WO2019039168A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019039168A1
WO2019039168A1 PCT/JP2018/027604 JP2018027604W WO2019039168A1 WO 2019039168 A1 WO2019039168 A1 WO 2019039168A1 JP 2018027604 W JP2018027604 W JP 2018027604W WO 2019039168 A1 WO2019039168 A1 WO 2019039168A1
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command value
axis
current
voltage
control unit
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PCT/JP2018/027604
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English (en)
French (fr)
Inventor
辰樹 柏原
小林 孝次
吉田 浩
貴博 三枝
大石 潔
勇希 横倉
晃大 阿部
洋祐 赤間
Original Assignee
サンデンホールディングス株式会社
国立大学法人長岡技術科学大学
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    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02MAPPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • HELECTRICITY
    • H02GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02PCONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22Current control, e.g. using a current control loop

Definitions

  • the present invention relates to a power converter that supplies power to a motor.
  • the single-phase power pulsation is not compensated by the DC link portion, but is supplied as torque pulsation to the motor and absorbed by the moment of inertia, thereby realizing downsizing of the smoothing capacitor.
  • Such a power converter providing a film capacitor having a small capacity to a DC link portion, and the feedback control of the inverter power or motor power, to the PI control the d-axis current i d and the q-axis current i q of the motor that There is one that obtains the output power of the inverter circuit while improving the input / output waveform (see, for example, Patent Document 1).
  • Patent No. 5813934 gazette
  • the target of power feedback is the power of the fundamental frequency of the motor current and the motor terminal voltage, and harmonic suppression by causing the current of the motor to follow the fundamental wave
  • average harmonic suppression is possible, it has been difficult to realize suppression of instantaneous power supply harmonic distortion.
  • Patent Document 1 in order to reduce power supply harmonics, it is necessary to provide a large-capacity reactor which is essentially unnecessary for improving the power factor, resulting in a rise in cost.
  • a method of providing an LC filter so that the instantaneous fluctuation of input current deviates from the power supply harmonic regulation, but since the impedance of the power supply differs depending on the installation situation, it can be said that the LC filter can always satisfy the power supply harmonic regulation
  • the present invention has been made to solve such conventional technical problems, and in the configuration of a so-called electrolytic capacitor-less inverter, power harmonic regulation can be satisfied without providing a large-capacity reactor. It aims at providing a power converter.
  • the power converter according to the present invention is for supplying power to a motor, and includes a converter circuit for full-wave rectification of an input AC, and a capacitor connected in parallel to the output of the converter circuit to output a DC voltage.
  • This control unit is an operation for controlling the speed of the motor
  • a speed control unit for obtaining an amount, a torque control unit for obtaining an operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit, and a voltage control unit for obtaining an operation amount for controlling the ⁇ axis current i ⁇ and the ⁇ axis current i ⁇ of the motor provided, the speed control unit, an operation amount for controlling the speed of the motor, synchronously by pulsing twice the power source frequency omega s of the input AC, torque control section is operated to control the speed of the motor From generates an output torque command value tau inv * of the inverter circuit, based on the output torque command value tau inv *, it obtains the operation amount for controlling the output torque tau inv of the inverter circuit, the voltage control unit, the inverter circuit
  • the ⁇ axis current command value i ⁇ * and the ⁇ axis current command value i ⁇ * of the motor are generated on the stationary coordinate system based on the operation amount for controlling the output torque
  • the power conversion device is characterized in that the operation amount for controlling the speed of the motor determined by the speed control unit in the above invention divides the input power command value of the inverter circuit by the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle, The input torque command value ⁇ in * converted into a dimension, and the voltage control unit generates the DC link current command value i dc * based on the input torque command value ⁇ in * .
  • the operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit, which the torque control unit seeks in each of the inventions described above, is the q-axis current command value i q * of the motor. Is characterized in that an ⁇ -axis current command value i ⁇ * and a ⁇ -axis current command value i ⁇ * are generated based on the q-axis current command value i q * .
  • the voltage control unit controls the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ deviation becomes smaller ⁇ -axis voltage command value v? * and ⁇ -axis voltage command value to generate v? *
  • the DC link current i dc is the DC link current command value i dc * and equal way ⁇ -axis voltage command value It is characterized in that v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected.
  • the voltage control unit performs feedback control by an F / B control unit including a control gain having a sine wave component of the motor current frequency ⁇ re of the motor.
  • the axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ follow the motor current frequency ⁇ re .
  • the voltage control unit is controlled by the correction coefficient A IVC calculated from the ratio of the DC link current command value i dc * and the DC link current i dc
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected so that the current idc and the DC link current command value idc * coincide with each other, and the corrected ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ axis If the voltage command value v ⁇ * exceeds the possible output voltage range, the DC link current idc matches the DC link current command value idc * regardless of the correction factor A IVC , and the output voltage becomes maximum ⁇
  • the axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are calculated and replaced to compensate.
  • the voltage control section stipulates that the correction amount of the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * after correction exceeds the specified value Rlim.
  • An ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and a ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * that do not exceed the value R lim and in which the DC link current idc and the DC link current command value idc * coincide are calculated.
  • the voltage control unit predicts the value of the DC link current idc at the time of the next sampling, and the direct current determined based on the predicted value calculating a link current i dc and the DC link current command value i dc * matches ⁇ axis voltage value v? * and the ⁇ -axis voltage value v? *, the ⁇ -axis voltage command value by replacing v? * and ⁇ -axis voltage It is characterized in that the command value v ⁇ * is corrected.
  • the voltage control unit in the invention the DC link from the average value of the values of the DC link current i dc at the value and the next DC link current i dc at the next sampling the sampling The current i dc is determined.
  • the voltage control unit determines the ⁇ axis current i ⁇ and ⁇ of the motor at the next sampling time or at the next sampling time and the next sampling time.
  • the value of axis current i ⁇ is predicted, and based on the predicted value, the value of DC link current idc at the next sampling or the value of DC link current idc at the next sampling and the DC link current at the next sampling It is characterized by calculating the value of i dc .
  • the voltage control unit reduces the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ . become so calculated ⁇ axis voltage value v? * and the ⁇ -axis voltage value v? *, the corrected ⁇ axis voltage value v? * and the ⁇ -axis voltage value v? * is corrected to the same phase It is characterized by
  • the torque control unit rotates the ⁇ -axis current i ⁇ , the ⁇ -axis current i ⁇ , the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * , the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the mechanical angle.
  • An output torque ⁇ inv of the inverter circuit is calculated from the angular frequency ⁇ rm, and feedback control is performed so that the output torque ⁇ inv and the output torque command value ⁇ inv * coincide with each other.
  • a DC link having a converter circuit for full-wave rectification of an input AC and a capacitor connected in parallel to the output of the converter circuit and outputting a DC voltage And an inverter circuit that switches the output of the DC link unit to convert it into AC and supplies it to the motor, and a control unit that controls the switching.
  • This control unit controls the amount of operation to control the speed of the motor.
  • the controller includes a speed control unit to be determined, a torque control unit to obtain an operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit, and a voltage control unit to obtain an operation amount to control the ⁇ axis current i ⁇ and ⁇ axis current i ⁇ of the motor.
  • the voltage control unit generates the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * of the motor on the stationary coordinate system based on the operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit.
  • Motor ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are set so that deviations between axis current command value i ⁇ * and ⁇ -axis current command value i ⁇ * and ⁇ -axis current i ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ decrease. Since generation is performed, disturbance response design can be performed.
  • the DC link current command value i dc * flowing through the inverter circuit is generated, and ⁇ such that the DC link current i dc becomes equal to the DC link current command value i dc * Since the axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected, instantaneous power supply harmonic distortion can be suppressed, and the disadvantage that convergence is deteriorated at the time of transition such as acceleration / deceleration or torque change is compensated. can do.
  • the design of the control unit for controlling the speed and torque and the disturbance response design of the motor current are facilitated, and the convergence from the transient response is improved, and the motor flows out to the power supply as DC current. It is possible to satisfy the power supply harmonic regulation without reducing the space harmonic components and providing a conventional large-capacity reactor.
  • the operation amount for controlling the motor speed obtained by the speed control unit is converted into a torque dimension by dividing the input power command value of the inverter circuit by the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle as in the second aspect of the invention. It is the input torque command value ⁇ in * , and the voltage control unit generates the DC link current command value i dc * based on the input torque command value ⁇ in * .
  • the operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit, which the torque control unit finds is the q-axis current command value i q * of the motor as in the invention of claim 3, and the voltage control unit based on i q * and generates the ⁇ -axis current value i.alpha * and ⁇ -axis current value i.beta *.
  • the voltage control unit reduces the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ by PI control. generates axis voltage value v? * and the ⁇ -axis voltage value v? *, further, the DC link current i dc is the DC link current command value i dc * and equal way ⁇ axis voltage value v? * and the ⁇ -axis voltage If the command value v ⁇ * is corrected, it is possible to design the disturbance response with a relatively small amount of calculation, and it is effective in a stable motor with easy convergence from the transient response.
  • the voltage control unit performs feedback control by the F / B control unit including a control gain having a sine wave component of the motor current frequency ⁇ re of the motor. If the current i ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ so as to follow the motor current frequency omega re, further becomes possible to improve the disturbance response and a target value response, stable or when control deceleration rate is faster It is effective in a difficult motor.
  • the voltage control unit calculates the DC link current i dc and the DC link by a correction coefficient A IVC calculated from the ratio of the DC link current command value i dc * and the DC link current i dc.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected so that the current command value i dc * matches, and the corrected ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * If more than the output voltage range, the correction coefficient a regardless of the IVC, the DC link current i dc and the DC link current command value i dc * match, and the output voltage is maximized ⁇ -axis voltage value v? * If a correction is made by calculating and replacing the voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage value, stable operation can be realized.
  • the voltage control unit predicts the value of the DC link current i dc at the next sampling, the DC link current is determined based on the predicted value i dc and dc link current command value i dc If the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are calculated by calculating and replacing the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * with which * matches, It becomes possible to significantly reduce the control error of the DC link current idc generated due to the difference between the sampling value and the average value between sampling, and parasitic components present at the input section and the DC link section It becomes possible to reduce the resonance current of the resonance circuit due to the capacitor.
  • the DC link current i dc from the average value of the values of the DC link current i dc at the value and the next DC link current i dc at the next sampling the sampling.
  • the values of the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ of the motor at the next sampling time or at the next sampling time and the next sampling time are predicted based on the predicted values.
  • the voltage control unit is calculated such that the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ and the ⁇ -axis current i ⁇ is reduced. Correction without any problem by correcting the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * after correction to be in phase. Will be able to
  • the torque control unit comprises an inverter from the ⁇ -axis current i ⁇ , the ⁇ -axis current i ⁇ , the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * , the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle. If the output torque ⁇ inv of the circuit is calculated and feedback control is performed so that the output torque ⁇ inv and the output torque command value ⁇ inv * coincide with each other, the inverter output power becomes a fundamental wave component of the input power. This makes it possible to follow and reduce distortion components of the input current and the motor current.
  • FIG. 5 is a diagram showing a DC link current i dc (average value, estimated value) and a DC link current command value i dc * for explaining the operation of the instantaneous voltage control unit of the voltage control unit of the power conversion device of FIG. It is a block diagram of the power converter device of the other Example to which this invention is applied (Example 2).
  • FIG. 14 is a block diagram of a power conversion device according to still another embodiment to which the present invention is applied (Embodiment 4).
  • DC link current i dc (average value, estimated value) and DC link current command value i dc * for explaining the operation of the instantaneous voltage control unit of the voltage control unit of the power conversion device of FIG.
  • FIG. 5 is a diagram showing an input current i in and an input current command value i in * , a DC link current i dc and a DC link current command value i dc * when the voltage control unit of the power conversion device of FIG. .
  • FIG. 5 is a diagram showing an input current i in and an input current command value i in * , a DC link current i dc and a DC link current command value i dc * when the voltage control unit of the power conversion device of FIG. .
  • FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device 1 according to an embodiment of the present invention.
  • the power conversion device 1 of this embodiment includes a converter circuit 2, a DC link unit 3, an inverter circuit 4 and a control unit 6, and the AC power supplied from the single phase AC power supply 7 has a predetermined frequency.
  • the electric power is converted and supplied to the motor 8.
  • the motor 8 according to the embodiment is an IPMSM (Interior Permanent Magnet Synchronous Motor) that drives a compressor that constitutes a refrigerant circuit of a refrigeration system, and is driven by a voltage command generated by the control unit 6.
  • IPMSM Interior Permanent Magnet Synchronous Motor
  • Converter circuit 2 is connected to alternating current power supply 7 and rectifies alternating current (input alternating current) from alternating current power supply 7 into direct current.
  • the converter circuit 2 is composed of a diode bridge circuit in which a plurality of (four) diodes D1 to D4 are connected in a bridge. By these diodes D1 to D4, the AC voltage of the AC power supply 7 is full-wave rectified and converted to a DC voltage.
  • the DC link unit 3 includes a capacitor 9.
  • the capacitor 9 is connected in parallel to the output of the converter circuit 2, and a DC voltage (DC link voltage) V dc generated at both ends of the capacitor 9 is connected to the input node of the inverter circuit 4.
  • the capacitor 9 has a capacitance capable of smoothing only the ripple voltage (voltage fluctuation) generated corresponding to the switching frequency when a switching element described later of the inverter circuit 4 performs a switching operation.
  • the capacitor 9 is a small-capacitance capacitor having no capacitance for smoothing the voltage rectified by the converter circuit 2 (voltage varying according to the power supply voltage).
  • the capacity of the electrolytic capacitor necessary for smoothing the output of a general converter circuit is assumed to be approximately 1/100. Therefore, the DC link voltage V dc output from the DC link unit 3 is pulsating.
  • a film capacitor can be adopted as the capacitor 9.
  • the inverter circuit 4 is configured such that the input node is connected in parallel to the capacitor 9 of the DC link unit 3, switches the output of the DC link unit 3, converts it into three-phase AC, and supplies it to the motor (IPMSM) 8. ing.
  • the inverter circuit 4 of the embodiment is configured by bridge connection of a plurality of switching elements.
  • the inverter circuit 4 includes six switching elements S1 to S6 in order to output a three-phase alternating current to the motor 8.
  • the inverter circuit 4 includes three switching legs in which two switching elements are connected in series with each other, and the middle point between the switching elements S1 to S3 of the upper arm and the switching elements S4 to S6 of the lower arm in each switching leg. Are respectively connected to coils of respective phases (u phase, v phase, w phase) of the motor 8.
  • reflux diodes D5 to D10 are connected in anti-parallel to the switching elements S1 to S6, respectively. Then, the inverter circuit 4 switches the DC link voltage V dc input from the DC link unit 3 by the ON-OFF operation of these switching elements S1 to S6, converts it into a three-phase AC voltage, and supplies it to the motor 8 Do.
  • control unit 6 performs switching (ON-OFF operation) in the inverter circuit 4 so that the output torque ⁇ inv of the inverter circuit 4 pulsates in synchronization with twice the frequency ⁇ s (power supply frequency) of the input AC.
  • the control unit 6 of the embodiment is configured to include a speed control unit 11, a torque control unit 12, a voltage control unit 13, and a switching control unit 14.
  • Speed control unit 11 obtains an operation amount for controlling the speed of the motor 8. Specifically, the speed control unit 11 includes a PI calculation unit 16, a subtractor 17, a square waveform generation unit 18, and a multiplier 19. The speed control unit 11 generates an input torque command value ⁇ in * of the inverter circuit 4 according to the output of the PI calculation unit 16 and the output of the square waveform generation unit 18 as an operation amount for controlling the speed of the motor 8. .
  • the input torque command value ⁇ in * pulsates in synchronization with twice the frequency ⁇ s of the input AC.
  • the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle of the motor 8 in the subtractor 17 of the speed control unit 11 (in the embodiment, it is an estimated value. It may be a measured true value. The same applies hereinafter) and the rotation angle.
  • the deviation of the frequency from the command value ⁇ rm * is determined.
  • the PI operation unit 16 performs proportional-integral operation (PI operation) on the deviation obtained by the subtractor 17 and outputs the result.
  • the square waveform generation unit 18 receives the input voltage v in via the PLL circuit 21 and generates and outputs a waveform sin ⁇ in 2 obtained by squaring the input alternating current.
  • the multiplier 19 multiplies the output of the PI calculation unit 16 and the output of the square waveform generation unit 18 and outputs the result as an input torque command value ⁇ in * .
  • the input torque command value ⁇ in * pulsates in synchronization with twice the frequency ⁇ s of the input AC.
  • the torque control unit 12 includes subtractors 22 and 40, and a q-axis current command value generation unit 23.
  • the input torque command value tau in the speed control unit 11 outputs *, as an operation amount for controlling the output torque tau inv of the inverter circuit 4, the command value of q-axis current of the motor 8 (q-axis A current command value) iq * is generated.
  • the subtractor 22 of the torque control unit 12 divides the input torque command value ⁇ in * output from the speed control unit 11 and the power at the capacitor 9 by the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle.
  • the deviation from the condenser torque ⁇ c (in the embodiment, an estimated value, which may be a measured true value, the same applies hereinafter) is determined.
  • the command value (output torque command value) ⁇ inv * of the output torque ⁇ inv of the inverter circuit 4 is output.
  • the subtractor 40 subtracts ⁇ off from the output torque command value ⁇ inv * , and outputs the result as a command value (motor output torque command value) ⁇ mtr * of the output torque of the motor 8.
  • ⁇ off is a value obtained by dividing the time loss of the power loss from the inverter circuit 4 to the motor 8 and the magnetic energy stored in the winding by the rotational angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle and converting it into a torque dimension
  • the motor output torque command value ⁇ mtr * is obtained from the relationship of the following formula (III).
  • ⁇ inv * ⁇ mtr * + ⁇ off (III)
  • the motor output torque ⁇ mtr can be more accurately controlled.
  • the voltage control unit 13 of this embodiment is configured to include the ⁇ -axis PI control unit 13A, the instantaneous voltage control unit 13B, and the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the ⁇ -axis PI control unit 13A of the voltage control unit 13 includes a dq- ⁇ conversion unit 24, subtracters 26 and 27, and PI operation units 31 and 32.
  • the dq- ⁇ conversion unit 24 of the ⁇ -axis PI control unit 13A calculates the d-axis current command value id * and the q-axis current command value iq * output from the torque control unit 12 on the ⁇ -axis on the stationary coordinate system.
  • the current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current command value i ⁇ * are converted and output.
  • the subtractor 27 may be a ⁇ -axis current command value i ⁇ * output from the dq- ⁇ conversion unit 24 and a ⁇ -axis current i ⁇ obtained in the phase current of the motor 8 (estimated value in the embodiment, it may be a measured true value). The following is the deviation from the same. Further, the PI operation unit 32 performs proportional-integral operation (PI operation) on the deviation obtained by the subtractor 27 to reduce the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ . Thus, the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * is generated and output.
  • PI operation proportional-integral operation
  • the disturbance response can not be designed, and the space harmonic component of the motor 8 appears as a motor current. Therefore, when a large capacity electrolytic capacitor or reactor is not used, the motor current becomes a direct current (DC link current i dc ) and returns to the power supply current (input current i in ), so that the motor that is a disturbance in the voltage control system Space harmonics may appear as power supply harmonics.
  • the ⁇ -axis current command value i ⁇ * By generating the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * so that the deviation from the ⁇ -axis current i ⁇ becomes small, and performing the proportional-integral operation on the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇
  • the disturbance response design can be performed by generating and outputting the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * so that the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ decreases.
  • the disturbance current due to space harmonics is suppressed, and the DC link current i dc in steady state is adjusted. Without the electrolytic capacitors and reactors of a large capacity, the DC link current i dc is flowing to the input current i in, by suppressing this by ⁇ -axis PI control section 13A, it is possible to satisfy the power harmonics regulations It will be.
  • the target value responsiveness deteriorates during transients such as acceleration / deceleration and torque change. And convergence from transient response may be degraded.
  • the situation is shown in FIG.
  • the solid line in FIG. 2 indicates the DC link current command value i dc *
  • the broken line indicates the DC link current i dc .
  • the DC link current i dc may not match the DC link current command value i dc * . In that case, when a large capacity electrolytic capacitor or reactor is not used, the input current i in rapidly flows and appears as resonance of high frequency.
  • the voltage control unit 13 is provided with an instantaneous voltage control unit 13B described below, and the DC link current i dc is constantly monitored by the carrier frequency, and the dc link current command value i dc * and the dc link current i dc If there is a gap between them, compensation is made by instantaneously changing the voltage in multipliers 33 and 34 described later.
  • the instantaneous voltage control unit 13 B includes multipliers 33, 34, 36, 37, 39 and a subtractor 28.
  • the multiplier 39 of the instantaneous voltage control unit 13B converts the input torque command value ⁇ in * output by the speed control unit 11 into an input power command value p in * by multiplying the rotation angle frequency ⁇ rm of the mechanical angle. ,Output.
  • the multiplier 36, the input power command value p in * the multiplier 39 is output, multiplying the absolute value of 1 / v in, that is, the absolute value of the input voltage v in the input power command value p in * By dividing, the absolute value of the input current command value i in * is output.
  • the input voltage v in in this case may be the input voltage command value v in * .
  • the subtractor 28 is a DC link capacitor current i c (average value. In the embodiment, it is an estimated value. However, it may be an actually measured true value. It may be the true value. The same applies hereinafter. )
  • the absolute value of the input current command value i in * The DC link current command value i dc * (average value) as the deviation thereof is obtained and output by subtracting.
  • Multiplier 37 is 1 / idc (average value. Estimated value in the embodiment. It may be a measured true value.) May be the DC link current command value idc * (average value) output from subtractor 28. The same applies hereinafter Correction coefficient A IVC is calculated and output by multiplying the DC link current command value i dc * (average value) by the DC link current current i dc (average value).
  • the correction coefficient A IVC is a ratio of the DC link current command value i dc * (average value) and the DC link current i dc (average value), and the DC link current command value i dc * and the DC link current i dc
  • the correction coefficient A IVC is 1 if there is no deviation (deviation) of On the other hand, if DC link current i dc is larger than DC link current command value i dc *, correction coefficient A IVC becomes smaller, and conversely, if DC link current i dc is smaller than DC link current command value i dc *, correction coefficient A IVC becomes large.
  • the DC link current i dc (average value) described above can be obtained from the following formula (V).
  • i dc (average value) d u i u + d v i v + d w i w (V)
  • i u , i v and i w are three-phase currents
  • d u , d v and d w are respective phase duty ratios determined by three-phase voltage command values. From this equation, it can be seen that motor current and voltage command harmonics generated by space harmonics generate DC link current (average value) harmonics. Then, in the power conversion device 1 of the embodiment, since a film capacitor with a small capacity is used as the capacitor 9, DC link current (average value) harmonics flow out to the power supply side to generate power supply harmonics.
  • correction coefficient A IVC includes a DC link current command value i dc * and the DC link current i dc direction ⁇ axis voltage value to cancel the deviation between the v? * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * Corrects the DC link current i dc (average value) and acts to improve the power supply current waveform.
  • the multiplier 33 and the multiplier 34 the DC link current command value i dc * and ⁇ -axis voltage command value so that the deviation becomes smaller with i dc of the DC link current v? * And ⁇ -axis voltage value v? * Is It will be corrected.
  • the broken line indicates the DC link current i dc when the correction coefficient A IVC is calculated by the instantaneous voltage control unit 13B and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * are corrected by the multipliers 33 and 34.
  • a solid line indicates a DC link current command value i dc * .
  • the DC link current idc matches the DC link current command value idc * even during a transition due to the correction value A IVC calculated by the instantaneous voltage control unit 13B than in the case of FIG. It can be seen that it has been corrected to This is called instantaneous voltage control. Then, the ⁇ -uvw conversion unit 38 converts the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * corrected by the multipliers 33 and 34 of the instantaneous voltage control unit 13B into u, v and w respectively. Convert to phase voltage command value v uvw * .
  • Switching control unit 14 The voltage command value v uvw * is input to the switching control unit 14, and the switching control unit 14 controls the on-off operation of each of the switching elements S 1 to S 6 based on the value of the voltage command value v uvw *. Generate a gate signal. Specifically, the switching control unit 14 performs PWM (Pulse Width Modulation) control on the inverter circuit 4 in synchronization with the carrier signal (triangular wave).
  • PWM Pulse Width Modulation
  • the speed control unit 11 of the control unit 6 first pulsates in synchronization with twice the power supply frequency ⁇ s of the input AC, the input torque command value ⁇ in Generate * .
  • the torque control unit 12 generates the input torque command value tau in * from the output torque command value tau inv *, generates a q-axis current command value i q * from the output torque command value tau inv *.
  • the voltage control unit 13 generates, from the d-axis current command value i d * and the q-axis current command value i q *, alpha -axis voltage on the stationary coordinate system values v? * And ⁇ -axis voltage value v? * Do.
  • the DC link current i dc is equal to the DC link current command value i dc *
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected.
  • gate signals of the switching elements S1 to S6 are generated using the corrected ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * . Switching is performed in the inverter circuit 4 by these gate signals, and power is supplied to the motor 8.
  • FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device 1 of another embodiment to which the present invention is applied.
  • those denoted by the same reference numerals as in FIG. 1 have the same or similar functions.
  • the torque control unit 12 of FIG. 1 is replaced with the torque control unit 12 of another embodiment.
  • the torque control unit 12 in this case includes the subtractor 22 described above, and further, a subtractor 42 and a torque controller 44.
  • the command value of the q-axis current of the motor 8 (operation amount for controlling the output torque ⁇ inv of the inverter circuit 4 from the input torque command value ⁇ in * output by the speed control unit 11 The q-axis current command value) iq * is generated.
  • the torque control section 12 of the subtractor 22 the input torque command value tau in the speed control unit 11 outputs *, the rotation angular frequency of the mechanical angle power p c in the capacitor 9
  • the command value (output torque command value) ⁇ inv * of the output torque ⁇ inv of the inverter circuit 4 is output to the subtractor 42.
  • the subtractor 42 calculates the deviation between the output torque command value ⁇ inv * and the output torque ⁇ inv .
  • the output torque ⁇ inv of the inverter circuit 4 is the mechanical angle of the ⁇ -axis current i ⁇ (estimated value), the ⁇ -axis current i ⁇ (estimated value), the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * , the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and From the rotational angular frequency ⁇ rm , it is obtained based on the relationship of the following formula (VI).
  • ⁇ inv (v ⁇ * i ⁇ (estimated value) + v ⁇ * i ⁇ (estimate)) ⁇ ⁇ rm ⁇ (VI )
  • the torque controller 44 performs feedback control on the deviation determined by the subtractor 42 so that the output torque ⁇ inv and the output torque command value ⁇ inv * coincide with each other (the deviation is eliminated. ) Generate and output q-axis current command value iq * .
  • the output torque command value ⁇ inv * requires the input torque command value ⁇ in * to be a capacitor. It is preferable to use a value compensated by the torque ⁇ c .
  • the torque controller 44 of the torque control section 12 alpha-axis current i ⁇ and ⁇ -axis current i ⁇ and alpha axis voltage value v? * And ⁇ -axis voltage command value v? * And the inverter circuit 4 from the rotation angular frequency omega rm of mechanical angle
  • the output torque ⁇ inv is calculated, and feedback control is performed so that the output torque ⁇ inv and the output torque command value ⁇ inv * coincide with each other to generate the q-axis current command value i q * .
  • the torque controller 44 performs feedback control of the torque dimension, and outputs the q-axis current command value i q * . Therefore, in comparison with feedback control of electric power, it is not necessary to consider the motor current frequency ⁇ re in the torque controller 44, and the design of the torque controller 44 becomes easy.
  • the output power p inv of the inverter circuit 4 it is possible to follow the more fundamental wave component of the input power p in, to reduce the distortion component of the input current i in and the motor current Will be able to
  • FIG. 5 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device 1 according to still another embodiment to which the present invention is applied.
  • those denoted by the same reference numerals as in FIG. 4 have the same or similar functions.
  • the ⁇ -axis PI control unit 13A of FIG. 4 is replaced with a sine wave tracking control unit 13C.
  • FIG. 5 shows a block diagram of the sine wave tracking control unit 13C.
  • the sine wave tracking control unit 13C includes the above-described subtracters 26 and 27, F / B control units 46 and 47, PI control units 48 and 49, control stabilizing units 51 and 52, and subtracters 53 and 54. ing.
  • the sine wave tracking control unit 13C is also proportional to / integral to the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ in the PI control unit 48 similarly to the ⁇ -axis PI control unit 13A described above.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * is generated so that the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ becomes small, and the PI control unit 49 generates the ⁇ -axis current command value i ⁇ * Generation of the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * such that the deviation between the ⁇ -axis current command value i ⁇ * and the ⁇ -axis current i ⁇ decreases by performing proportional-integral operation on the deviation from the ⁇ -axis current i ⁇
  • the F / B control units 46 and 47 including a control gain having a sine wave component of the motor current frequency ⁇ re perform feedback control on the subtracters 26 and 27 to obtain the ⁇ axis current i ⁇ and the ⁇ axis current. i ⁇ a sine wave tracking control to follow the motor current frequency ⁇ re ( ⁇ -sin To run the control).
  • the control stabilizer 51 and 52 multiplied by the feedback gain f 3 to ⁇ -axis current i ⁇ and ⁇ -axis current i.beta, subtracts from the output of the PI control unit 48, 49 by the subtractor 53 and 54, achieving stabilization control.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * become closer to a sine wave, and thereby the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * approach a sine wave.
  • the feedback gains f 1 , f 2 and f 3 in the PI control units 48 and 49 and the control stabilizing units 51 and 52 in the block diagram are shown by the following formulas (VII), (VIII) and (IX).
  • f 1 L d ( ⁇ re 2 -3 ⁇ c 2 ) (VII)
  • f 2 L d (3 ⁇ c ⁇ re 2 - ⁇ c 3 )
  • f 3 3 L d ⁇ c -R a (IX)
  • L d is the d-axis inductance of the armature winding of the motor 8
  • R a is the armature winding resistance
  • ⁇ re the motor current frequency of the motor 8 described above
  • ⁇ c is the pole of the current control system.
  • the gain must be made variable according to the electrical angular velocity of the motor 8 in sinusoidal wave follow-up control. By performing such sinusoidal wave follow-up control, it is possible to improve the target value responsiveness to the command value and the disturbance responsiveness.
  • FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a power conversion device 1 according to still another embodiment to which the present invention is applied.
  • those denoted by the same reference numerals as in FIG. 1 have the same or similar functions.
  • the instantaneous voltage control unit 13B of FIG. 1 is replaced with an instantaneous voltage control unit 13D in this case.
  • the other configuration is the same as that of FIG.
  • the instantaneous voltage control unit 13B multiplies the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * output by the PI calculation units 31 and 32 of the ⁇ -axis PI control unit 13A. It is configured to correct by multiplying the correction coefficient A IVC in units 33 and 34. That is, the correction coefficient A IVC acts as a variable gain on the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * output from the PI calculation units 31 and 32.
  • the voltage range in which the power conversion apparatus 1 can output the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * after correction (hereinafter, referred to as output possible voltage range). It must be limited not to exceed.
  • the output voltage vector ( ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * May change significantly in one control cycle.
  • the phase current changes rapidly, and the error of the current generated in the DC link current idc changes in a pulse shape.
  • the so-called electrolytic capacitor-less inverter resonates with the inductance component parasitic on the system to cause the input current to be easily oscillated. Therefore, when the above-described pulse control error occurs, a resonant current is generated in the input current. Therefore, the amount of change of the voltage vector ( ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * ) changing in one control cycle must be limited.
  • Instantaneous voltage control unit 13D The instantaneous voltage control unit 13D of this embodiment is configured to solve the above problem. Specifically, the instantaneous voltage control unit 13D includes an output voltage correction unit 56 in addition to the multipliers 36 and 39 and the subtractor 28 that perform the same function as that described above (FIG. 1). Also in this case, the multiplier 39 multiplies the input torque command value ⁇ in * output from the speed control unit 11 by the rotational angular frequency ⁇ rm of the mechanical angle to convert it into the input power command value p in * , Output.
  • the multiplier 36, the input power command value p in * the multiplier 39 is output, multiplying the absolute value of 1 / v in, that is, the absolute value of the input voltage v in the input power command value p in * By dividing, the absolute value of the input current command value i in * is output.
  • the subtractor 28 is a DC link capacitor current i c (average value. In the embodiment, it is an estimated value. However, it may be an actually measured true value. However, it may be a real value. ) From the absolute value of the input current command value i in * . , Same as above to obtain and output a DC link current command value i dc * (average value) as a deviation of them, and input the same to the output voltage correction unit 56. The output voltage correction unit 56 further receives the ⁇ axis current i ⁇ and the ⁇ axis current i ⁇ of the motor 8.
  • the output voltage correction unit 56 receives the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * output from the PI calculation units 31 and 32 of the ⁇ -axis PI control unit 13A, and the output voltage correction unit 56 An output is input to the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the DC link current idc is expressed by the following formula (X).
  • v ⁇ n * is a normalized ⁇ -axis voltage command value
  • v ⁇ n * is a normalized ⁇ -axis voltage command value.
  • DC link current command value is a DC link current i dc desired as i dc *, and rearranging terms v? N *, the formula (XI).
  • This equation (XI) is an equation of a line in the normalized voltage vector space, and the voltage vector may be disposed at any point on the line represented by the equation (XI) within the range where overmodulation does not occur.
  • the equation is such that the desired DC link current command value i dc * is obtained.
  • the straight line represented by the formula (XI) is referred to as an equal current line.
  • the instantaneous voltage control unit 13D also calculates the correction coefficient A IVC in the same manner as the above-described instantaneous voltage control unit 13B, and outputs the ⁇ axis voltage command values v ⁇ * and ⁇ output by the PI calculation units 31 and 32 of the ⁇ axis PI control unit 13A.
  • the axis voltage command value v ⁇ * is basically multiplied by the above calculated correction coefficient A IVC to make correction so as to be disposed on the above-mentioned iso-current line (the same applies to the instantaneous voltage control unit 13B).
  • ⁇ -axis voltage command value PI calculation unit 31 is output 13A v? * And ⁇ -axis voltage It is made to be in phase with the command value v ⁇ * .
  • the corrected ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * must be set so as not to exceed the possible output voltage range of the power conversion device 1.
  • the possible output voltage range of the power conversion device 1 is represented by a voltage limit circle of the formula (XII). Then, the output voltage correction unit 56 in this case determines the ⁇ -axis voltage when the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * corrected by the correction coefficient A IVC do not satisfy the equation (XII).
  • the values derived by the equations (XIII) and (XIV) can be converted into the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command Let it be the value v ⁇ * .
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * output from the PI calculation units 31 and 32 are corrected by replacing them with the values calculated by the equations (XIII) and (XIV).
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are output to the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the output voltage correction unit 56 of the instantaneous voltage control unit 13D in this case arranges the voltage vector at the intersection point of the voltage limited circle (output possible voltage range) represented by the above equation (XII) and the above equal current line. Do.
  • the intersections of the voltage limiting circle and the equal current line are the above-mentioned equation (XIII) and equation (XIV).
  • the output voltage correction unit 56 of the instantaneous voltage control unit 13D of this embodiment is also affected by the correction coefficient A IVC calculated from the ratio of the DC link current command value i dc * and the DC link current i dc.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are corrected so that the link current idc and the DC link current command value idc * coincide with each other.
  • Voltage vector ( ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * ) may greatly change in one control cycle. In that case, the phase current changes rapidly, and the error of the current generated in the DC link current idc changes in a pulse shape.
  • the so-called electrolytic capacitor-less inverter resonates with the inductance component parasitic on the system to cause the input current to be easily oscillated.
  • the output voltage correction unit 56 of the instantaneous voltage control unit 13D in this case is a voltage vector ( ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * ) that changes in one control cycle, as described below. Limit the amount of change in
  • the output voltage correction unit 56 of this embodiment is provided with a constant specified value R lim, voltage vector as will not exceed the specified value R lim voltage variation magnitude (norm) exceeds this specified value R lim Correct the Moreover, since it is necessary to arrange on an equal current line at the time of correction, a voltage vector is arranged at the intersection of a circle of specified value R lim and an equal current line.
  • the following equation (XV) and equation (XVI) indicate the intersections of the circle of the prescribed value R lim and the equal current line.
  • [k] in the formula (XV) and the formula (XVI) means the control cycle of this time, and [k-1] means one control cycle before.
  • the specified value intersection between the circle and the equal current lines R lim is to appear two, v? Nlim of intersection closer to the voltage vector before the correction * [k], select v ⁇ nLim * [k]
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are output to the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the change amounts of the corrected ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * exceed the specified value R lim .
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * are calculated and output without exceeding the specified value R lim and in which the DC link current i dc and the DC link current command value i dc * coincide.
  • the broken line in FIG. 7 is the output after the correction coefficient A IVC is calculated by the instantaneous voltage control unit 13D in this case and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * are corrected (instant voltage control).
  • DC link current i dc is shown in the case where the voltage correction unit 56 performs limit control of the variation of the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * described above, and the solid line shows the DC link current command value i It shows dc * .
  • control of limiting the amount of change by the output voltage correction unit 56 controls the DC link current idc to be equal to the DC link current command value idc * more than in the case of FIG. I understand that
  • the desired DC link current i dc is obtained.
  • the voltage vector is manipulated in an FF (feed forward) manner.
  • the phase current continuously changes after determining the voltage vector, and a difference occurs between the average value and the sampling value between samplings.
  • a pulse-like control error occurs in the average value of the DC link current idc .
  • the output voltage correction unit 56 of the instantaneous voltage control unit 13D predicts the current at the time of the next sampling of the phase current by the discrete equation of the motor (IPMSM) 8, and The DC link current i dc is controlled based on the average value up to the value).
  • i dc [k] is the instantaneous value of the DC link current at time k (the current sampling in the control cycle), and i ⁇ [k] and i ⁇ [k] are the motors in the ⁇ axis at time k
  • the instantaneous values of the current, v ⁇ n * [k] and v ⁇ n * [k] are normalized voltage vectors at time k.
  • the instantaneous voltage control of the above-described embodiment since the voltage vector is arranged on the equal current line based on this equation, only the instantaneous value of the k link of the DC link current i dc can be controlled. .
  • the output voltage correction unit 56 of the instantaneous voltage control unit 13D of this embodiment uses an equation that holds for the average value of the DC link current idc using two sampling points. And derive a predicted isocurrent curve that holds also for the average value of the DC link current idc.
  • i dc [k + 1] can be obtained by the equation (XIX), i ⁇ [k + 1] and i ⁇ [K + 1] obtained by the equation (XX), v ⁇ n * [k + 1], v ⁇ n * [k + 1] by the equation (XVII)
  • I dc [k + 3] is calculated by substitution, and i.alpha. [K + 2], i.beta. [K + 2], v.alpha. N * [k + 2], v.beta. N * [k + 2] obtained by equation (XXI) and equation (XXII) are calculated. Calculated by substituting into equation (XVII).
  • equation (XVIII) in order to calculate the voltage at the time of [k + 1] (after one control cycle), taking into account that one sampling is delayed from when the output voltage is determined to when it is actually output, one sampling in total It is an advanced expression.
  • i ⁇ [k + 1] and i ⁇ [k + 1] are future values, and from i ⁇ [k] and i ⁇ [k] and v ⁇ n [k] and v ⁇ n [k], the discrete equation of motor (IPMSM) 8 Can be asked. That is, i ⁇ [k + 1] and i ⁇ [k + 1] are determined by the above formula (XIX) and formula (XX).
  • v ⁇ n [k + 1] and v ⁇ n [k + 1] calculated by the discrete equation of motor (IPMSM) 8 based on i ⁇ [k + 1] and i ⁇ [k + 1] It is a function. That is, i ⁇ [k + 2] and i ⁇ [k + 2] are determined by the above formula (XXI) and formula (XXII). The coefficients A 11 to A 22 and b 11 to b 22 in the formulas (XIX) to (XXII) will be described later.
  • the future value V dc [k + 1] of the DC link voltage is required, but it can be obtained by shifting the phase of the power supply acquired by the PLL circuit 21 by one sampling.
  • V ⁇ n * [k + 1] obtained from the equation (XXIII) is an equation of a curve drawn in the vicinity of a conventional equal current line.
  • This curve is a curve on a normalized voltage space representing an average DC link current between samplings based on current prediction at the next sampling time by the discrete equation of the motor (IPMSM) 8.
  • IPMSM discrete equation of the motor
  • the output voltage correction unit 56 derives a predicted equal current curve by prediction as described above, and then, similarly to the above-described embodiment (Embodiment 4), A voltage vector is arranged at a point on the predicted equal current curve that is in phase with the output voltage vector from the ⁇ -axis PI control unit 13A.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * output from the PI calculation units 31 and 32 of the ⁇ -axis PI control unit 13A are, here, the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * 1 and the ⁇ -axis voltage command, respectively.
  • the value is v ⁇ * 1
  • the same phase line of the output voltage from the ⁇ -axis PI control unit 13A is expressed by the following equation (XXIX).
  • the point of intersection of the same phase line with the output voltage from the ⁇ -axis PI control unit 13A and the predicted equal current curve of the formula (XXIII) may be determined, and the point of intersection is as shown in the formula (XXX).
  • v ⁇ n * [k + 1] is obtained by equation (XXX)
  • v ⁇ n * [k + 1] is obtained from the relationship of equation (XXIX). That is, the output voltage correction unit 56 of this embodiment uses the ⁇ -axis voltage command value (in this case, v ⁇ * 1) and the ⁇ -axis voltage command value (in this case, v ⁇ * 1) output by the ⁇ -axis PI control unit 13A.
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * 1 and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * 1 are calculated by performing the operation of the equation (XXIX) and the equation (XXX) and substituting the values calculated by the equation (XXIX) and the equation (XXX) The correction is made into the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ *, and is output to the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the output voltage correction unit 56 uses the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * 1 and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * 1 output from the ⁇ axis PI control unit 13A, and the ⁇ axis voltage command value v ⁇ * 1 and the ⁇ axis
  • the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * and the ⁇ -axis voltage command value v ⁇ * that are in phase with the voltage command value v ⁇ * 1 are derived and corrected by replacement and output to the ⁇ -uvw conversion unit 38.
  • the ⁇ axis is also in the predictive control of DC link current idc using the predicted equal current curve
  • the output of the PI control unit 13A is corrected to control the DC link current idc . Therefore, in order to secure the stability of the current control system and in consideration of the case where voltage saturation occurs due to the correction, the voltage vector is arranged at the intersection of the voltage limited figure and the predicted equal current curve as in the instantaneous voltage control.
  • the voltage vector is arranged at the intersection of the equal current line and the voltage limiting circle (the inscribed circle of the voltage limiting hexagon). Since practical analytical solutions can not be obtained with current curves and circles, voltage vectors are placed at intersections with voltage-limiting hexagons.
  • each side of the voltage limiting hexagon is described by an equation of six straight lines having an intercept, and an intersection point with the predicted equal current curve is calculated.
  • Each side of the voltage limiting hexagon is generalized by the following linear equation (XXXI).
  • Equation (XXXIII) is calculated for six sides each, and the one having a solution inside the corner of the hexagon is taken as the intersection point. Among the plurality of calculated intersections, the intersection closest to the output from the ⁇ -axis PI control unit 13A is selected.
  • IPMSM discrete equations predict such control of the DC link current i dc using current curve is based on the discrete equation of the motor (IPMSM) 8.
  • Discrete equations of IPMSM as used herein is an equation obtained by discretizing the state equation of IPMSM at 0-order hold sampling time T s. Equation (XXXIV) shows the equation of state of IPMSM. When the equation (XXXIV) is discretized by the zero-order hold of the sampling time T s , the equation (XXXV) is obtained.
  • the coefficient matrix A d is expressed by the equation (XXXVI)
  • the coefficient matrix b d is expressed by the equation (XXXVII)
  • each element of the coefficient matrix is obtained by solving the equations (XXXVI) and (XXXVII).
  • Input current i in and input current command value i in * (upper part), DC link current i dc and DC link current command value i dc * (lower part) according to the instantaneous voltage control of the embodiment (Embodiment 4) described above with reference to FIG. 9 shows the input current i in and input current command value i in * (upper stage) by the instantaneous voltage control of this embodiment (Embodiment 5), the DC link current i dc and the DC link current command value i dc * (FIG. Bottom row) is shown.
  • a pulse-like error is generated in the DC link current idc as indicated by P1 due to the abrupt change of the voltage vector.
  • the resonance current of the resonance circuit due to the parasitic component flows to the input section, and current oscillation of high frequency is generated in the power supply waveform.
  • the conduction width of the bridge diodes (diodes D1 to D4) constituting the converter circuit 2 of the input section is narrowed due to the control error of the DC link current idc shown by P3. All this is due to the difference between the sampled values of the motor current and the mean value between the samplings.
  • the prediction control of this embodiment since the current of one sampling destination is predicted and the predicted equal current curve established with respect to the average value between the samplings is used, the difference between the sampling value and the average value between the samplings is used. It becomes possible to greatly reduce the control error of the DC link current i dc that is generated as a result. As a result, it is possible to reduce the resonance current of the resonance circuit by the parasitic component present at the input portion and the capacitor 9 of the DC link portion 3.
  • control object of the power converter device 1 of this invention is not limited to IPMSM shown by each Example,
  • the application of the motor 8 is not limited to a compressor, either.

Abstract

電解コンデンサレスインバータの構成において、大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができる電力変換装置を提供する。出力トルクτinvを制御する操作量に基づき、静止座標系上でα軸電流指令値iα*、β軸電流指令値iβ*を生成し、それらとα軸電流iα、β軸電流iβとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*、β軸電圧指令値vβ*を生成し、速度を制御する操作量に基づき、直流リンク電流指令値idc *を生成し、それと直流リンク電流idcとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*、β軸電圧指令値vβ*を補正する。

Description

電力変換装置
 本発明は、モータに電力を供給する電力変換装置に関するものである。
 平滑コンデンサを小型化した電力変換装置、所謂電解コンデンサレスインバータは、単相ダイオード整流器、小容量フィルムコンデンサ、三相電圧形インバータで構成される。係る電力変換装置では、単相電力脈動を直流リンク部で補償せず、トルク脈動としてモータに供給し、慣性モーメントに吸収させることで平滑コンデンサの小型化を実現している。
 このような電力変換装置の一例として、直流リンク部に小容量のフィルムコンデンサを設け、インバータ電力或いはモータ電力をフィードバック制御し、モータのd軸電流id及びq軸電流iqをPI制御することで、入出力波形の改善を行いながらインバータ回路の出力電力を求めるものがある(例えば、特許文献1参照)。
特許第5813934号公報
 特許文献1のような電力変換装置では、電力フィードバックの対象は、モータ電流とモータ端子電圧の基本波周波数の電力であり、モータの電流を基本波に追従させることでの高調波抑制であるため、平均的な高調波抑制は可能ではあるが、瞬時的な電源高調波歪みの抑制までは実現させることは困難であった。
 また、応答性はモータ電流制御系の帯域により制限されるため、空間高調波の周波数が制御帯域より高い場合、電源高調波が生じる問題がある。即ち、特許文献1のようなdq軸PI制御によれば、入力が直流量になるため、目標値応答性(特に、定常偏差)が良好になり、過渡特性も良くなるものの、座標変換後に制御を行うために外乱応答の設計ができなくなり、モータの空間高調波成分がモータ電流として現れる。電解コンデンサレスインバータではこのモータ電流が直流電流となって電源電流に戻るため、電圧制御系において、外乱であるモータの空間高調波が電源高調波として現れ、電流歪みが生じる。
 そこで、特許文献1では電源高調波を低減するために、力率改善としては本来必要のない大容量のリアクトルを設ける必要があり、コストの高騰を招いていた。また、入力電流の瞬間的な変動が電源高調波規制から外れるようにLCフィルタを設ける方法もあるが、電源のインピーダンスは設置状況によって異なるため、LCフィルタで必ずしも電源高調波規制を満足できるとは限らないという問題もあった。
 本発明は、係る従来の技術的課題を解決するために成されたものであり、所謂電解コンデンサレスインバータの構成において、大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができる電力変換装置を提供することを目的とする。
 本発明の電力変換装置は、モータに電力を供給するものであって、入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、この直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路と、スイッチングを制御する制御部とを備え、この制御部は、モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求めるトルク制御部と、モータのα軸電流iα及びβ軸電流iβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、速度制御部は、モータの速度を制御する操作量を、入力交流の電源周波数ωsの2倍に同期して脈動させ、トルク制御部は、モータの速度を制御する操作量からインバータ回路の出力トルク指令値τinv *を生成し、当該出力トルク指令値τinv *に基づいて、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求め、電圧制御部は、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量に基づき、静止座標系上でモータのα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成し、これらα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにモータのα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成し、且つ、モータの速度を制御する操作量に基づいて、インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値idc *を生成し、直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする。
 請求項2の発明の電力変換装置は、上記発明において速度制御部が求めるモータの速度を制御する操作量は、インバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τin *であり、電圧制御部は、入力トルク指令値τin *に基づいて直流リンク電流指令値idc *を生成することを特徴とする。
 請求項3の発明の電力変換装置は、上記各発明においてトルク制御部が求めるインバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量は、モータのq軸電流指令値iq *であり、電圧制御部は、q軸電流指令値iq *に基づいてα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成することを特徴とする。
 請求項4の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、PI制御により、α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成し、更に、直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする。
 請求項5の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、モータのモータ電流周波数ωreの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むF/B制御部でフィードバック制御を行うことにより、α軸電流iα及びβ軸電流iβをモータ電流周波数ωreに追従させることを特徴とする。
 請求項6の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとの比率から算出される補正係数AIVCにより、当該直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を一致させるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正すると共に、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*が出力可能電圧範囲を超える場合は、補正係数AIVCによらず、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで補正することを特徴とする。
 請求項7の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*の変化量が規定値Rlimを超える場合、規定値Rlimを超えず、且つ、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出することを特徴とする。
 請求項8の発明の電力変換装置は、請求項1乃至請求項5の発明において電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする。
 請求項9の発明の電力変換装置は、上記発明において電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値の平均値から直流リンク電流idcを求めることを特徴とする。
 請求項10の発明の電力変換装置は、請求項8又は請求項9の発明において電圧制御部は、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時のモータのα軸電流iα及びβ軸電流iβの値を予測し、予測した値に基づいて次サンプリング時の直流リンク電流idcの値、又は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値を算出することを特徴とする。
 請求項11の発明の電力変換装置は、上記各発明において電圧制御部は、α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるように算出されたα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*と、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*が同位相となるように補正することを特徴とする。
 請求項12の発明の電力変換装置は、上記各発明においてトルク制御部は、α軸電流iαとβ軸電流iβとα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*と機械角の回転角周波数ωrmからインバータ回路の出力トルクτinvを算出し、当該出力トルクτinvと出力トルク指令値τinv *が一致するようにフィードバック制御を実施することを特徴とする。
 本発明によれば、モータに電力を供給する電力変換装置において、入力交流を全波整流するコンバータ回路と、このコンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、この直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、モータに供給するインバータ回路と、スイッチングを制御する制御部とを備え、この制御部は、モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求めるトルク制御部と、モータのα軸電流iα及びβ軸電流iβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、速度制御部は、モータの速度を制御する操作量を、入力交流の電源周波数ωsの2倍に同期して脈動させ、トルク制御部は、モータの速度を制御する操作量からインバータ回路の出力トルク指令値τinv *を生成し、当該出力トルク指令値τinv *に基づいて、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求めるようにしたので、制御部は変動成分を持つモータ電流周波数ωreを考慮する必要が無くなり、制御部の設計が簡易に行えるようになる。
 更に、電圧制御部は、インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量に基づき、静止座標系上でモータのα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成し、これらα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにモータのα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成するようにしたので、外乱応答設計が行えるようになる。
 更に、モータの速度を制御する操作量に基づいて、インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値idc *を生成し、直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正するようにしたので、瞬時的な電源高調波歪みが抑制でき、加減速やトルク変化等の過渡時に収束性が悪化する不都合を補償することができる。
 これらにより、本発明では速度とトルクを制御する制御部の設計及びモータ電流の外乱応答設計を容易とし、且つ、過渡応答からの収束性を改善して、直流電流として電源側に流出するモータの空間高調波成分を低減し、従来の如き大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができるようになる。
 この場合、速度制御部が求めるモータの速度を制御する操作量は、請求項2の発明の如くインバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τin *であり、電圧制御部は、入力トルク指令値τin *に基づいて直流リンク電流指令値idc *を生成するものである。
 また、トルク制御部が求めるインバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量は、請求項3の発明の如くモータのq軸電流指令値iq *であり、電圧制御部はq軸電流指令値iq *に基づいてα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成するものである。
 そして、請求項4の発明の如く電圧制御部が、PI制御により、α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成し、更に、直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正するようにすれば、比較的少ない計算量で外乱応答の設計を行うことができるようになり、過渡応答からの収束が容易で安定的なモータにおいて有効である。
 更に、それに加えて、請求項5の発明の如く電圧制御部が、モータのモータ電流周波数ωreの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むF/B制御部でフィードバック制御を行うことにより、α軸電流iα及びβ軸電流iβをモータ電流周波数ωreに追従させるようにすれば、更に外乱応答性と目標値応答性を改善することができるようになり、加減速レートが早い場合や制御が安定し難いモータにおいて有効である。
 また、請求項6の発明の如く電圧制御部が、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとの比率から算出される補正係数AIVCにより、当該直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を一致させるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正すると共に、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*が出力可能電圧範囲を超える場合は、補正係数AIVCによらず、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで補正するようにすれば、安定的な動作を実現することができるようになる。
 更に、請求項7の発明の如く電圧制御部が、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*の変化量が規定値Rlimを超える場合、規定値Rlimを超えず、且つ、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出するようにすれば、相電流が急峻に変化して入力電流に共振電流が発生する不都合を効果的に解消することができるようになる。
 また、請求項8の発明の如く電圧制御部が、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正するようにすれば、サンプリング値とサンプリング間の平均値の差に起因して発生する直流リンク電流idcの制御誤差を大幅に低減することができるようになり、入力部に存在している寄生成分と直流リンク部のコンデンサによる共振回路の共振電流を低減することができるようになる。
 この場合、電圧制御部が請求項9の発明の如く、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値の平均値から直流リンク電流idcを求めることで、制御誤差を効果的に低減することができる。
 また、請求項10の発明の発明の如く、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時のモータのα軸電流iα及びβ軸電流iβの値を予測し、予測した値に基づいて電圧制御部が次サンプリング時の直流リンク電流idcの値、又は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値を算出することで、的確に各直流リンク電流idcの値を算出することができる。
 更に、請求項11の発明の如く電圧制御部が、α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるように算出されたα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*と、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*が同位相となるように補正することで、支障無く補正を行うことができるようになる。
 また、請求項12の発明の如くトルク制御部が、α軸電流iαとβ軸電流iβとα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*と機械角の回転角周波数ωrmからインバータ回路の出力トルクτinvを算出し、当該出力トルクτinvと出力トルク指令値τinv *が一致するようにフィードバック制御を実施するようにすれば、インバータ出力電力をより入力電力の基本波成分に追従させることが可能となり、入力電流及びモータ電流の歪み成分を小さくすることができるようになる。
本発明を適用した実施例の電力変換装置のブロック図である(実施例1)。 図1の電力変換装置で瞬時電圧制御を行わない場合の直流リンク電流idc(平均値、推定値)と直流リンク電流指令値idc *を示す図である。 図1の電力変換装置の電圧制御部の瞬時電圧制御部の作用を説明するための直流リンク電流idc(平均値、推定値)と直流リンク電流指令値idc *を示す図である。 本発明を適用した他の実施例の電力変換装置のブロック図である(実施例2)。 本発明を適用したもう一つの他の実施例の電力変換装置のブロック図である(実施例3)。 本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置のブロック図である(実施例4)。 図1の電力変換装置の電圧制御部の瞬時電圧制御部及び変化量の制限制御の作用を説明するための直流リンク電流idc(平均値、推定値)と直流リンク電流指令値idc *を示す図である。 図1の電力変換装置の電圧制御部が予測制御を行わないときの入力電流iinと入力電流指令値iin *、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を示す図である。 図1の電力変換装置の電圧制御部が予測制御を行ったときの入力電流iinと入力電流指令値iin *、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を示す図である。
 以下、本発明の実施形態について、図面に基づき詳細に説明する。
 (1)電力変換装置1
 図1は、本発明の一実施例の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。この実施例の電力変換装置1は、コンバータ回路2と、直流リンク部3と、インバータ回路4と、制御部6を備え、単相の交流電源7から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換してモータ8に供給する構成とされている。実施例のモータ8は、冷凍装置の冷媒回路を構成する圧縮機を駆動するIPMSM(Interior Permanent Magnet Synchronous Motor)であり、制御部6が生成する電圧指令によって駆動される。
 (2)コンバータ回路2
 コンバータ回路2は、交流電源7に接続され、交流電源7からの交流(入力交流)を直流に整流する。この実施例では、コンバータ回路2は複数(4個)のダイオードD1~D4がブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路から構成されている。これらのダイオードD1~D4により、交流電源7の交流電圧を全波整流して直流電圧に変換する。
 (3)直流リンク部3
 直流リンク部3は、コンデンサ9を備えている。このコンデンサ9は、コンバータ回路2の出力に並列に接続され、このコンデンサ9の両端に生じた直流電圧(直流リンク電圧)Vdcがインバータ回路4の入力ノードに接続されている。このコンデンサ9は、インバータ回路4の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じるリプル電圧(電圧変動)のみを平滑化可能な静電容量を有している。
 即ち、コンデンサ9は、コンバータ回路2によって整流された電圧(電源電圧に応じて変動する電圧)を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。実施例では、一般的なコンバータ回路の出力の平滑化に必要な電解コンデンサの概ね1/100の容量を有しているものとする。従って、この直流リンク部3が出力する直流リンク電圧Vdcは脈動している。コンデンサ9には、一例としてフィルムコンデンサを採用可能である。
 (4)インバータ回路4
 インバータ回路4は、入力ノードが直流リンク部3のコンデンサ9に並列に接続され、直流リンク部3の出力をスイッチングして三相交流に変換し、モータ(IPMSM)8に供給するように構成されている。実施例のインバータ回路4は、複数のスイッチング素子がブリッジ結線されることで構成されている。このインバータ回路4は、三相交流をモータ8に出力するため、6個のスイッチング素子S1~S6を備えている。
 詳しくは、インバータ回路4は、2つのスイッチング素子を互いに直列接続した三つのスイッチングレグを備え、各スイッチングレグにおける上アームのスイッチング素子S1~S3と、下アームのスイッチング素子S4~S6との中点が、それぞれモータ8の各相(u相、v相、w相)のコイルに接続されている。また、各スイッチング素子S1~S6には、還流ダイオードD5~D10がそれぞれ逆並列接続されている。そして、インバータ回路4は、これらのスイッチング素子S1~S6のON-OFF動作によって、直流リンク部3から入力された直流リンク電圧Vdcをスイッチングし、三相交流電圧に変換してモータ8に供給する。
 (5)制御部6
 次に、制御部6は、インバータ回路4の出力トルクτinvが、入力交流の周波数ωs(電源周波数)の2倍に同期して脈動するようにインバータ回路4におけるスイッチング(ON-OFF動作)を制御する。実施例の制御部6は、速度制御部11と、トルク制御部12と、電圧制御部13と、スイッチング制御部14を備えた構成とされている。
 (5-1)速度制御部11
 速度制御部11は、モータ8の速度を制御する操作量を求める。具体的には、速度制御部11は、PI演算部16、減算器17、二乗波形生成部18と、乗算器19を備えている。この速度制御部11では、モータ8の速度を制御する操作量として、インバータ回路4の入力トルク指令値τin *を、PI演算部16の出力と二乗波形生成部18の出力に応じて生成する。この入力トルク指令値τin *は、入力交流の周波数ωsの2倍に同期して脈動する。
 具体的に実施例では、速度制御部11の減算器17が、モータ8の機械角の回転角周波数ωrm(実施例では推定値。実測された真値でも良い。以下、同じ)と回転角周波数の指令値ωrm *との偏差を求める。また、PI演算部16は、減算器17が求めた偏差に対して、比例・積分演算(PI演算)を行い、その結果を出力する。更に、二乗波形生成部18は、入力電圧vinを、PLL回路21を介して入力し、入力交流を二乗した波形sinθin 2を生成して出力する。そして、乗算器19はPI演算部16の出力と二乗波形生成部18の出力とを乗じて、入力トルク指令値τin *として出力する。これにより、入力トルク指令値τin *は、入力交流の周波数ωsの2倍に同期して脈動することになる。
 (5-2)トルク制御部12
 次に、トルク制御部12は、減算器22、40と、q軸電流指令値生成部23を備えている。このトルク制御部12では、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *から、インバータ回路4の出力トルクτinvを制御する操作量として、モータ8のq軸電流の指令値(q軸電流指令値)iq *を生成する。
 具体的に実施例では、トルク制御部12の減算器22が、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *と、コンデンサ9での電力を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に換算したコンデンサトルクτc(実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ)との偏差を求める。そして、インバータ回路4の出力トルクτinvの指令値(出力トルク指令値)τinv *として出力する。
 ここで、入力電力pinとコンデンサ9での電力pc、及び、インバータ回路4の出力電力pinvとの間には、下記式(I)の関係がある。
 pin=pc+pinv  ・・・(I)
 これは、各値を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した場合でも成立するため、下記式(II)の関係がある。尚、τinは入力トルクである。
 τin=τc+τinv  ・・・(II)
 そして、入力トルク指令値τin *は直流リンク部3のコンデンサ9に流れる電流を考慮せずに生成したもののため、出力トルク指令値τinv *には、入力トルク指令値τin *をコンデンサトルクτcで補償した値を用いる方が好ましい。そこで、この実施例では上述の如く減算器22が、コンデンサトルクτcを差し引いた値に出力トルク指令値τinv *を補償する。
 更に、減算器40が、この出力トルク指令値τinv *からτoffを減算して、モータ8の出力トルクの指令値(モータ出力トルク指令値)τmtr *として出力する。上記τoffは、インバータ回路4からモータ8に伝わるまでの電力ロス及び巻線に蓄えられる磁気エネルギーの時間変化分を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した値であり、モータ出力トルク指令値τmtr *は下記式(III)の関係から求める。
 τinv *=τmtr *+τoff  ・・・(III)
 これにより、モータ出力トルクτmtrをより正確に制御することができるようになる。
 トルク制御部12のq軸電流指令値生成部23は、減算器40が出力するモータ出力トルク指令値)τmtr *に対してidの影響は無視できるものとみなし、モータ8の極対数P及び永久磁石による電機子鎖交磁束φαで除算し、q軸電流指令値iq *を生成する。また、モータによってidの影響が無視できない場合は、idを考慮した式を用いてq軸電流指令値iq *を導出してもよい。
 (5-3)電圧制御部13
 次に、この実施例の電圧制御部13は、αβ軸PI制御部13Aと、瞬時電圧制御部13B、及び、αβ-uvw変換部38を備えた構成とされている。
 (5-3-1)αβ軸PI制御部13A
 実施例の電圧制御部13のαβ軸PI制御部13Aは、dq-αβ変換部24と、減算器26、27と、PI演算部31、32を備えている。このαβ軸PI制御部13Aのdq-αβ変換部24は、d軸電流指令値id *と、トルク制御部12が出力するq軸電流指令値iq *を、静止座標系上でα軸電流指令値iα*とβ軸電流指令値iβ*に変換して出力する。そして、減算器26はdq-αβ変換部24が出力するα軸電流指令値iα*とモータ8の相電流から求められるα軸電流iα(実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ)との偏差を求める。また、PI演算部31は、減算器26が求めた偏差に対して、比例・積分演算(PI演算)を行うことにより、α軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*を生成し、出力する。
 一方、減算器27はdq-αβ変換部24が出力するβ軸電流指令値iβ*とモータ8の相電流から求められるβ軸電流iβ(実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ)との偏差を求める。また、PI演算部32は、減算器27が求めた偏差に対して、比例・積分演算(PI演算)を行うことにより、β軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値vβ*を生成し、出力する。
 dq座標系の制御では、外乱応答の設計ができず、モータ8の空間高調波成分がモータ電流として現れる。そのため、大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いない場合、モータ電流が直流電流(直流リンク電流idc)になり、電源電流(入力電流iin)に戻るため、電圧制御系において、外乱であるモータの空間高調波が電源高調波として現れる場合がある。
 他方、実施例の如くαβ軸PI制御部13Aで、α軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差に対して、比例・積分演算を行うことにより、α軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*を生成し、β軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差に対して、比例・積分演算を行うことにより、β軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値vβ*を生成し、それぞれ出力するようにすることで、外乱応答設計が行えるようになり、空間高調波による外乱電流を抑制し、定常時の直流リンク電流idcが整えられる。大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いない場合、直流リンク電流idcは入力電流iinに流出するが、αβ軸PI制御部13Aによりこれを抑えることで、電源高調波規制を満足することができるようになる。
 ここで、上記の如くαβ軸PI制御部13Aで、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を生成する場合、加減速やトルク変化等の過渡時には目標値応答性が悪化し、過渡応答からの収束性が悪化する場合がある。図2にその様子を示している。図2中実線は直流リンク電流指令値idc *を示し、破線は直流リンク電流idcを示している。この図のように、過渡時には直流リンク電流idcが、直流リンク電流指令値idc *に一致しない場合が出てくる。その場合、大容量の電解コンデンサやリアクトルを用いないときは、入力電流iinが急激に流れてしまい、高い周波数の共振として現れるようになる。
 (5-3-2)瞬時電圧制御部13B
 そこで、本発明では電圧制御部13に以下に示す瞬時電圧制御部13Bを設け、キャリア周波数で直流リンク電流idcを常時監視し、直流リンク電流指令値idc *と、直流リンク電流idcとの間にズレがでれば、後述する乗算器33、34において瞬時に電圧を変化させることで補償するようにしている。具体的には、瞬時電圧制御部13Bは、乗算器33、34、36、37、39と、減算器28を備えている。瞬時電圧制御部13Bの乗算器39は、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *に、機械角の回転角周波数ωrmを乗算することで入力電力指令値pin *に変換し、出力する。乗算器36は、乗算器39が出力する入力電力指令値pin *に、1/vinの絶対値を乗算すること、即ち、入力電力指令値pin *を入力電圧vinの絶対値で除算することで、入力電流指令値iin *の絶対値を出力する。
 尚、この場合の入力電圧vinは入力電圧指令値vin *でもよい。減算器28は、この入力電流指令値iin *の絶対値からコンデンサ9に流れる直流リンクコンデンサ電流ic(平均値。実施例では推定値。但し、実測された真値でもよい。以下、同じ)を減算することで、それらの偏差としての直流リンク電流指令値idc *(平均値)を求めて出力する。尚、減算器28での直流リンク電流指令値idc *(平均値)の算出は、下記式(IV)の関係に基づいている。
 iin *の絶対値=idc *(平均値)+ic(平均値)  ・・・(IV)
 乗算器37は、減算器28が出力する直流リンク電流指令値idc *(平均値)に、1/idc(平均値。実施例では推定値。実測された真値でもよい。以下、同じ)を乗算すること、即ち、直流リンク電流指令値idc *(平均値)を直流リンク電流idc(平均値)で除算することで、補正係数AIVCを算出し、出力する。
 この補正係数AIVCは、直流リンク電流指令値idc *(平均値)と直流リンク電流idc(平均値)との比率であり、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとのズレ(偏差)が無ければ補正係数AIVCは1となる。一方、直流リンク電流指令値idc *より直流リンク電流idcが大きくなれば補正係数AIVCは小さくなり、逆に直流リンク電流指令値idc *より直流リンク電流idcが小さくなれば補正係数AIVCは大きくなる。
 ここで、上述した直流リンク電流idc(平均値)は、下記式(V)から求められる。
 idc(平均値)=duu+dvv+dww  ・・・(V)
 iu、iv、iwは三相電流、du、dv、dwは三相電圧指令値により決定される各相デューティー比である。
 この式から、空間高調波により生じるモータ電流及び電圧指令の高調波が、直流リンク電流(平均値)高調波を発生させることが分かる。そして、実施例の電力変換装置1では、コンデンサ9として小容量のフィルムコンデンサを使用しているために、直流リンク電流(平均値)高調波が電源側へ流出し、電源高調波が生じる。
 (5-3-3)α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*の補正
 瞬時電圧制御部13Bの乗算器33では、αβ軸PI制御部13AのPI演算部31が出力するα軸電圧指令値vα*に、瞬時電圧制御部13Bの乗算器37が出力する前述した補正係数AIVCが乗算され、乗算器34では、PI演算部32が出力するβ軸電圧指令値vβ*に、乗算器37が出力する補正係数AIVCが乗算されるように構成されている。
 前述した如く、直流リンク電流指令値idc *より直流リンク電流idcが大きくなれば補正係数AIVCは小さくなり、逆に直流リンク電流指令値idc *より直流リンク電流idcが小さくなれば補正係数AIVCは大きくなるので、補正係数AIVCは、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとのズレを打ち消す方向にα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を補正し、直流リンク電流idc(平均値)を制御して電源電流波形を改善するように作用する。
 即ち、乗算器33と乗算器34では、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流のidcとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*が補正されることになる。図3中破線は瞬時電圧制御部13Bにより補正係数AIVCを算出し、乗算器33、34でα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を補正した場合の直流リンク電流idcを示し、実線は直流リンク電流指令値idc *を示している。
 この図からも明らかな如く、前述した図2の場合よりも、瞬時電圧制御部13Bが算出する補正値AIVCにより、過渡時にも直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *に一致するように補正されていることが分かる。これを瞬時電圧制御と云う。そして、αβ-uvw変換部38は、この瞬時電圧制御部13Bの乗算器33、34で補正されたα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を、u、v、wの各相の電圧指令値vuvw *に変換する。
 (5-4)スイッチング制御部14
 そして、この電圧指令値vuvw *はスイッチング制御部14に入力され、このスイッチング制御部14は、電圧指令値vuvw *の値に基づいて各スイッチング素子S1~S6のON-OFF動作を制御するゲート信号を生成する。具体的には、スイッチング制御部14は、インバータ回路4に対して、キャリア信号(三角波)に同期したPWM(Pulse Width Modulation)制御を実行する。
 ここで、α軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差、及び、β軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*、及び、β軸電圧指令値vβ*を算出し、そのまま各相の電圧指令値vuvw *に変換してスイッチング制御した場合、過渡時に直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとの間にズレが生じると、コンデンサ9の端子に現れる直流リンク電圧Vdcと入力電圧vinとの間にパルス状のズレ(偏差)が発生し、コンデンサ9に流れる直流リンクコンデンサ電流icが大きくなり、系統に寄生インダクタンスが存在する場合、この寄生インダクタンスと小容量のフィルムコンデンサから成るコンデンサ9間に共振が励起され、入力電流iinが振動することになる。
 実施例の如く、電圧制御部13において直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を補正することで、過渡時に生じる偏差を小さくすることができる。
 (5-5)電力変換装置1の動作
 この実施例では、制御部6の速度制御部11が、先ず、入力交流の電源周波数ωsの2倍に同期して脈動する入力トルク指令値τin *を生成する。次に、トルク制御部12が入力トルク指令値τin *から出力トルク指令値τinv *を生成し、出力トルク指令値τinv *からq軸電流指令値iq *を生成して出力する。
 次に、電圧制御部13は、d軸電流指令値id *とq軸電流指令値iq *から、静止座標系上でα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を生成する。そして、α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成する。更に、入力トルク指令値τin *からインバータ回路4に流れる直流リンク電流指令値idc *を生成し、この直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとの比率である補正係数AIVCを算出し、算出した補正係数AIVCをα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*に乗算することで、直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *と等しくなるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正する。
 そして、補正されたα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を用いて各スイッチング素子S1~S6のゲート信号を生成する。これらのゲート信号により、インバータ回路4においてスイッチングが行われ、モータ8に電力が供給される。
 このような制御により、本発明では外乱応答設計を容易とし、且つ、過渡応答からの収束性を改善して、直流リンク電流として電源側に流出するモータの空間高調波成分を低減し、従来の如き大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができるようになる。これにより、大幅なコストの低減を図ることができるようになる。
 次に、図4は本発明を適用したもう一つの他の実施例の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図1と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。
 この実施例の電力変換装置1では、図1のトルク制御部12を、他の実施例のトルク制御部12に置き換えている。この場合のトルク制御部12は、前述した減算器22と、更に、減算器42、及び、トルク制御器44を備えている。この実施例のトルク制御部12も、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *からインバータ回路4の出力トルクτinvを制御する操作量として、モータ8のq軸電流の指令値(q軸電流指令値)iq *を生成するものである。
 具体的にはこの実施例のトルク制御部12においても、減算器22が、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *と、コンデンサ9での電力pcを機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した値のコンデンサトルクτcとの偏差を求める。そして、インバータ回路4の出力トルクτinvの指令値(出力トルク指令値)τinv *として減算器42に出力する。
 そして、減算器42が、この出力トルク指令値τinv *と出力トルクτinvとの偏差を算出する。ここで、インバータ回路4の出力トルクτinvは、α軸電流iα(推定値)とβ軸電流iβ(推定値)とα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*と機械角の回転角周波数ωrmから、下記式(VI)の関係に基づいて求める。
 τinv=(vα*iα(推定値)+vβ*iβ(推定値))÷ωrm   ・・・(VI)
 そして、トルク制御器44は、減算器42が求めた偏差に対して、フィードバック制御を実施することにより、出力トルクτinvと出力トルク指令値τinv *が一致するように(偏差を無くすように)q軸電流指令値iq *を生成し、出力する。
 前述した如く入力トルク指令値τin *は直流リンク部3のコンデンサ9に流れる電流を考慮せずに生成したもののため、出力トルク指令値τinv *には、入力トルク指令値τin *をコンデンサトルクτcで補償した値を用いる方が好ましい。
 そして、トルク制御部12のトルク制御器44がα軸電流iαとβ軸電流iβとα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*と機械角の回転角周波数ωrmからインバータ回路4の出力トルクτinvを算出し、当該出力トルクτinvと出力トルク指令値τinv *が一致するようにフィードバック制御を実施してq軸電流指令値iq *を生成する。
 このように、トルク制御器44では、トルク次元のフィードバック制御を行い、q軸電流指令値iq *を出力している。そのため、電力のフィードバック制御と比較すると、トルク制御器44にてモータ電流周波数ωreを考慮する必要がなくなり、トルク制御器44の設計が容易となる。このフィードバック制御を実施することで、インバータ回路4の出力電力pinvを、より入力電力pinの基本波成分に追従させることが可能となり、入力電流iin及びモータ電流の歪み成分を小さくすることができるようになる。
 次に、図5は本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図4と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。この実施例の電力変換装置1では、図4のαβ軸PI制御部13Aを、正弦波追従制御部13Cに置き換えている。
 (6)正弦波追従制御部13C
 図5には、この正弦波追従制御部13Cのブロック図が示されている。正弦波追従制御部13Cは、前述した減算器26、27と、F/B制御部46、47と、PI制御部48、49と、制御安定部51、52と、減算器53、54を備えている。
 この正弦波追従制御部13Cも基本的には前述したαβ軸PI制御部13Aと同様に、PI制御部48でα軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差に対し、比例・積分演算を行うことにより、α軸電流指令値iα*とα軸電流iαとの偏差が小さくなるようにα軸電圧指令値vα*を生成し、PI制御部49でβ軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差に対し、比例・積分演算を行うことにより、β軸電流指令値iβ*とβ軸電流iβとの偏差が小さくなるようにβ軸電圧指令値vβ*を生成するものであるが、モータ電流周波数ωreの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むF/B制御部46、47が、減算器26、27にフィードバック制御を行うことにより、α軸電流iαとβ軸電流iβをモータ電流周波数ωreに追従させる正弦波追従制御(αβ-sin制御)を実行する。
 また、制御安定部51、52はα軸電流iαとβ軸電流iβにフィードバックゲインf3をかけ、減算器53、54でPI制御部48、49の出力から減算し、制御安定化を図る。これらにより、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を、より正弦波に近づけ、それにより、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を正弦波に近づける。
 尚、ブロック図中のPI制御部48、49、制御安定部51、52における各フィードバックゲインf1、f2、f3を下記式(VII)、(VIII)、(IX)で示す。
 f1=Ld(ωre 2-3ωc 2)  ・・・(VII)
 f2=Ld(3ωcωre 2-ωc 3) ・・・(VIII)
 f3=3Ldωc-Ra    ・・・(IX)
 尚、Ldはモータ8の電機子巻線のd軸インダクタンス、Raは電機子巻線抵抗、ωreは前述したモータ8のモータ電流周波数、ωcは電流制御系の極である。
 上記式(VII)及び(VIII)にはモータ8のモータ電流周波数ωreが含まれているため、正弦波追従制御ではモータ8の電気角速度によってゲインを可変にしなければならないが、この実施例の如き正弦波追従制御を行うことで、指令値への目標値応答性と外乱応答性の向上を図ることができる。
 次に、図6は本発明を適用した更にもう一つの他の実施例の電力変換装置1の構成を示すブロック図である。尚、この図において、図1と同一符号で示すものは同一若しくは同様の機能を奏するものとする。この実施例の電力変換装置1では、図1の瞬時電圧制御部13Bを、この場合の瞬時電圧制御部13Dに置き換えている。その他の構成は図1の場合と同様である。
 例えば、図1の実施例の場合、αβ軸PI制御部13AのPI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*に、瞬時電圧制御部13Bの乗算器33と34で補正係数AIVCを乗算することで補正するように構成されてる。即ち、補正係数AIVCはPI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*に対して可変ゲインとして作用する。そのため、安定的に動作させるには補正後のα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*が、電力変換装置1が出力可能な電圧範囲(以下、出力可能電圧範囲と称する。)を超えないように制限しなければならない。
 また、瞬時電圧制御部13Bにより行われるα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*の補正では、出力される電圧ベクトル(α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)が一制御周期にて大きく変化する場合がある。その場合、相電流が急峻に変化して直流リンク電流idcに発生する電流の誤差がパルス状に変化する。所謂電解コンデンサレスインバータでは、系統に寄生するインダクタンス成分と共振し、入力電流が振動しやすい状態となっているため、前述したパルス状の制御誤差が発生すると、入力電流に共振電流が発生する。従って、一制御周期にて変化する電圧ベクトル(α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)の変化量には制限を加えなければならない。
 (7)瞬時電圧制御部13D
 この実施例の瞬時電圧制御部13Dは上記問題を解決する構成とされている。具体的には、瞬時電圧制御部13Dは、前述(図1)したものと同様の機能を奏する乗算器36、39と減算器28に加えて、出力電圧補正部56を備えている。そして、この場合も乗算器39は、速度制御部11が出力する入力トルク指令値τin *に、機械角の回転角周波数ωrmを乗算することで入力電力指令値pin *に変換し、出力する。乗算器36は、乗算器39が出力する入力電力指令値pin *に、1/vinの絶対値を乗算すること、即ち、入力電力指令値pin *を入力電圧vinの絶対値で除算することで、入力電流指令値iin *の絶対値を出力する。
 (7-1)出力電圧補正部56
 また、減算器28は、この入力電流指令値iin *の絶対値からコンデンサ9に流れる直流リンクコンデンサ電流ic(平均値。実施例では推定値。但し、実測された真値でもよい。以下、同じ)を減算することで、それらの偏差としての直流リンク電流指令値idc *(平均値)を求めて出力し、出力電圧補正部56に入力する。この出力電圧補正部56には、更にモータ8のα軸電流iαとβ軸電流iβが入力される。そして、この出力電圧補正部56にαβ軸PI制御部13AのPI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*が入力され、出力電圧補正部56の出力がαβ-uvw変換部38に入力される構成とされている。
 (7-2)出力可能電圧範囲を超える場合の瞬時電圧制御
 ここで、直流リンク電流idcは下記式(X)で表される。尚、vαn *は正規化後のα軸電圧指令値、vβn *は正規化後のβ軸電圧指令値である。ここで、上記の正規化とは電圧指令値を直流リンク電圧Vdcで除算し、2を掛ける処理とする。
 即ち、vαn *=2vα*/Vdc、vβn *=2vβ*/Vdcである。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
 そして、所望する直流リンク電流idcである直流リンク電流指令値をidc *として式(X)に代入し、vβn *に関して整理すると、式(XI)となる。この式(XI)は正規化された電圧ベクトル空間にて線の方程式となっており、過変調にならない範囲で式(XI)にて表される線上のどの点に電圧ベクトルを配置しても、所望する直流リンク電流指令値idc *がもたらされる式となっている。以後、この式(XI)で表される直線を等電流線と称する。
 瞬時電圧制御部13Dも、前述した瞬時電圧制御部13Bと同様に補正係数AIVCを算出し、αβ軸PI制御部13AのPI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*に、基本的には上記算出した補正係数AIVCを掛けることで、上記の等電流線上に配置されるように補正を加える(瞬時電圧制御部13Bも同様)。これにより、補正後のα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*が、αβ軸PI制御部13AのPI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*と同位相となるようにする。
 しかしながら、前述した如く補正後のα軸電圧指令値vα*と、β軸電圧指令値vβ*が、電力変換装置1の出力可能電圧範囲を超えないようにしなければならない。ここで、電力変換装置1の出力可能電圧範囲は、式(XII)の電圧制限円で表される。そして、この場合の出力電圧補正部56は、前述した補正係数AIVCにより補正したα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*が、式(XII)を満たさない場合、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*に補正係数AIVCを乗算するのでは無く、式(XIII)と式(XIV)で導出した値をα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*とする。言い換えれば、PI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を、式(XIII)と式(XIV)で算出した値に置き換えることで補正し、これをα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*とし、αβ-uvw変換部38に出力する。
 即ち、この場合の瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56は、上記式(XII)で表される電圧制限円(出力可能電圧範囲)と上述した等電流線との交点に電圧ベクトルを配置する。この電圧制限円と等電流線との交点が、上記式(XIII)と式(XIV)となる。これらの式から明らかな如く、交点は二つ現れるが、もとの電圧ベクトル(PI演算部31、32が出力するα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)に近い方の値を選択して、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*とし、αβ-uvw変換部38に出力する。
 このように、この実施例の瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56も、直流リンク電流指令値idc *と直流リンク電流idcとの比率から算出される補正係数AIVCにより、当該直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を一致させるようにα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正するものであるが、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*が出力可能電圧範囲(式(XII)の電圧制限円)を超える場合は、補正係数AIVCによらず、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致し(等電流線上に配置し)、且つ、出力電圧が最大となる(電圧制限円上となる)α軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで補正するようにしたので、安定的な動作を実現することができるようになる。
 (7-3)変化量の制限制御
 また、前述した如く図1の実施例の瞬時電圧制御部13Bにより行われるα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*の補正では、出力される電圧ベクトル(α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)が一制御周期にて大きく変化する場合がある。その場合、相電流が急峻に変化して直流リンク電流idcに発生する電流の誤差がパルス状に変化する。所謂電解コンデンサレスインバータでは、系統に寄生するインダクタンス成分と共振し、入力電流が振動しやすい状態となっているため、前述したパルス状の制御誤差が発生すると、入力電流に共振電流が発生する。従って、一制御周期にて変化する電圧ベクトル(α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)の変化量には制限を加えなければならない。そのため、この場合の瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56は、以下に説明する如く、一制御周期にて変化する電圧ベクトル(α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*)の変化量に制限を加える。
 この実施例の出力電圧補正部56は一定の規定値Rlimを設け、電圧変化量の大きさ(ノルム)がこの規定値Rlimを超える場合、当該規定値Rlimを超えないように電圧ベクトルを修正する。また、修正する際に等電流線上に配置する必要があるので、規定値Rlimの円と等電流線との交点に電圧ベクトルを配置する。下記式(XV)と式(XVI)は規定値Rlimの円と等電流線との交点を示している。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
 尚、式(XV)と式(XVI)中の[k]は今回の制御周期を意味し、[k-1]は一制御周期前を意味している。この場合も、規定値Rlimの円と等電流線との交点は2つ現れるため、修正前の電圧ベクトルに近い方の交点のvαnLim *[k]、vβnLim *[k]を選択し、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*としてαβ-uvw変換部38に出力する。
 このように、電圧制御部13の瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56は、補正後のα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*の変化量が規定値Rlimを超える場合、規定値Rlimを超えず、且つ、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、出力するようにしたので、相電流が急峻に変化して入力電流に共振電流が発生する不都合を効果的に解消することができるようになる。
 図7中破線はこの場合の瞬時電圧制御部13Dにより補正係数AIVCを算出し、α軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を補正した後(瞬時電圧制御)、更に、出力電圧補正部56により、上述したα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*の変化量の制限制御を実施した場合の直流リンク電流idcを示し、実線は直流リンク電流指令値idc *を示している。
 この図からも明らかな如く、出力電圧補正部56による変化量の制限制御で、図3の場合よりも更に直流リンク電流idcが直流リンク電流指令値idc *に一致するように制御されていることが分かる。
 次に、図6に示された瞬時電圧制御部13Dによる制御の更にもう一つの実施例を説明する。尚、この場合の電力変換装置1の全体のブロック図は図6と同様であるので、上記実施例(実施例4)の場合と同様に図6を参照しながら説明する。
 上記実施例(実施例4)では、瞬時電圧制御部13Dが連続的に変化する相電流のサンプリング値(前述した制御周期でサンプリングした値)に基づき、所望の直流リンク電流idcになるように電圧ベクトルをFF(フィードフォワード)的に操作している。しかしながら、相電流は電圧ベクトルを決定した後も連続的に変化しており、サンプリング間の平均値とサンプリング値には差が発生する。これにより、相電流のサンプリング値に基づいた瞬時電圧制御では、直流リンク電流idcの平均値にパルス状の制御誤差が発生する。
 また、上記実施例(実施例4)の変化量の制限制御では、電圧ベクトルの時間変化量に制限を加えるため、相電流の制御が不安定になる等の問題がある。
 そこで、この実施例では瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56が、モータ(IPMSM)8の離散方程式により、相電流の次サンプリング時の電流を予測し、現サンプリング値から次サンプリング値(予測値)までの平均値に基づいて直流リンク電流idcを制御する。
 (8)IPMSM離散方程式に基づく直流リンク電流の予測制御
 上記実施例(実施例4)の瞬時電圧制御は式(X)に基づく制御であった。この式(X)をサンプリング時系列に関して厳密に記述すると下記式(XVII)のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
 式(XVII)では、idc[k]はk(制御周期における今回のサンプリング)時点での直流リンク電流の瞬時値、iα[k]及びiβ[k]はk時点でのαβ軸でのモータ電流の瞬時値、vαn *[k]及びvβn *[k]はk時点での正規化された電圧ベクトルである。前述した実施例(実施例4)の瞬時電圧制御は、この式に基づいた等電流線上に電圧ベクトルを配置しているため、直流リンク電流idcのk時点の瞬時値しか制御できない状態である。
 ここで、この実施例の瞬時電圧制御部13Dの出力電圧補正部56は、式(XVIII)に示すように、2点のサンプリング点を用いて直流リンク電流idcの平均値に関して成立する式を用い、直流リンク電流idcの平均値に関しても成立する予測等電流曲線を導出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
 尚、idc[k+1]は式(XIX)、式(XX)で求められるiα[k+1]、iβ[K+1]と、vαn *[k+1]、vβn *[k+1]を式(XVII)に代入することにより算出され、idc[k+3]は式(XXI)、式(XXII)で求められるiα[k+2]、iβ[K+2]と、vαn *[k+2]、vβn *[k+2]を式(XVII)に代入することにより算出される。
 式(XVIII)では、出力電圧が決定されてから実際に出力されるまでに1サンプリング遅れることを考慮し、[k+1](一制御周期後)時点の電圧を計算するために、全体で1サンプリング進ませた式にしている。ここで、iα[k+1]及びiβ[k+1]は未来値であり、iα[k]及びiβ[k]と、vαn[k]及びvβn[k]よりモータ(IPMSM)8の離散方程式にて求めることができる。即ち、iα[k+1]及びiβ[k+1]は上記式(XIX)、式(XX)で決定される。
 また、iα[k+2]及びiβ[k+2]に関しては、iα[k+1]及びiβ[k+1]に基づいてモータ(IPMSM)8の離散方程式により計算されるvαn[k+1]及びvβn[k+1]の関数である。即ち、iα[k+2]及びiβ[k+2]は上記式(XXI)、式(XXII)で決定される。尚、式(XIX)~式(XXII)中の係数A11~A22及びb11~b22に関しては後述する。ここで、直流リンク電圧の未来値Vdc[k+1]が必要となるが、PLL回路21にて取得した電源の位相を1サンプリング分シフトすれば得ることができる。
 式(XVIII)に式(XIX)~式(XXII)のiα[k+1]及びiβ[k+1]、iα[k+2]及びiβ[k+2]を代入する。また、直流リンク電流idcの平均値idc(idc[k+1]+idc[k+2])/2に関しては、直流リンク電流指令値idc *[k]とする。現サンプリング時点([k]時点)では、idc *[k+1]は求められないため、idc[k]を式(XVIII)に代入すると、最終的には現サンプリング時の直流リンク電流idc[k](予測等電流曲線)の式は、式(XXIII)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
 式(XXIII)から求められるvβn *[k+1]は、従来の等電流線の近傍に描かれる曲線の方程式となる。この曲線は、モータ(IPMSM)8の離散方程式による次サンプリング時の電流予測に基づくサンプリング間平均の等直流リンク電流を表す正規化した電圧空間上の曲線となる。また、求められるvβn *[k+1]には正負の符号が含まれることになることから、予測等電流曲線は2本の曲線となるが、それらが繋がった連続した1本の曲線となる。
 (8-1)電圧制限内における直流リンク電流の予測制御
 出力電圧補正部56は、上記の如く予測により予測等電流曲線を導出し、次に、前記実施例(実施例4)と同様に、αβ軸PI制御部13Aからの出力電圧ベクトルと同位相となる予測等電流曲線上の点に電圧ベクトルを配置する。
 αβ軸PI制御部13AのPI演算部31、32から出力されるα軸電圧指令値vα*、β軸電圧指令値vβ*を、ここではそれぞれα軸電圧指令値vα*1、β軸電圧指令値vβ*1とすると、αβ軸PI制御部13Aからの出力電圧の同位相線は以下の式(XXIX)になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
 このαβ軸PI制御部13Aからの出力電圧との同位相線と式(XXIII)の予測等電流曲線との交点を求めればよく、交点は式(XXX)のようになる。vβn *[k+1]は式(XXX)で求め、vαn *[k+1]は式(XXIX)の関係から求める。即ち、この実施例の出力電圧補正部56は、αβ軸PI制御部13Aが出力するα軸電圧指令値(この場合vα*1)とβ軸電圧指令値(この場合vβ*1)を用いて式(XXIX)と式(XXX)の演算を行い、これら式(XXIX)と式(XXX)で算出した値に置き換えることでα軸電圧指令値vα*1とβ軸電圧指令値vβ*1を補正し、これをα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*とし、αβ-uvw変換部38に出力する。
 即ち、出力電圧補正部56は、αβ軸PI制御部13Aが出力するα軸電圧指令値vα*1とβ軸電圧指令値vβ*1を用い、当該α軸電圧指令値vα*1とβ軸電圧指令値vβ*1と同位相となるα軸電圧指令値vα*とβ軸電圧指令値vβ*を導出し、置き換えることで補正し、αβ-uvw変換部38に出力する。
 ここで、式(XXX)に同位相線と予測等電流曲線との交点を示したが、交点が電圧制限を超えた場合や電圧修正量が過大になる場合に関しても前述した実施例と同様に予測等電流曲線と電圧制限図形(実施例4では電圧制限円)との交点を選択する必要がある。次に、電圧制限円が内接する電圧制限六角形と予測等電流曲線との交点について説明する。
 (8-2)電圧飽和時における直流リンク電流の予測制御
 前記実施例(実施例4)の瞬時電圧制御と同様に、予測等電流曲線を用いた直流リンク電流idcの予測制御においてもαβ軸PI制御部13Aの出力を修正して直流リンク電流idcを制御する。そのため、電流制御系の安定性を確保するためや修正により電圧飽和が起こった場合等を考慮して、瞬時電圧制御と同様に電圧制限図形と予測等電流曲線の交点に電圧ベクトルを配置する。
 前述した実施例(実施例4)の瞬時電圧制御では、等電流線と電圧制限円(電圧制限六角形の内接円)との交点に電圧ベクトルを配置することになっているが、予測等電流曲線と円とでは実用的な解析解が得られないため、電圧制限六角形との交点に電圧ベクトルを配置する。ここでは、電圧制限六角形のそれぞれの辺を、切片を持つ6本の直線の式で表記し、予測等電流曲線との交点を算出する。電圧制限六角形のそれぞれの辺を以下に示す直線の式(XXXI)で一般化する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
 式(XXXI)のnには1~6が代入され、それぞれ6辺の直線となり、六角形の辺を構成する。式(XXXII)に示す一般化した直線の式と予測等電流曲線との交点は式(XXXIII)に示される。式(XXXIII)はそれぞれ6辺分計算され、六角形の角頂点の内側に解を持つものを交点とする。複数個算出された交点のうち、αβ軸PI制御部13Aからの出力に最も近い交点を選択する。
 (8-3)IPMSM離散方程式
 予測等電流曲線を用いた直流リンク電流idcの制御は、モータ(IPMSM)8の離散方程式に基づいている。ここで用いているIPMSMの離散方程式は、IPMSMの状態方程式をサンプリング時間Tsの0次ホールドにて離散化した式である。式(XXXIV)にIPMSMの状態方程式を示す。式(XXXIV)をサンプリング時間Tsの0次ホールドにて離散化すると式(XXXV)になる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
 ここで、係数行列Adは式(XXXVI)で、係数行列bdは式(XXXVII)で表され、この式(XXXVI)、式(XXXVII)を解くことで、係数行列の各要素を得ることができる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
 また、上記式中に用いた変数を以下に示す。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
 図8に前述した実施例(実施例4)の瞬時電圧制御による入力電流iinと入力電流指令値iin *(上段)、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *(下段)を示し、図9にこの実施例(実施例5)の瞬時電圧制御による入力電流iinと入力電流指令値iin *(上段)、直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *(下段)を示している。
 図8では電圧ベクトルの急峻な変動によって、P1に示す如く直流リンク電流idcにパルス状の誤差が発生している。これによって、P2に示すように寄生成分による共振回路の共振電流が入力部に流れ、電源波形に高い周波数の電流振動が発生している。また、P3に示す直流リンク電流idcの制御誤差により、P4に示すように入力部のコンバータ回路2を構成するブリッジダイオード(ダイオードD1~D4)の導通幅が狭まっている。これらは全て、モータ電流のサンプリング値とサンプリング間の平均値との差に起因している。
 一方、図9ではP5を見ても分かるように直流リンク電流idcにパルス状の制御誤差は発生していない。また、P6においても直流リンク電流idcの制御誤差が発生していないため、入力部のダイオードブリッジの導通幅が広くなっている。直流リンク電流idcの予測制御を用いることで、入力電流iinは略理想的な正弦波電流となっていることが分かる。
 以上のようにこの実施例の予測制御によれば、1サンプリング先の電流を予測し、サンプリング間の平均値に関して成立する予測等電流曲線を用いるため、サンプリング値とサンプリング間の平均値の差に起因して発生する直流リンク電流idcの制御誤差を大幅に低減することができるようになる。これにより、入力部に存在している寄生成分と直流リンク部3のコンデンサ9による共振回路の共振電流を低減することができるようになる。
 尚、本発明の電力変換装置1の制御対象は、各実施例で示したIPMSMに限定されるものでは無く、モータ8の用途も圧縮機に限定されるものではない。
 1 電力変換装置
 2 コンバータ回路
 3 直流リンク部
 4 インバータ回路
 6 制御部
 7 交流電源
 8 モータ
 9 コンデンサ
 11 速度制御部
 12 トルク制御部
 13 電圧制御部
 13A αβ軸PI制御部
 13B、13D 瞬時電圧制御部
 13C 正弦波追従制御部
 14 スイッチング制御部
 18 二乗波形生成部
 24 dq-αβ変換部
 26、27 減算器
 31、32 PI演算部
 33、34 乗算器
 46、47 F/B制御部
 56 出力電圧補正部

Claims (12)

  1.  モータに電力を供給する電力変換装置であって、
     入力交流を全波整流するコンバータ回路と、
     該コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、
     該直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、前記モータに供給するインバータ回路と、
     前記スイッチングを制御する制御部とを備え、
     該制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、
     前記インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求めるトルク制御部と、
     前記モータのα軸電流iα及びβ軸電流iβを制御する操作量を求める電圧制御部とを備え、
     前記速度制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を、前記入力交流の電源周波数ωsの2倍に同期して脈動させ、
     前記トルク制御部は、前記モータの速度を制御する操作量から前記インバータ回路の出力トルク指令値τinv *を生成し、当該出力トルク指令値τinv *に基づいて、前記インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量を求め、
     前記電圧制御部は、前記インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量に基づき、静止座標系上で前記モータのα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成し、
     これらα軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるように前記モータのα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成し、
     且つ、前記モータの速度を制御する操作量に基づいて、前記インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値idc *を生成し、直流リンク電流idcが前記直流リンク電流指令値idc *と等しくなるように前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする電力変換装置。
  2.  前記速度制御部が求める前記モータの速度を制御する操作量は、前記インバータ回路の入力電力指令値を機械角の回転角周波数ωrmで除算し、トルク次元に変換した入力トルク指令値τin *であり、前記電圧制御部は、前記入力トルク指令値τin *に基づいて前記直流リンク電流指令値idc *を生成することを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。
  3.  前記トルク制御部が求める前記インバータ回路の出力トルクτinvを制御する操作量は、前記モータのq軸電流指令値iq *であり、前記電圧制御部は、前記q軸電流指令値iq *に基づいて前記α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*を生成することを特徴とする請求項1又は請求項2に記載の電力変換装置。
  4.  前記電圧制御部は、PI制御により、前記α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなる前記α軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を生成し、更に前記直流リンク電流idcが前記直流リンク電流指令値idc *と等しくなるように前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする請求項1乃至請求項3のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  5.  前記電圧制御部は、前記モータのモータ電流周波数ωreの正弦波成分を持つ制御ゲインを含むF/B制御部でフィードバック制御を行うことにより、前記α軸電流iα及びβ軸電流iβを前記モータ電流周波数ωreに追従させることを特徴とする請求項4に記載の電力変換装置。
  6.  前記電圧制御部は、前記直流リンク電流指令値idc *と前記直流リンク電流idcとの比率から算出される補正係数AIVCにより、当該直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *を一致させるように、前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*を補正すると共に、
     補正後の前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*が出力可能電圧範囲を超える場合は、前記補正係数AIVCによらず、前記直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致し、且つ、出力電圧が最大となるα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで補正することを特徴とする請求項1乃至請求項5のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  7.  前記電圧制御部は、補正後の前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*の変化量が規定値Rlimを超える場合、当該規定値Rlimを超えず、且つ、前記直流リンク電流idcと直流リンク電流指令値idc *が一致する前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*を算出することを特徴とする請求項6に記載の電力変換装置。
  8.  前記電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値を予測し、予測した値に基づいて求められる前記直流リンク電流idcと前記直流リンク電流指令値idc *が一致するα軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を算出し、置き換えることで当該α軸電圧指令値vα*及びβ軸電圧指令値vβ*を補正することを特徴とする請求項1乃至請求項5のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  9.  前記電圧制御部は、次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値の平均値から前記直流リンク電流idcを求めることを特徴とする請求項8に記載の電力変換装置。
  10.  前記電圧制御部は、次サンプリング時、又は、次サンプリング時とその次のサンプリング時の前記モータのα軸電流iα及びβ軸電流iβの値を予測し、予測した値に基づいて前記次サンプリング時の直流リンク電流idcの値、又は、前記次サンプリング時の直流リンク電流idcの値とその次のサンプリング時の直流リンク電流idcの値を算出することを特徴とする請求項8又は請求項9に記載の電力変換装置。
  11.  前記電圧制御部は、前記α軸電流指令値iα*及びβ軸電流指令値iβ*とα軸電流iα及びβ軸電流iβとの偏差が小さくなるように算出された前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*と、補正後の前記α軸電圧指令値vα*及び前記β軸電圧指令値vβ*が同位相となるように補正することを特徴とする請求項1乃至請求項10のうちの何れかに記載の電力変換装置。
  12.  前記トルク制御部は、前記α軸電流iαと前記β軸電流iβと前記α軸電圧指令値vα*と前記β軸電圧指令値vβ*と前記機械角の回転角周波数ωrmから前記インバータ回路の出力トルクτinvを算出し、当該出力トルクτinvと前記出力トルク指令値τinv *が一致するようにフィードバック制御を実施することを特徴とする請求項1乃至請求項11のうちの何れかに記載の電力変換装置。
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