾波元件的大小，延長輸出電容壽命。

以上所公開的內容僅為本發明的優選可行實施例，並非因此侷限本發明的申請專利範圍，所以凡是運用本發明說明書及圖式內容所做的等效技術變化，均包含於本發明的申請專利範圍內。

Claims

一種三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其包括：一電源，提供一輸入電壓；一輸入電容電路，耦接該電源，包括一第一輸入電容及一第二輸入電容；三相單元轉換器，其中各該相單元轉換器包括：一第一箝位電路，耦接該輸入電容電路，包括一第一箝位電容、一第一箝位二極體及一第二箝位二極體；一第一開關電路，耦接該輸入電容電路及該第一箝位電路，包括一第一上橋電路及一第一下橋電路，該第一上橋電路包括第一功率開關及一第二功率開關，該第一下橋電路包括一第三功率開關及一第四功率開關，一一次側諧振槽，耦接該第一上橋電路及該第一下橋電路之間的一第一上下橋中心點，包括一第一諧振電容、一第一諧振電感及一激磁電感；一變壓器，耦接該一次側諧振槽，包括一一次側繞組及一二次側繞組；一二次側諧振槽，耦接該變壓器，包括一第二諧振電容及一第二諧振電感；一第二開關電路，耦接該二次側諧振槽，包括一第二上橋電路及一第二下橋電路，該第二上橋電路包括一第四功率開關及一第五功率開關，該第二下橋電路包括一第六功率開關及一第七功率開關；及一第二箝位電路，耦接該第二開關電路，包括一第二箝位電容、一第三箝位二極體及一第四箝位二極體；以及一輸出電路，耦接該三相單元轉換器，包括一第一輸出電容、一第二輸出電容及一負載。
如請求項1所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第一箝位二極體的一第一端及該第二箝位二極體的一第二端之間的一第一節點耦接於該第一輸入電容及該第二輸入電容之間的一第二節點。
如請求項2所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第一箝位二極體的一第二端耦接於該第一箝位電容的一端，並且耦接於該第一功率開關及該第二功率開關之間，其中該第二箝位二極體的一第一端耦接於該第一箝位電容的另一端，並且耦接於該第三功率開關及該第四功率開關之間。
如請求項1所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該二次側諧振槽耦接該第二上橋電路及該第二下橋電路之間的一第二上下橋中心點。
如請求項4所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第三箝位二極體的一第一端及該第四箝位二極體的一第二端之間的一第三節點耦接於該第一輸出電容及該第二輸出電容之間的一第四節點。
如請求項1所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第三箝位二極體的一第二端耦接於該第二箝位電容的一端，並且耦接該第五功率開關及該第六功率開關之間，以及該第四箝位二極體的一第一端耦接於該第二箝位電容的另一端，並且耦接於該第七功率開關及該第八功率開關之間。
如請求項1所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，更包括一控制電路，用於控制該第一開關電路及該第二開關電路的開關狀態。
如請求項7所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該三相單元轉換器的該等第一開關電路的切換週期之間的相位差為120度。
如請求項8所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第一功率開關及該第四功率開關在該切換週期中的導通時間較該第二功率開關及該第三功率開關在該切換週期中的導通時間少一第一預定內縮相位。
如請求項8所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第一預定內縮相位為當該第一功率開關及該第四功率開關截止，且該第一功率開關及該第四功率開關的寄生電容充電至該輸入電壓的一半後，該第一箝位二極體及該第二箝位二極體導通所需的時間，且該第一預定內縮相位係由下式1來表示：t₁>C_OSS1*(V_IN/2)*(1/i_S1) (式1)；其中，t₁為該第一預定內縮相位，C_OSS為該第一功率開關的該寄生電容的電容值，V_IN為該輸入電壓，i_S1為該第一功率開關於該第一箝位二極體及該第二箝位二極體導通時的電流。
如請求項7所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該三相單元轉換器的該等第二開關電路的切換週期之間的相位差為120度。
如請求項11所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第五功率開關及該第八功率開關在該切換週期中的導通時間較該第六功率開關及該第七功率開關在該切換週期中的導通時間少一第二預定內縮相位。
如請求項12所述的三相多階式串聯-串聯諧振式轉換器，其中該第二預定內縮相位為當該第五功率開關及該第八功率開關截止，且該第五功率開關及該第八功率開關的寄生電容充電至該輸入電壓的一半後，該第三箝位二極體及該第四箝位二極體導通所需的時間，且該第一預定內縮相位係由下式2來表示：T₂>C_OSS5*(V_IN/2)*(1/i_S5) (式1)；其中，t₂為該第一預定內縮相位，C_OSS5為該第五功率開關的該寄生電容的電容值，V_IN為該輸入電壓，i_S5為該第五功率開關於該第三箝位二極體及該第四箝位二極體導通時的電流。