CN114825935A - 一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了升降压变换器领域的一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，包括S1：获得当前开关周期内四开关升降压变换器运行时的输入电压采样值、输出电压采样值、电感电流值以及开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；S2：电感电流优化器计算当前周期与上个周期的电感电流有效值差值，得到调节系数Ka、Kb并输出到输出电压调节器；S3：输出电压调节器结合输出电压参考值、输出电压采样值、输入电压采样值，通过PI算法，计算T1、T2输出到电感电流优化器，并输出用于控制开关管Q1～Q4在下一开关周期的通断状态的控制信号；S4：重复S1～S3。本发明既可以保证变换器的性能，又可以降低算法对控制器的要求。

Description

一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法
技术领域
本发明涉及升降压变换器领域，具体是一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法。
背景技术
近年来，我国航天事业加速发展，空间站、大卫星等空间装备对电力供应的需求越来越高。空间能源的主要获取途径是光伏电池板，且空间能源的主要存储介质是蓄电池。光伏电池板和蓄电池应用时最大的问题时运行时输出电压变化范围较宽，不能满足负载对供电电压的稳定性要求。因此，适用于输入电压在宽范围变化、可实现升降压功能的高效率变换器受到了广泛关注。其中，一种称为四开关升降压变换器拓扑具有开关器件电压/电流应力低、无源元件少、效率高等优点，具有广泛的应用前景。
如图1所示，开关管升降压变换器包括开关管Q1～Q2及电感L，其中开关管Q1、Q2构成前桥，开关管Q3、Q4构成后桥，在后桥的两端并联有电容Co以及负载RL。为了充分发挥四开关升降压变换器的拓扑优势，提高电源的功率密度和效率，近年来国内外的学者对该拓扑的控制策略做了深入的研究。大体可以分为硬开关多模式PWM调制策略和四边形电感电流软开关调制策略两大类。硬开关控制时序相对简单，但开关器件的损耗较高，不适合用于高频高功率密度应用。四边形软开关调制将电感电流的调制时间分成了四段，产生反向电流，实现了四个开关管的零电压开关。这类调制方式既可以实现了四个开关管的零电压开关又可以通过优化电感电流有效值进一步提高变换器的效率。
根据计算获得ILrms的表达式后，如图4所示，对于不同的负载电流，总存在一个T2值，使得电感电流有效值ILrms最小。而电感电流有效值ILrms越小，则电感的损耗越小，四开关升降压变换器的转换效率最高。
因此，为了提高变换器的效率，四开关升降压变换器需要采用最小电感电流有效值控制方法。理论上，可以通过列式对T2求微分，进而计算出T2(T2为开关管Q1、Q3共同导通的持续时间)和T1(T1为开关管Q1、Q4共同导通的持续时间)的具体值，而这个过程中需要大量的乘法、开方以及除法运算。但是在开关电源中开关频率通常都几十千赫兹到几百千赫兹，每个开关周期只有几十微秒甚至是几微秒。在这极短的时间内完成大量的乘法、开方以及除法运算，需要控制器具有极高的数字信号处理能力。因此，现在市场上的低成本控制器难以满足实时在线计算T2和T1的要求。
为了实现最小电感电流有效值控制，目前较为先进且实用的控制方法主要有查表法和临界电流逼近变频控制方法。
1.查表法
如图5所示，查表法预先对不同的输入电压Vi、输出电压Vo、输出电流Iout条件下根据ILrms的表达式关于T2求微分，并计算出T2和T1的值，存入多维数据表中。
运行时，控制器首先计算出输出电压给定值Vref和输出电压Vo的误差信号，然后使用比例积分(PI)调节器得到输出电流给定值Iout*，然后再结合输入电压Vi、输出电压Vo通过查表将T2和T1的值装载到PWM信号发生器中，再实现电感电流最小有效值控制，以降低电感损耗，提高变换器的效率。
2.临界电流逼近变频控制方法
如图6所示，该方法通过控制T1或T1+T2时刻的电感电流值恰好等于满足开关器件软开关条件的临界电流，从而实现了电感电流最小有效值控制目标。
该方法和查表法的最主要区别是PI调节器的输出不作为输出电流的参考值，而是作为一个时间控制量Tu。Tu与输入电压Vi、输出电压Vo一同作为控制算法的输入，计算出T2和T1的值，然后装载到PWM发生器产生四路PWM信号，实现变换器的控制。
临界电流逼近变频控制方法的控制逻辑流程图如图7所示，在不同条件下电感电流的波形变化图如图8所示。
从图7、8可知，该方法根据输入、输出电压之间的相互关系判定T1和T2的计算方法，而根据T1、T2和T3(T3为开关管Q2、Q3共同导通的持续时间)与最小开关周期Tmin之间的关系，又存在着三种工作情况，其特点可以归纳为下表：
Figure BDA0003662451960000031
从表中的总结可以看出该方法在负载电流较小(T1+T2+T2≤Tmin)时，总是保证I1(Vi>Vo)或I2(Vi<Vo)等于软开关所需要的最小谐振电流Iz，以达到电感电流有效值最小的控制目标。但随着负载电流加大，T1、T2、T3的总和将超过Tmin，此时通过增大T1，保持T2不变，使得电感传递更多的能量，以满足负载的需求。
上述查表法需要预先计算出T2和T1的值，方法只适用于固定开关频率的控制方式，不能满足变开关频率控制的需求，使得变换器的工作范围较窄。同时，预先计算的T2和T1值很难适应变换器的工作温度变化以及制造参数偏差等因素带来的误差，各个数据点之间也存在着数据空洞，导致控制精度下降。另外，该方法需要建立关于输入电压Vi、输出电压Vo、输出电流Iout的多维数据表，多维数据表需要很大的存储器资源，会增加控制器的成本和体积。
临界电流逼近变频控制方法在T1+T2+T3≤Tmin时，可以实现电感电流最小有效值控制，但当T1+T2+T3>Tmin时则未必能达到电感电流有效值最优。另外，该方法中T2和T1值的计算精度依然依赖于电感量的基准测量，依然难以适应变换器的工作温度变化以及制造参数偏差等因素带来的误差。
发明内容
本发明的目的在于提供一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，以解决上述背景技术中提出的问题。
为实现上述目的，本发明提供如下技术方案：
一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，包括输出电压调节器与电感电流优化器，方法包括：
S1：获得当前开关周期内四开关升降压变换器运行时的输入电压采样值Vi、输出电压采样值Vo、电感电流值IL以及开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；
S2：电感电流优化器读取S1中的数据，计算得到四开关升降压变换器当前开关周期的电感电流有效值ILrms(k)与上个开关周期的电感电流有效值ILrms(k-1)，通过作差计算得到调节系数Ka、Kb，所述电感电流优化器输出调节系数Ka、Kb到输出电压调节器；
S3：所述输出电压调节器结合输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo、输入电压采样值Vi，通过PI算法，计算得到开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2，所述输出电压调节器输出开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2到电感电流优化器，并输出用于控制开关管Q1～Q4在下一开关周期的通断状态的控制信号；
S4：重复S1～S3。
在一些实施例中，获得调节系数Ka、Kb的步骤包括如下：
S2.1：获得电感电流有效值ILrms(k)、ILrms(k-1)的差值ΔI(k)；
S2.2：判断ΔI(k)＞0是否成立，如果是，转为S2.3，如果否，转为S2.4；
S2.3：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.5，如果否，转为S2.6；
S2.4：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.6，如果否，转为S2.5；
S2.5：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure BDA0003662451960000041
S2.6：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure BDA0003662451960000051
其中，Ki表示寻优步长调节系数；abs()表示绝对值函数；DK表示上一次迭代的寻优方向，DK＝0表示寻优方向指向最优点，DK＝1表示寻优方向背离最优点。
在一些实施例中，S3中，所述输出电压调节器的控制方法如下：
输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo作差获得输出电压误差信号Eo，输出电压误差信号Eo经过PI算法处理得到时间信号Tu，时间信号Tu分别与调节系数Ka、Kb相乘得到控制量Ta、Tb；
输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo相减得到输入电压与输出电压的差值信号Eio，并与前馈调节系数Kc相乘得到控制量Tc；
差值信号Eio与PI调节器的前馈调节系数Kd得到控制量Td；前馈调节系数Kc、Kd通过实际调试中得到；
控制量Ta与Tc相减得到Q1与Q4共同导通的持续时间T1，Tb与Td相加得到开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；
Q1与Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2、输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo通过下式计算获得开关管Q2与Q3共同导通的持续时间T3：
Figure BDA0003662451960000052
开关管Q1与Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2、开关管Q2与Q3共同导通的持续时间T3根据下式计算得到Q2与Q4共同导通的持续时间T4：
Figure BDA0003662451960000053
式中，Tsmin表示四开关升降压变换器的最小开关周期；
通过T1、T2、T3、T4计算获得开关管Q1～Q4在下一开关周期的导通时间。
在一些实施例中，所述电感电流有效值的计算公式为：
Figure BDA0003662451960000061
其中，Iz表示开关管Q1～Q4实现软开关所需要的最小谐振电流，Ts表示开关周期。
有益效果：本发明将复杂的电感电流优化计算置于长时间尺度算法内，简单的输出电压调节控制置于短时间尺度算法内，既可以保证变换器的性能，又可以降低算法对控制器的算例要求，进而可以降低四开关升降压变换器的成本。
附图说明
图1为四开关升降压变压器的拓扑图；
图2为四开关升降压变压器在四边形电感电流调制策略控制下的工作时序波形图；
图3-1为四开关升降压变压器在图2的t0-t1阶段的换流路径；
图3-2为四开关升降压变压器在图2的t1-t2阶段的换流路径；
图3-3为四开关升降压变压器在图2的t2-t3阶段的换流路径；
图3-4为四开关升降压变压器在图2的t3-t4阶段的换流路径；
图3-5为四开关升降压变压器在图2的t4-t5阶段的换流路径；
图3-6为四开关升降压变压器在图2的t5-t6阶段的换流路径；
图3-7为四开关升降压变压器在图2的t6-t7阶段的换流路径；
图3-8为四开关升降压变压器在图2的t7-t8阶段的换流路径；
图4为四开关升降压变压器在不同的负载电流下得到的电感电流有效值的函数图像；
图5为现有技术根据查表法实现四开关升降压变压器的最小电感电流有效值控制的原理框图；
图6为现有技术根据临界电流逼近变频控制方法实现四开关升降压变压器的电感电流最小有效值控制的原理框图；
图7为现有技术实现临界电流逼近变频控制方法的控制逻辑流程图；
图8为现有技术实现临界电流逼近变频控制方法时在不同条件下电感电流的波形变化图；
图9为本发明输出电压调节器的方法框图；
图10为本发明输出电压调节的原理框图；
图11为本发明电感电流优化器实现迭代寻优的流程图；
图12为本发明的输出电压调节器在输入电压不变、输出电流突增时的调节过程图；
图13为本发明的输出电压调节器在输入电压不变、输出电流突减时的调节过程图；
图14为本发明在对电感电流迭代优化时的调节过程波形图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
当四开关升降压变换器采用四边形电感电流调制策略时，如图2所示，显示为四开关升降压变换器的工作时序波形图。
参见图3-1，在t0-t1时段，开关管Q1、Q4导通，电感两端电压VL为输入电源电压Vi，电感电流由Iz上升到I1时，开关管Q4关断。
参见图3-2，在t1-t2时段，开关管Q4关断，电感电流对开关管Q4寄生电容充电，对开关管Q3的寄生电容放电，开关管Q3两端电压下降，当开关管Q3两端电压下降到0之后，开关管Q3的反并联二极管导通，该模态结束。
参见图3-3，在t2-t3时段，开关管Q3在t2时刻零电压导通，电感两端电压VL＝Vi-Vo。当Vi>Vo时，电感电流IL线性上升；当Vi<Vo时，电感电流IL线性下降。
参见图3-4，在t3-t4时段，开关管Q1关断，电感电流IL对开关管Q1的寄生电容充电，对开关管Q2的寄生电容放电，开关管Q2的两端电压下降，当开关管Q2两端电压下降到0之后，开关管Q2的反并联二极管导通，该模态结束。
参见图3-5，在t4-t5时段，开关管Q2在t4时刻零电压导通，电感两端电压VL＝-Vo，电感电流IL线性下降到-Iz时开关管Q3关断。
参见图3-6，在t5-t6时段，开关管Q3关断后，电感电流IL对开关管Q3的寄生电容充电，对开关管Q4的寄生电容放电。当开关管Q4两端电压下降到0以后，开关管Q4反并联二极管导通。
参见图3-7，在t6-t7时段，开关管Q4零电压导通，电感两端电压VL＝0，忽略线路的等效串联电阻，则电感电流IL一直维持为-Iz。
参见图3-8，在t7-t8时段，开关管Q2关断，电感电流对开关管Q1的寄生电容放电，对开关管Q2的寄生电容充电，开关管Q1的两端电压线性下降。当开关管Q1的两端电压下降到0时，开关管Q1零电压导通，开启新的开关周期。
根据上述分析可知，为了实现Q1、Q2、Q3和Q4的ZVS开通，参考图3-1～3-8，电感电流IL应该满足以下约束条件：
Figure BDA0003662451960000081
式中，td是开关管Q1和Q2(Q3和Q4)之间的死区时间，C1、C2、C3、C4分别表示开关管Q1、Q2、Q3、Q4的寄生电容。
根据图2，忽略死区时间，电感电流IL在一个开关周期内的表达式为：
Figure BDA0003662451960000082
式中，T1为开关管Q1、Q4共同导通的持续时间，T2为开关管Q1、Q3共同导通的持续时间，T3为开关管Q2、Q3共同导通的持续时间，Ts是开关周期。I1是T1时刻的电感电流值，I2是T1+T2时刻的电感电流值。
根据电路工作原理以及输入电压、输出电压、输出电流、开关频率等物理量之间的关系可以推导出电感电流有效值的表达式为：
Figure BDA0003662451960000091
输出电流的表达式为：
Figure BDA0003662451960000092
从式(3)可知输出电流Iout由输入电压Vi、输出电压Vo、T1和T2的函数决定。当Vi和Vo恒定时，恒定的输出电流Iout对应有不同的T1和T2值组合。从式(2)可知，不同的T1和T2值组合会产生不同的电感电流有效值ILrms。将式(3)代入(2)消除T1，可得ILrms的函数如下：
Figure BDA0003662451960000093
如图9所示，一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，包括输出电压调节器与电感电流优化器。方法包括：
S1：获得当前开关周期内四开关升降压变换器运行时的输入电压采样值Vi、输出电压采样值Vo、电感电流值IL以及开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；初始状态下，本步骤中获取的数据值均为0。
S2：电感电流优化器读取S1中的数据，计算得到四开关升降压变换器当前开关周期的电感电流有效值ILrms(k)与上个开关周期的电感电流有效值ILrms(k-1)，通过作差计算得到ΔI(k)，根据ΔI(k)可以确定调节系数Ka、Kb；
如图11所示，获得调节系数Ka、Kb的步骤包括如下：
S2.1：获得电感电流有效值ILrms(k)、ILrms(k-1)的差值ΔI(k)；
S2.2：判断ΔI(k)＞0是否成立，如果是，转为S2.3，如果否，转为S2.4；
S2.3：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.5，如果否，转为S2.6；
S2.4：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.6，如果否，转为S2.5；
S2.5：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure BDA0003662451960000101
S2.6：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure BDA0003662451960000102
其中，Ki表示寻优步长调节系数，为了保证稳定性，一般取值在0.1～0.2之间；abs()表示绝对值函数；DK表示上一次迭代的寻优方向，DK＝0表示寻优方向指向最优点，DK＝1表示寻优方向背离最优点。
上述步骤中，通过判断ΔI(k)＞0与DK＝1是否成立判断本周期的扰动方向使得电感电流有效值ILrms是否远离最优点。例如，令ILrms(k-1)的值在左，ILrms(k)的值在右，如果ΔI(k)＞0成立，说明左低右高，如果DK＝1成立，则表明当前周期的产生的扰动方向使得电感电流有效值ILrms远离最优点，应该向左侧更低处寻优，Kb需要减小，即转为S2.5；如果ΔI(k)＞0成立但是DK＝1不成立，则表明在当前周期的扰动方向下电感电流有效值ILrms的寻优方向正确，应该向右侧更高处寻优，Kb需要增大，转为S2.6。
又例如，如果ΔI(k)＞0不成立，则表明左高右低，如果DK＝1成立，则表明应该向左侧更高处寻优，Kb需要增大，转为S2.6，如果DK＝1不成立，表明应该向右侧更低处寻优，Kb需要减小，转为S2.5。
上述实施例中可以采用梯度下降法，也可采用牛顿迭代法等其他可适宜应用的方法，并不限制。在对调节系数Ka、Kb寻优计算之后，电感电流优化器输出调节系数Ka、Kb到输出电压调节器。
S3：如图9所示，为了实现输出电压调节器的快速计算，电压调节器采用PI调节器。输出电压调节器结合其他输入信号输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo、输入电压采样值Vi，通过PI算法，计算得到T1、T2以及四个开关管的控制信号(PWM_Q1、PWM_Q2、PWM_Q3、PWM_Q4)。
如图10所示，输出电压调节器的控制方法如下：
输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo作差获得输出电压误差信号Eo，输出电压误差信号Eo经过PI算法处理得到时间信号Tu，时间信号Tu分别与调节系数Ka、Kb相乘得到控制量Ta、Tb；
输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo相减得到输入电压与输出电压的差值信号Eio，并与前馈调节系数Kc相乘得到控制量Tc；
差值信号Eio与PI调节器的前馈调节系数Kd得到控制量Td；前馈调节系数Kc、Kc均在调试过程中通过试凑法确定具体数值。
控制量Ta与Tc相减得到T1，Tb与Td相加得到T2；
T1、T2、输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo通过下式计算获得开关管Q2与Q3共同导通的持续时间T3：
Figure BDA0003662451960000111
T1、T2、T3根据下式计算得到开关管Q2与Q4共同导通的持续时间T4：
Figure BDA0003662451960000112
式中，Tsmin表示四开关升降压变换器的最小开关周期。
输出电压调节器中使用了传统的PI调节器，且其他的信号运算过程只需要6次乘法运算，对控制器的算力要求较低，可以在几微秒内完成计算。
输出电压调节器输出T1、T2到电感电流优化器，并输出用于控制开关管Q1～Q4在下一开关周期的通断状态的控制信号。
S4：如图11所示，重复S1～S3，电感电流优化器不断更新迭代变量，输出电压调节器输出开关管Q1～Q4的控制信号，使电感电流有效值持续维持最小。
在一个实施例中，当输入电压Vi保持不变，输出电流Iout突增时，输出电压调节器的调节过程如图12所示。在该实施例中，输出电流Iout增大，储能电容放电导致输出电压Vo减小，输出电压误差信号Eo增大，经过PI算法处理后时间信号Tu增大，因此控制量Ta、Tb增大。由于输出电压Vo减小，输入电压与输出电压的差值信号Eio增大，经与前馈调节系数Kd相乘得到的控制量Td也增大。
控制量Ta与Tc相减得到T1，Tb与Td相加得到T2，T1、T2的值输入到电感电流优化器，促使电感电流优化器通过迭代寻优计算得到新的Ka、Kb，进而得到优化后的T1、T2，以得到最小电感电流有效值，使变换器的效率最高。
在一个实施例中，当输入电压保持不变，输出电流突减时，输出电压调节器的调节过程如图13所示。
需要说明的是，在输出电流突变后的几个周期中(一般为开关周期2～4倍)，输出电压调节器为了保证负载的供电需求，依然按照原来的Ka、Kb计算T1、T2时间，但此时的T1、T2组合可能不是最优的，电感电流较大。在输出电压稳定后，电感电流优化器通过迭代寻优计算得到新的Ka、Kb，进而得到优化后的T1、T2，减小了电感电流有效值，其调节过程示意图如图14所示，(a)是输出负载突变之前某一开关周期内的电感电流波形，(b)是负载突变之后几十微秒后某一开关周期内的电感电流波形，(c)是经过几十毫秒到几百毫秒迭代寻优后得到的某一开关周期内的电感电流波形，从图中可见，电感电流有效值相较图(b)明显减小。
在上述控制方法中，输出电压调节器中使用了传统的PI调节器，且其他的信号运算过程只需要6次乘法运算，对控制器的算力要求较低，可以在几微秒内完成计算，因此输出电压调节器可以以较高的频率运行，通常和变换器的开关频率相同或相近，其运行周期通常设置为几微秒到几十微秒，以能够完成运算为设置标准。电感电流优化器需要对电感电流有效值进行在线计算，虽然计算过程中有较多的乘法计算，但电感电流优化器可以较低的频率运行，其运行周期通常设置为几毫秒到几十毫秒。由于优化器的运行频率通常设置得较低，因此其对控制器的运算能力要求依然较低。
综合来看，本发明将复杂的电感电流优化计算置于长时间尺度算法内，简单的输出电压调节控制置于短时间尺度算法内，既可以保证变换器的性能，又可以降低算法对控制器的算例要求，进而可以降低四开关升降压变换器的成本。
同时，相较于现有技术，本发明使用了PI调节器，因此能根据负载情况自动调节T1、T2、T3和T4的值，不需要建立大量的数据表，消除了查表法中各个数据点之间的数据空洞，提高了控制精度；由于电感电流优化器采用了迭代寻优算法，本发明技术方案能在全部的输入输出状态下使得变换器的电感电流有效值最小。
另外，本发明的T1、T2、T3和T4的调节过程仅使用了变换器输入电压、输出电压的采样值Vi、Vo，不包含电路中的电感、电容等容易受到工作温度或制造误差等因素影的物理量，因此，本发明技术方案能消除温度变化、制造参数偏差等因素对变换器性能产生的负面影响。
虽然本说明书按照实施方式加以描述，但并非每个实施方式仅包含一个独立的技术方案，说明书的这种叙述方式仅仅是为清楚起见，本领域技术人员应当将说明书作为一个整体，各实施例中的技术方案也可以经适当组合，形成本领域技术人员可以理解的其他实施方式。
故以上所述仅为本申请的较佳实施例，并非用来限定本申请的实施范围；即凡依本申请的权利要求范围所做的各种等同变换，均为本申请权利要求的保护范围。

Claims (4)

1.一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，其特征在于，包括输出电压调节器与电感电流优化器，方法包括：
S1：获得当前开关周期内四开关升降压变换器运行时的输入电压采样值Vi、输出电压采样值Vo、电感电流值IL以及开关管Q1和Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；
S2：电感电流优化器读取S1中的数据，计算得到四开关升降压变换器当前开关周期的电感电流有效值ILrms(k)与上个开关周期的电感电流有效值ILrms(k-1)，通过作差计算得到调节系数Ka、Kb，所述电感电流优化器输出调节系数Ka、Kb到输出电压调节器；
S3：所述输出电压调节器结合输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo、输入电压采样值Vi，通过PI算法，计算得到T1、T2，所述输出电压调节器输出T1、T2到电感电流优化器，并输出用于控制开关管Q1～Q4在下一开关周期的通断状态的控制信号；
S4：重复S1～S3。
2.根据权利要求1所述的一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，其特征在于，S2中获得调节系数Ka、Kb的步骤包括如下：
S2.1：获得电感电流有效值ILrms(k)、ILrms(k-1)的差值ΔI(k)；
S2.2：判断ΔI(k)＞0是否成立，如果是，转为S2.3，如果否，转为S2.4；
S2.3：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.5，如果否，转为S2.6；
S2.4：判断DK＝1是否成立，如果是，转为S2.6，如果否，转为S2.5；
S2.5：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure FDA0003662451950000011
S2.6：根据下列公式计算调节系数Ka、Kb的值：
Figure FDA0003662451950000012
其中，Ki表示寻优步长调节系数；abs()表示绝对值函数；DK表示上一次迭代的寻优方向，DK＝0表示寻优方向指向最优点，DK＝1表示寻优方向背离最优点。
3.根据权利要求1所述的一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，其特征在于，S3中，所述输出电压调节器的控制方法如下：
输出电压参考值Vref、输出电压采样值Vo作差获得输出电压误差信号Eo，输出电压误差信号Eo经过PI算法处理得到时间信号Tu，时间信号Tu分别与调节系数Ka、Kb相乘得到控制量Ta、Tb；
输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo相减得到输入电压与输出电压的差值信号Eio，并与前馈调节系数Kc相乘得到控制量Tc；
差值信号Eio与PI调节器的前馈调节系数Kd得到控制量Td；前馈调节系数Kc、Kd通过实际调试中得到；
控制量Ta与Tc相减得到Q1与Q4共同导通的持续时间T1，Tb与Td相加得到开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2；
Q1与Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2、输入电压采样值Vi与输出电压采样值Vo通过下式计算获得开关管Q2与Q3共同导通的持续时间T3：
Figure FDA0003662451950000021
开关管Q1与Q4共同导通的持续时间T1、开关管Q1与Q3共同导通的持续时间T2、开关管Q2与Q3共同导通的持续时间T3根据下式计算得到Q2与Q4共同导通的持续时间T4：
Figure FDA0003662451950000022
式中，Tsmin表示四开关升降压变换器的最小开关周期；
通过T1、T2、T3、T4计算获得开关管Q1～Q4在下一开关周期的导通时间。
4.根据权利要求1所述的一种四开关升降压变换器的双时间尺度优化控制方法，其特征在于，所述电感电流有效值的计算公式为：
Figure FDA0003662451950000031
其中，Iz表示开关管Q1～Q4实现软开关所需要的最小谐振电流，Ts表示开关周期。
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