CN108233755A - 一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法 - Google Patents

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Abstract

一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，包括以下步骤：(1)将多相电机的所有基本矢量分成q类，从中选出共模电压大小相等且绝对值最小的x类；(2)针对x类基本矢量中的每类，按优化模型构造出y级辅助矢量；(3)利用辅助矢量去合成参考矢量，得到每个开关周期内起作用基本矢量的作用时间；(4)以变流器开关次数最少为目标，得到每个开关周期内起作用基本矢量的优化作用顺序。本发明能有效抑制多相电机共模电压的大小与频率，同时不增加计算复杂程度，也不会降低其它性能指标，线电压和相电流的谐波抑制效果良好，转矩和转速的稳态与动态性能良好，可用于高性能多相发电系统、多相励磁系统、多相驱动系统。

Description

一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法
技术领域
本发明属于电力电子与电力传动领域，具体涉及一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法。
背景技术
多相电机与三相电机相比，由于增加了相数，在相同的电压或电流等级条件下，能传递更大的功率，且具有更高的可靠性，因此在电力驱动、风力发电等领域受到广泛的关注。对多相电机系统的研究，目前多集中在本体设计与控制策略方面，而对多相电机共模电压的研究较少。
为了切断三次谐波电流回路，多相绕组的星形结点一般都是悬空的，绕组星形结点与PWM变流器直流母线中点之间的电压即为共模电压。在实际应用中，较大的共模电压在定子节点处会击穿绝缘油膜形成轴承电流从而烧毁电机。而且共模电压变化快会产生噪声以及对周围的元器件造成电磁干扰，由共模电压而导致的电机绝缘的老化、发热、机械噪声和共振等都对电机运行产生不好的影响。因此需要对共模电压进行抑制。
抑制多相电机共模电压的方法主要集中在硬件、软件两方面。硬件方法主要是增设滤波器，采用各种改进结构的变流器，这些方法通常会增大设备体积与重量，增加设备成本。软件方法主要是对控制律、PWM算法提出各种改进，软件方法不会直接增加设备成本，但目前提出的控制律和PWM算法，有的抑制效果不明显，有的增加了计算复杂程度，有的降低了其它性能指标。譬如采用电流预测算法降低共模电压，可将共模电压幅值降至直流母线电压的1/6，然而预测算法不仅会增加算法的复杂性，还会出现预测不准的问题；又譬如指定谐波消除PWM(Selected Harmonics Elimination PWM，SHEPWM)提出利用共模谐波性能因子概念求开关角度，寻找合适的调制比来抑制共模电压，但计算过程特别复杂，不易实现。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，针对现有技术存在的上述缺陷，提供一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法(Space Vector PWM，SVPWM)，该方法能有效抑制多相电机共模电压的大小与频率，同时不增加计算复杂程度，也不会降低其它性能指标，线电压和相电流的谐波抑制效果良好，转矩和转速的稳态与动态性能良好，可用于高性能多相发电系统、多相励磁系统、多相驱动系统。
本发明为解决上述技术问题所采用的技术方案是：
一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，包括以下步骤：
(1)将多相电机的所有基本矢量分成q类，从中选出共模电压大小相等且绝对值最小的x类；
(2)针对x类基本矢量中的每类，按优化模型构造出y级辅助矢量；
(3)利用辅助矢量去合成参考矢量，得到每个开关周期内起作用基本矢量的作用时间；
(4)以变流器开关次数最少为目标，得到每个开关周期内起作用基本矢量的优化作用顺序。
按上述方案，在所述步骤(1)中，当多相电机有p个悬空的星形结点，则存在p个共模电压；当p个共模电压的取值组合有q种情形，则按q种情形将所有基本矢量分成q类；从q类基本矢量中选出x类基本矢量，这x类基本矢量的p个共模电压的大小相等并且绝对值最小。
按上述方案，在所述步骤(2)中，优化模型为
(机电能量转换平面)
(非机电能量转换子空间)
所述优化模型中：h是基本矢量编号，Vh是第xi类基本矢量的第h个基本矢量；Th是第xi类基本矢量的第h个基本矢量的作用时间，是优化变量；表示第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间之和；T′是控制周期，所述控制周期是比开关周期更小的时间段；表示第xi类基本矢量的合成结果的长度；λ是反映非机电能量转换子空间谐波电压大小的参变量，λ越小，则非机电能量转换子空间谐波电压越小，λ最小值为零；
优化模型的目标函数是，在机电能量转换平面，第xi类基本矢量的合成结果的长度为最大；优化模型的约束条件有三个：第一个约束条件是，第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间为非负值；第二个约束条件是，第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间之和等于控制周期T′；第三个约束条件是，在非机电能量转换子空间，第xi类基本矢量的合成结果的长度等于λ；
当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则针对第xi类基本矢量，构造出y级辅助矢量，依次称作第xi类第λ0级辅助矢量，第xi类第λ1级辅助矢量，第xi类第λ2级辅助矢量，…，第xi类第λy-1级辅助矢量；
针对全部x类基本矢量，总共得到x·y级辅助矢量，将这x·y级辅助矢量离线保存，在线应用时，根据共模电压性能要求和谐波电压性能要求(即不同的λ值)，从x·y级辅助矢量选出若干级辅助矢量，用来实时合成参考矢量。
按上述方案，在所述步骤(3)中，参考矢量由辅助矢量来合成，在合成过程中，只考虑机电能量转换平面的合成情况，不考虑非机电能量转换子空间的合成情况，合成方案有x类，即单类合成方案，双类合成方案，…，x-1类合成方案，x类合成方案，对于每类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有y级合成方案，根据需要选择不同的方案；
对于任意一个方案，首先得到每个开关周期内各辅助矢量的作用时间，然后再将每个辅助矢量的作用时间分配给起作用的基本矢量，最终得到每个开关周期内起作用的基本矢量的作用时间。
按上述方案，对于单类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有第xi类第λ0级合成方案，第xi类第λ1级合成方案，第xi类第λ2级合成方案，…，第xi类第λy-1级合成方案；对于双类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有第xi+xi+1类第λ0级合成方案，第xi+xi+1类第λ1级合成方案，第xi+xi+1类第λ2级合成方案，…，第xi+xi+1类第λy-1级合成方案。
按上述方案，在所述步骤(4)中，对于任意一个合成方案，为减小变流器开关损耗，每个开关周期内起作用的基本矢量的优化作用顺序遵循“开关次数最少”原则，采用最优性原理来排序，具体如下：
第一步，构造集合G＝{Gj︱j为正整数}，集合G有j个元素，即在每个开关周期内起作用的j个基本矢量；
第二步，从集合G中任选一个元素作为首发矢量；从集合G中去掉首发矢量，剩j-1个元素；
第三步，将首发矢量与集合G中每个元素进行排列，共有j-1个排列，从中选出开关次数最少的l个排列；从集合G中去掉这l个矢量，剩(j-1-l)个元素；
第四步，将这l个排列与集合G中每个元素进行排列，共有l·(j-1-l)个排列，从中选出开关次数最少的w个排列；从集合G中去掉这w个矢量，剩(j-1-l-w)个元素；
第五步，按第四步类推，当集合G中剩0个元素时排序结束。
与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：
1、本发明能有效地、显著地抑制多相电机共模电压的大小和频率；本发明选用共模电压绝对值最小的那些基本矢量来合成参考矢量，因此可以使共模电压绝对值最小；同时本发明选用p个共模电压大小相等的那些基本矢量来合成参考矢量，因此可以使共模电压的频率降低，譬如单类合成方案可以使共模电压的频率为0；
2、不会增加计算复杂程度；所述四个步骤的工作，只有步骤(3)的工作，即参考矢量的合成，需要在线计算基本矢量的作用时间，其它三个步骤的工作，即基本矢量的分类与选择、辅助矢量的构造、基本矢量的优化作用顺序设计，其结果都可以离线保存，在线应用时直接调用即可；而基本矢量的作用时间，绝大多数SVPWM都需要在线计算，因此本发明不会增加计算复杂程度；
3、不会降低其它性能指标；本发明可以构造出在非机电能量转换子空间为零的辅助矢量，再利用辅助矢量去合成参考矢量，因此可以使电机线电压和相电流的谐波抑制效果良好，从而使转矩与转速的稳态和动态性能良好。
附图说明
图1是本发明实施例双Y移30°六相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法的流程图；
图2是图1所示实施例的硬件电路示意图；
图3(a)是图1所示实施例的64个基本矢量在α-β平面(即机电能量转换平面)上的分布图；
图3(b)是图1所示实施例的64个基本矢量在o1-o2平面(即非机电能量转换子空间的一个平面)上的分布图；
图3(c)是图1所示实施例的64个基本矢量在μ1-μ2平面(即非机电能量转换子空间的一个平面)上的分布图；
图4(a)是图1所示实施例的第IV类基本矢量、第IV类第λ0级辅助矢量在α-β平面上的分布图；
图4(b)是图1所示实施例的第IX类基本矢量、第IX类第λ0级辅助矢量在α-β平面上的分布图；
图5(a)是图1所示实施例的第IV类第λ0级合成方案示意图；
图5(b)是图1所示实施例的第IV类第λ0级合成方案的共模电压波形；
图6(a)是图1所示实施例的第IX类第λ0级合成方案示意图；
图6(b)是图1所示实施例的第IX类第λ0级合成方案的共模电压理论波形；
图7(a)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案示意图；
图7(b)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压理论波形；
图8(a)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压实验波形；
图8(b)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压实验波形的频谱分析(FFT分析)；
图9(a)是无共模电压抑制SVPWM方法的共模电压实验波形；
图9(b)是无共模电压抑制SVPWM方法的共模电压实验波形的频谱分析(FFT分析)；
图9(c)是无共模电压抑制SVPWM方法的共模电压实验波形的局部放大；
图10(a)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组线电压实验波形(经低通滤波)；
图10(b)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的BDF绕组线电压实验波形(经低通滤波)；
图10(c)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电压实验波形经坐标变换后的α-β平面电压(经低通滤波)、μ1-μ2平面电压(经低通滤波)；
图10(d)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组相电流实验波形；
图10(e)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的BDF绕组相电流实验波形；
图10(f)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电流实验波形经坐标变换后的α-β平面电流、μ1-μ2平面电流；
图10(g)是图1所示实施例的第IV+IX类第λ0级合成方案的电磁转矩、转子转速实验波形。
具体实施方式
多相电机的一个典型代表是双Y移30°六相电机，下面以抑制双Y移30°六相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法为具体实施例，结合附图对本发明作进一步详细描述。
参照图1，本发明实施例包括以下步骤：
(1)将双Y移30°六相电机的所有64个基本矢量分成16类，从中选出共模电压大小相等且绝对值最小的两类；
(2)针对这两类基本矢量中的每类，按优化模型构造出第λ0级辅助矢量；
(3)利用辅助矢量去合成参考矢量，得到每个开关周期内起作用基本矢量的作用时间；
(4)以变流器开关次数最少为目标，得到每个开关周期内起作用基本矢量的优化作用顺序。
多相绕组的星形结点有悬空、不悬空两种方式，为了不给三次谐波电流提供回路，多相绕组的星形结点一般都是悬空的，悬空的星形结点与PWM变流器直流母线中点之间的电压即为共模电压。参照图2，双Y移30°六相电机的定子有六个绕组，用A、B、C、D、E、F表示，由两套三相星形绕组相移30°构成，其中第一套三相星形绕组是A、C、E绕组，第二套三相星形绕组是B、D、F绕组。两套绕组分别有一个星形结点m、n，都处于悬空状态。悬空的星形结点m、n与变流器直流母线中点g之间的电压即为共模电压，分别用umg、ung表示，可由下式计算
步骤(1)中，基本矢量的分类与选择过程如下：
参照图3，变流器的开关状态有64种，对应的定子绕组电压有64种。根据空间矢量解耦方法，64个绕组电压列矩阵，被映射到三个解耦平面，即α-β平面(即机电能量转换平面)、o1-o2平面(即非机电能量转换子空间的一个平面)、μ1-μ2平面(即非机电能量转换子空间的一个平面)，可得到64个基本电压矢量。
表1图1所示的64个基本电压矢量分类表
参照表1，根据式(1)和式(2)可计算出64个基本矢量的两个共模电压umg、ung，取值有-Ud/2、-Ud/6、Ud/6、Ud/2四种(Ud为变流器直流母线电压)。两个共模电压的取值组合有16种情形，因此按这16种情形将64个基本矢量分成16类，用I--XVI表示类别。其中第IV类、第IX类基本矢量产生的两个共模电压的大小相等并且绝对值最小，因此第IV类、第IX类基本矢量被选出。
步骤(2)中，第λ0级辅助矢量的构造过程如下：
第IV类基本矢量有九个基本矢量，按下列优化模型来构造第IV类第λ0级辅助矢量
式中：Vh(h＝57,54,15,30,45,51,39,27,60)是九个基本矢量；Th是对应的九个作用时间，是优化变量；表示九个作用时间之和；T′是比开关周期小的控制周期；表示九个基本矢量的合成结果的长度。
式(3)的目标函数说明，在α-β平面上，越大越好，以提高直流母线电压利用率；式(3)的约束条件则说明，在o1-o2和μ1-μ2平面上，等于0，以抑制12k±3(k＝0,1,2,…,下同)和12k±5次谐波电压。本发明采用序列二次规划算法求解式(3)，得到三个优化解：
参照图4(a)，根据式(4)，将基本矢量V24，V12，V6，V18按对应的作用时间进行合成，得到辅助矢量V1′。同理，根据式(5)、式(6)，可得辅助矢量V2′、V3′。这三个辅助矢量即所述第IV类第λ0级辅助矢量，它们在α-β平面的长度都为0.4714Ud，位置互差120°。
参照图4(b)，第IX类基本矢量也有九个基本矢量，类似地按式(3)的优化模型可得三个辅助矢量V4′、V5′和V6′。这三个辅助矢量即所述第IX类第λ0级辅助矢量，它们在α-β平面的长度也都为0.4714Ud，位置也互差120°。参照图4(a)与图4(b)可知，V1′与V4′的位置相差60°。
步骤(3)中，参考矢量由辅助矢量来合成，在合成过程中，只须考虑机电能量转换平面的合成情况，无须考虑非机电能量转换子空间的合成情况，参考矢量的合成过程如下：
若只采用V1′、V2′、V3′来合成参考矢量，则为第IV类第λ0级合成方案，属于单类合成方案；若只采用V4′、V5′、V6′来合成参考矢量，则为第IX类第λ0级合成方案，也属于单类合成方案；若采用六个辅助矢量V1′--V6′来合成参考矢量，则为第IV+IX类第λ0级合成方案，属于双类合成方案。
参照图5(a)，只采用V1′、V2′、V3′来合成参考矢量Vs，即第IV类第λ0级合成方案，属于单类合成方案。以三个辅助矢量为边界，将α-β平面分成三个扇区，用sector1--sector3表示。在sector1，参考矢量由该扇区的始边辅助矢量V3′、终边辅助矢量V1′和剩下的辅助矢量V2′合成，这三个辅助矢量的作用时间分别为
式中：Vs为参考矢量Vs的长度，θ是参考矢量与始边辅助矢量的夹角，Ts是开关周期。其它扇区的三个辅助矢量的作用时间计算公式与式(7)类似。
将T3′代入式(6)的T′，T1′代入式(4)的T′，T2′代入式(5)的T′，可得到在一个开关周期内九个基本矢量各自的作用时间。
参照图5(a)，在线性调制范围，参考矢量的最大长度等于三角形内切圆半径，其值为0.2357Ud。参照图5(b)，两个共模电压的理论波形是相同的，幅值为-Ud/6，频率为0。
参照图6(a)，只采用V1′、V2′、V3′来合成参考矢量Vs，即第IX类第λ0级合成方案，属于单类合成方案。扇区划分、作用时间计算与第IV类第λ0级合成方案类似。
参照图6(a)，在线性调制范围，参考矢量的最大长度等于三角形内切圆半径，其值为0.2357Ud。参照图6(b)，两个共模电压的理论波形是相同的，幅值为Ud/6，频率为0。
参照图7(a)，为了增大参考矢量的最大长度，可采用六个辅助矢量V1′--V6′来合成参考矢量，即第IV+IX类第λ0级合成方案，属于双类合成方案。图7(a)的正六角星是图5(a)的三角形与图6(a)的三角形的并集区域。由于六个辅助矢量都可以用于合成，因此在线性调制范围，参考矢量的最大长度等于六角星内接圆半径，为0.3333Ud。该内接圆的圆周可以分成六段，对应六个扇区，用S1--S6表示。在S1、S3和S5扇区采用V4′、V5′、V6′来合成参考矢量，在S2、S4和S6扇区则采用V1′、V2′、V3′来合成参考矢量。
参照图7(b)，两个共模电压的理论波形相同，峰值为Ud/6，谷值为-Ud/6，在一个线电压基波周期内共模电压的脉冲重复发生次数为3。
步骤(4)中，基本矢量的优化作用顺序设计过程如下：
对于任意一个合成方案，在每个开关周期，都有九个基本矢量在作用。九个基本矢量的作用顺序有9！＝362880种，为减小变流器开关损耗，优化作用顺序的设计遵循“开关次数最少”原则。若对362880种作用顺序逐个考察开关次数，则工作量太大，无法实现。本发明根据最优性原理，提出如下排序方法：
第一步，构造集合G＝{Gj︱j＝1,2,3,…,9}。集合G有九个元素，即在每个开关周期起作用的那九个基本矢量；
第二步，从集合G中任选一个元素作为首发矢量；从集合G中去掉首发矢量，剩八个元素；
第三步，将首发矢量与集合G中每个元素进行排列，共有八个排列，从中选出开关次数最少的l个排列；从集合G中去掉这l个矢量，剩(8-l)个元素；
第四步，将这l个排列与集合G中每个元素进行排列，共有l·(8-l)个排列，从中选出开关次数最少的w个排列；从集合G中去掉这w个矢量，剩(8-l-w)个元素；
第五步，按第四步类推，当集合G中剩0个元素时排序结束。
这种排序方法的工作量小，通过编程很快可以得到优化后的作用顺序，其开关次数为18。
参照图8(a)与图9(a)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压峰值、谷值和峰谷值分别为65V、-65V和130V，而无共模电压抑制SVPWM方法分别为65V、-190V和255V。两种方法的共模电压峰值一样，但谷值不一样，后者的谷值绝对值远大于前者，这是因为后者使用了零矢量而前者没有使用零矢量。
参照图8(a)与图9(c)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压的脉冲每隔6.666ms才重复发生一次，因此频率为150Hz，仅为参考矢量旋转频率(即线电压基波频率)的3倍，远小于变流器的开关频率。而无共模电压抑制SVPWM方法的共模电压的脉冲每隔100μs重复发生一次，因此频率为10kHz，与变流器的开关频率相等。
参照图8(b)与图9(b)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的共模电压，高频谐波很小。而无共模电压抑制SVPWM方法的共模电压有高频谐波，其中10KHz(即1倍开关频率)谐波较大。
参照图10(a)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组线电压uAC、uCE、uEA经低通滤波后都是正弦波，幅值大约都是210V，频率50Hz，相位差依次为120°，没有出现3次、5次、7次等低频谐波。这是因为本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案所采用的第IV类、第IX类基本矢量在o1-o2平面为零，所以线电压没有12k±3次谐波；又由于本发明所构造的辅助矢量V1′--V6′在μ1-μ2平面为零，因此线电压的12k±5次谐波很小。
参照图10(b)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的BDF绕组线电压uBD、uDF、uFB经低通滤波后也都是正弦波，与ACE绕组线电压情况类似，幅值大约都是210V，频率50Hz，相位差依次为120°，没有出现3次、5次、7次等低频谐波。
参照图10(a)与图10(b)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组线电压与BDF绕组线电压的相位差为60°。
参照图10(c)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电压实验波形经坐标变换后的α-β平面电压uα、uβ经低通滤波后都是正弦波，幅值大约120V，频率50Hz，相位差90°，这说明机电能量转换平面的电压是对称的。当忽略定子电阻压降时，ud、uq的积分分别等于定子磁链ψd、ψq，因此ψd、ψq也是对称的，定子磁链矢量轨迹为圆形。
参照图10(c)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电压实验波形经坐标变换后的μ1-μ2平面电压uμ1、uμ2经低通滤波后都是正弦波，且加载前后波形不变，幅值很小，大约4V，频率50Hz，相位差90°。
参照图10(d)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组相电流iA、iC、iE都是正弦波，空载幅值大约都是10A，负载幅值大约都是20A，频率50Hz，相位差依次为120°，没有出现3次、5次、7次等低频谐波。
参照图10(e)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的BDF绕组相电流iB、iD、iF都是正弦波，与ACE绕组相电流情况类似，空载幅值大约都是10A，负载幅值大约都是20A，频率50Hz，相位差依次为120°，没有出现3次、5次、7次等低频谐波。
参照图10(d)与图10(e)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的ACE绕组相电流与BDF绕组相电流的相位差为60°。
参照图10(f)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电流实验波形经坐标变换后的α-β平面电流iα、iβ都是正弦波，空载幅值大约都是20A，负载幅值大约都是40A，频率50Hz，相位差为90°，这说明机电能量转换平面的电流是对称的。
参照图10(f)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的六个绕组相电流实验波形经坐标变换后的μ1-μ2平面电流iμ1、iμ2都是正弦波，且加载前后波形不变，幅值很小，大约2A，频率50Hz，相位差90°。
参照图10(g)可知，本发明的第IV+IX类第λ0级合成方案的电磁转矩和转子转速，加载前后的过渡过程平稳，过渡时间大约30ms。空载转矩为0.5±0.9N·m，负载转矩为50.5±0.9N·m，脉动频率为100Hz；空载转速是995r/min，负载转速是920r/min，由于是开环实验，因此有转速降落，采用转速反馈控制可以减小或消除转速降落。
上述实验结果表明，本发明能有效抑制多相电机共模电压的幅值与变化频率，同时线电压和相电流的谐波抑制效果良好，转矩和转速的稳态与动态性能良好。
本领域的技术人员可以对本发明进行各种修改和变型，倘若这些修改和变型在本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则这些修改和变型也在本发明的保护范围之内。说明书中未详细描述的内容为本领域技术人员公知的现有技术。

Claims (6)

1.一种抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，包括以下步骤：
(1)将多相电机的所有基本矢量分成q类，从中选出共模电压大小相等且绝对值最小的x类；
(2)针对x类基本矢量中的每类，按优化模型构造出y级辅助矢量；
(3)利用辅助矢量去合成参考矢量，得到每个开关周期内起作用基本矢量的作用时间；
(4)以变流器开关次数最少为目标，得到每个开关周期内起作用基本矢量的优化作用顺序。
2.根据权利要求1所述的抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，在所述步骤(1)中，当多相电机有p个悬空的星形结点，则存在p个共模电压；当p个共模电压的取值组合有q种情形，则按q种情形将所有基本矢量分成q类；从q类基本矢量中选出x类基本矢量，这x类基本矢量的p个共模电压的大小相等并且绝对值最小。
3.根据权利要求1所述的抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，在所述步骤(2)中，优化模型为
在机电能量转换平面
在非机电能量转换子空间
所述优化模型中：h是基本矢量编号，Vh是第xi类基本矢量的第h个基本矢量；Th是第xi类基本矢量的第h个基本矢量的作用时间，是优化变量；表示第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间之和；T′是控制周期，所述控制周期是比开关周期更小的时间段；表示第xi类基本矢量的合成结果的长度；λ是反映非机电能量转换子空间谐波电压大小的参变量，λ越小，则非机电能量转换子空间谐波电压越小，λ最小值为零；
优化模型的目标函数是，在机电能量转换平面，第xi类基本矢量的合成结果的长度为最大；优化模型的约束条件有三个：第一个约束条件是，第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间为非负值；第二个约束条件是，第xi类基本矢量的每个基本矢量的作用时间之和等于控制周期；第三个约束条件是，在非机电能量转换子空间，第xi类基本矢量的合成结果的长度等于λ；
当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则针对第xi类基本矢量，构造出y级辅助矢量，依次称作第xi类第λ0级辅助矢量，第xi类第λ1级辅助矢量，第xi类第λ2级辅助矢量，…，第xi类第λy-1级辅助矢量；
针对全部x类基本矢量，总共得到x·y级辅助矢量，将这x·y级辅助矢量离线保存，在线应用时，根据共模电压性能要求和谐波电压性能要求，从x·y级辅助矢量选出若干级辅助矢量，用来实时合成参考矢量。
4.根据权利要求1所述的抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，在所述步骤(3)中，参考矢量由辅助矢量来合成，在合成过程中，只考虑机电能量转换平面的合成情况，不考虑非机电能量转换子空间的合成情况，合成方案的种类有x类，即单类合成方案，双类合成方案，…，x-1类合成方案，x类合成方案，对于每类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有y级合成方案，根据需要选择不同的方案；
对于任意一个方案，首先得到每个开关周期内各辅助矢量的作用时间，然后再将每个辅助矢量的作用时间分配给起作用的基本矢量，最终得到每个开关周期内起作用的基本矢量的作用时间。
5.根据权利要求4所述的抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，对于单类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有第xi类第λ0级合成方案，第xi类第λ1级合成方案，第xi类第λ2级合成方案，…，第xi类第λy-1级合成方案；对于双类合成方案，当λ有y个值，即λ＝λ0，λ1，λ2，…，λy-1，则有第xi+xi+1类第λ0级合成方案，第xi+xi+1类第λ1级合成方案，第xi+xi+1类第λ2级合成方案，…，第xi+xi+1类第λy-1级合成方案。
6.根据权利要求1所述的抑制多相电机共模电压的空间矢量脉宽调制方法，其特征在于，在所述步骤(4)中，对于任意一个合成方案，为减小变流器开关损耗，每个开关周期内起作用的基本矢量的优化作用顺序遵循“开关次数最少”原则，采用最优性原理来排序，具体如下：
第一步，构造集合G＝{Gj︱j为正整数}，集合G有j个元素，即在每个开关周期内起作用的j个基本矢量；
第二步，从集合G中任选一个元素作为首发矢量；从集合G中去掉首发矢量，剩j-1个元素；
第三步，将首发矢量与集合G中每个元素进行排列，共有j-1个排列，从中选出开关次数最少的l个排列；从集合G中去掉这l个矢量，剩(j-1-l)个元素；
第四步，将这l个排列与集合G中每个元素进行排列，共有l·(j-1-l)个排列，从中选出开关次数最少的w个排列；从集合G中去掉这w个矢量，剩(j-1-l-w)个元素；
第五步，按第四步类推，当集合G中剩0个元素时排序结束。
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