WO2023067695A1 - 電力変換装置およびヒートポンプ装置 - Google Patents

電力変換装置およびヒートポンプ装置 Download PDF

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WO2023067695A1
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current
frequency
power supply
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和徳 畠山
慎也 豊留
翔英 堤
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三菱電機株式会社
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter and a heat pump device using the power converter.
  • the motor control device described in Patent Document 1 controls a motor that drives a load whose load torque pulsates periodically.
  • a power conversion device that converts AC power supplied from an AC power supply into DC power and supplies it to a load
  • the smoothing capacitor The charging/discharging current that flows into the capacitor becomes unbalanced between the positive and negative power supply voltages.
  • the harmonics of the power supply current may increase.
  • the upper limit value of the harmonics of the power supply current is defined by the standard.
  • upper limits are set more strictly than for odd-order harmonics. For this reason, it is necessary to suppress harmonics of the power supply current that are generated due to the effects of pulsation of the load torque.
  • the present disclosure has been made in view of the above, and is capable of suppressing harmonics of the power supply current generated when rectifying the AC power supplied from the AC power supply and generating the DC power to be supplied to the load.
  • the object is to obtain a conversion device.
  • the power converter according to the present disclosure includes a converter that rectifies AC power supplied from an AC power supply and supplies it to a load, and and a control unit that controls the load so that the amount of change in the current of the load is equal to or less than a predetermined value.
  • the power converter according to the present disclosure has the effect of being able to suppress harmonics of the power supply current generated when rectifying the AC power supplied from the AC power supply and generating the DC power to be supplied to the load.
  • FIG. 1 is a diagram showing a configuration example of a power converter according to a first embodiment
  • FIG. FIG. 3 is a diagram showing another configuration example of the power conversion device according to the first embodiment
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the load is operated while varying the load current Io
  • FIG. 4 is a diagram showing frequency components generated in the input current Is when the load current Io fluctuates when the frequency of the power supply voltage Vs is 50 Hz
  • FIG. 4 is a diagram showing another example of current and voltage waveforms when the power conversion device operates the load while varying the load current Io;
  • FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the combination of the inductance value of the reactor and the capacitance value of the capacitor of the power conversion device and the power value at which the input current Is is unbalanced;
  • FIG. 2 is a diagram showing an example of a hardware configuration that realizes a control unit included in the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. FIG. 10 is a diagram showing a configuration example of a heat pump device according to a second embodiment;
  • Embodiment 1. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter according to a first embodiment; FIG.
  • the power conversion device 100 includes a reactor 2 , a rectifier 3 that is a converter, a smoothing section 4 , a load 5 , a current detector 6 and a control section 7 .
  • the power conversion device 100 is connected to an AC power supply 1 and receives AC power from the AC power supply 1 .
  • a power supply voltage Vs input from an AC power supply 1 is rectified by a rectifier 3 via a reactor 2, and is accumulated in capacitors 4a and 4b constituting a smoothing section 4 connected to the output end of the rectifier 3, thereby smoothing the voltage. After being done, it is supplied to the load 5 .
  • the capacitor 4a of the smoothing unit 4 is charged when the power supply voltage Vs is positive, and the capacitor 4b is charged when the power supply voltage Vs is negative.
  • the battery is charged.
  • the AC power supply 1 may be a commercial power supply of 50 Hz or 60 Hz, or an AC voltage generated by a distributed power supply such as a stationary storage battery or solar power generation.
  • the reactor 2 may be an EI-shaped or EE-shaped one in which electromagnetic steel sheets are laminated, or may be one using an iron core such as ferrite or amorphous.
  • the winding material is copper, aluminum, or the like.
  • the rectifier 3 is realized, for example, by arranging diodes in a bridge shape.
  • the rectifier 3 may be configured by a power semiconductor such as a MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor) instead of the diode.
  • power semiconductors such as diodes and MOSFETs may be of general silicon material or may be wide bandgap semiconductors with lower loss.
  • the capacitors 4a and 4b are aluminum electrolytic capacitors, small-capacity film capacitors, or the like.
  • the rectifier 3 may be a rectifier 30 of a full-wave rectifier circuit as shown in FIG.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating another configuration example of the power converter according to the first embodiment;
  • the power conversion device 100a shown in FIG. 2 replaces the rectifier 3 of the power conversion device 100 shown in FIG. It is a thing.
  • the power conversion device according to the first embodiment may be of any type as long as it includes a rectifier and a capacitor for smoothing rectified DC power.
  • the load 5 connected to both ends of the capacitor that constitutes the smoothing section 4 can be composed of, for example, an inverter and an electric motor, but is not limited to this.
  • the load 5 may be any load that consumes the charge stored in a capacitor for smoothing DC power, such as LED (Light Emitting Diode) lighting, IH (Induction Heating) cooker, etc. .
  • the load 5 is included in the power converter, but a part or all of the elements that make up the load 5 may be outside the power converter.
  • the configuration may be such that the power conversion device includes up to the inverter, and the remaining components exist outside the power conversion device.
  • the control unit 7 Based on the load current Io detected by the current detector 6, that is, the current flowing through the load 5, the control unit 7 generates and outputs a control signal for controlling the power or current consumed by the load 5.
  • the current detector 6 detects the current flowing through the load 5, but instead of the load current Io detected by the current detector 6, the controller 7 detects the direct current applied to the load 5.
  • the load current Io may be estimated based on the voltage Vdc and the current detected inside the load 5, for example, the value of the current flowing through the motor, and the control signal may be generated using the estimated current value.
  • FIG. 3 shows waveforms when the load 5 is operated at constant power and the power is increased.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the load 5 is operated with constant power.
  • each of the waveforms shown in FIG. DC voltage Vdc and load current Io are shown.
  • the load current Io is obtained by dividing the power by the DC voltage Vdc.
  • the load current Io fluctuates according to the pulsation of the DC voltage Vdc, and has a waveform in which the AC component is superimposed on the DC component, as shown in FIG.
  • the electric charge consumed by the capacitors 4a and 4b forming the smoothing section 4 is not constant.
  • the load current Io When the load current Io is large, a large amount of electric charge is consumed from the capacitors 4a and 4b and the DC voltage Vdc drops. flow.
  • load current Io when load current Io is small, the amount of electric charge consumed from capacitors 4a and 4b is reduced, and the drop in DC voltage Vdc is suppressed. In this case, even if the power supply voltage Vs becomes higher than the DC voltage Vdc, the amount of charge in the capacitors 4a and 4b decreases, so the charging current also decreases. Therefore, as shown in FIG.
  • the waveform of the input current Is becomes irregular and does not synchronize with the power supply voltage Vs.
  • the average value of the load current Io is large and fluctuates greatly, or when the capacitances of the capacitors 4a and 4b are small, this phenomenon appears remarkably.
  • the input current Is When the input current Is and the power supply voltage Vs are synchronized, the input current Is has odd-order harmonics such as the 3rd, 5th, 7th, etc., with the component of the same frequency as the frequency of the power supply voltage Vs as the fundamental wave. component becomes dominant, and the generation of even-order harmonics is slight.
  • odd-order harmonics such as the 3rd, 5th, 7th, etc.
  • current components other than odd-order harmonics specifically, even-order harmonics and inter-harmonics are generated.
  • Interharmonics are harmonics that are neither odd nor even harmonics of the input current Is. For example, if the frequency of the fundamental wave is 50 Hz, the second harmonic is 100 Hz. A frequency component between 50 Hz and 100 Hz.
  • the harmonic current of the input current Is which is the power supply current
  • Is Japanese Industrial Standards
  • IEC International Electrotechnical Commission
  • 61000-4-7 the handling method is determined in 61000-4-7 of the standard defined by JIS and IEC. According to this standard 61000-4-7, interharmonics are grouped by frequency within a specific range and added to adjacent odd-order or even-order harmonics. Therefore, as the interharmonics increase, the harmonics treated as odd-order harmonics and the harmonics treated as even-order harmonics also increase. Therefore, the generation of interharmonics cannot be ignored, and it is important to suppress the generation.
  • the charging current corresponding to the input current Is drops once every two times, so if the power supply frequency is 50 Hz, the 25 Hz component is significantly included.
  • the 25 Hz component which is the interharmonic wave
  • the 50 Hz component which is the fundamental wave component.
  • the impact of an increase in That is, it is unlikely that the fundamental wave component will exceed the limit value as the 25 Hz component increases.
  • the cycle of charging the capacitors 4a and 4b becomes longer, and the number of times of charging per fixed time decreases, so the charging current per time increases.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the load 5 is operated while varying the load current Io.
  • the input current Is When the load current Io is varied asynchronously with respect to the power supply voltage Vs, when the load current Io is small, the drop in the DC voltage Vdc is small, and the amount of charge due to the power supply voltage Vs is small, so the input current Is drops. do. Also, when the power supply voltage Vs is low (close to zero) and the load current Io is large, the DC voltage Vdc drops significantly. If a positive or negative peak occurs in power supply voltage Vs in such a state, the charging current to capacitors 4a and 4b increases and input current Is increases. When the fluctuation period of the load current Io and the fluctuation period of the power supply voltage Vs are different, the input current Is contains the following components. As an example, FIG.
  • FIG. 5 shows the current components included in the input current Is when the load current Io fluctuates asynchronously with the power supply voltage Vs when the power supply frequency is 50 Hz.
  • FIG. 5 is a diagram showing frequency components generated in the input current Is when the load current Io fluctuates when the frequency of the power supply voltage Vs is 50 Hz.
  • the current component included in the input current Is when the load current Io fluctuates asynchronously with the power supply voltage Vs when the power supply frequency is 60 Hz can also be obtained in the following manner.
  • the frequencies (0, 5, 10, . . . , 100) listed in the leftmost column of FIG. be.
  • this frequency may be referred to as the load current fluctuation frequency.
  • the range of numerical values (75 to 125, 125 to 175, . . . , 275 to 325) shown in the first row of FIG. That is, in the grouping according to the above standard 61000-4-7, the interharmonics included in each range shown in the first line of FIG. 5 are grouped. For example, interharmonics in the range of 75-125 Hz belong to the same group.
  • the numerical values described in each column other than the leftmost column from the third row onward in FIG. 5 indicate the frequency of the interharmonics included in the input current Is.
  • the frequency (50 Hz) of the fundamental wave component of the power supply voltage Vs is described as power supply frequency 1f
  • the frequencies (100Hz, 150Hz, 200Hz, . . . ) of the harmonic components of power supply voltage Vs are referred to as power supply frequency 2f , power frequency 3f, power frequency 4f, .
  • Power supply frequency 1f represents the frequency of the fundamental wave of the power supply current
  • Power supply frequency (2n-1) represents the frequency of the 2n-1st harmonic of the power supply current. That is, the fundamental wave component and the odd-order harmonic component are generated regardless of fluctuations in the load current Io of the AC power supply 1 .
  • Power supply frequency 3f represents the frequency of the third harmonic of the power supply current
  • Power supply frequency 5f represents the frequency of the fifth harmonic of the power supply current
  • the current components other than the frequency shown in (1) are generated depending on the power supply frequency and the load current fluctuation frequency, and the generated amount increases as the fluctuation range of the load current Io increases.
  • it is mostly the interharmonics in between, rather than the odd and even harmonics that are multiples of 50 Hz (power supply frequency).
  • the load current fluctuation frequency is 30 Hz
  • current components with frequencies of 80 Hz, 90 Hz, 110 Hz, and 120 Hz are generated. is grouped at 100 Hz of the even harmonics, resulting in an increase in the even harmonics.
  • even-order harmonics are set to a low limit value in the above-mentioned standard 61000-3-2, etc., when inter-order harmonics grouped into even-order harmonics are generated, even-order harmonics are generated. You are more likely to exceed your limits.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of current and voltage waveforms when the power converter 100 operates the load 5 with a constant current.
  • FIG. 7 is a diagram showing another example of current and voltage waveforms when the power converter 100 operates the load 5 while varying the load current Io.
  • the amount of variation in the load current Io is about 1/8 of that in the example shown in FIG.
  • FIG. 8 shows the analysis results of the load power at which imbalance begins to occur according to the capacity of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b, assuming a constant power load such as a motor drive.
  • FIG. 8 is a diagram showing the relationship between the combination of the inductance value of the reactor 2 and the capacitance value of the capacitors 4a and 4b of the power conversion device 100 and the power value at which the input current Is becomes unbalanced.
  • "load power" represents the value of load power at which imbalance of the input current Is begins to occur.
  • the start of imbalance in the input current Is means that the amount of interharmonics generated increases and the harmonic current begins to exceed the limit value. As shown in FIG.
  • FIG. 9 is a diagram showing the relationship between the load power and the resonance frequency shown in FIG.
  • FIG. 9 is a graph in which the horizontal axis represents the load power at which the input current Is to the power converter 100 is unbalanced, and the vertical axis represents the resonance frequencies of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b.
  • the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b so that the resonance frequency decreases as the load power increases, it is possible to suppress the imbalance of the input current Is.
  • the resonance frequency is set to 110 Hz or less and changes according to the load power, by controlling the load current Io to be constant, it is possible to suppress the imbalance of the input current Is even when the resonance frequency is high. Therefore, it is possible to reduce the cost of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b by taking into account the fluctuation amount of the pulsating load current Io, the resonance frequency of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b, and the input current Is. It becomes possible.
  • the load current fluctuates according to the load torque, and the harmonic current of the input current increases as described above.
  • the load power is determined by the product of the mechanical angular frequency ⁇ and the torque ⁇ . Therefore, by varying the mechanical angular frequency ⁇ or varying the torque ⁇ , it is possible to control the load current Io so as to approach a constant value.
  • the control unit 7 of the power conversion device 100 controls the load 5 so that the amount of variation in the load current Io is within an allowable range, in other words, the amount of variation in the load current Io is equal to or less than a predetermined value.
  • the allowable range is a range in which the even-order harmonics affected by the generation of inter-order harmonics of the power supply current can be maintained below the standard limit value, and the inductance value of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b It should be determined in advance in consideration of the capacitance and the like.
  • the resonance frequency of the reactor 2 and the capacitors 4a and 4b it becomes possible to improve stability.
  • the switching frequency of the inverter for driving the compressor for air conditioning is higher than 2 kHz (when the power supply frequency is 50 Hz) or 2.4 kHz (when the power supply frequency is 60 Hz) of the 40th harmonic, which is the power supply harmonic regulation value.
  • the load current in the inverter has a pulse shape corresponding to the switching frequency, but this pulse shape current does not easily affect the harmonics of the power supply. Therefore, the pulsating component of the load current should be suppressed below the frequency of the 40th harmonic, which is the power supply harmonic regulation value.
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of a hardware configuration that implements the control unit 7 included in the power converter 100 according to the first embodiment.
  • the control unit 7 of the power conversion device 100 is realized by, for example, a processor 91 and a memory 92 shown in FIG. 10 .
  • the processor 91 is a CPU (Central Processing Unit, also referred to as a central processing unit, processing unit, arithmetic unit, microprocessor, microcomputer, processor, DSP (Digital Signal Processor)).
  • the memory 92 is RAM (Random Access Memory), ROM (Read Only Memory), flash memory, EPROM (Erasable Programmable Read Only Memory), EEPROM (registered trademark) (Electrically Erasable Programmable Read Only Memory), or the like. Note that the memory 92 stores a program for operating as the control unit 7 of the power conversion device 100, and the control unit 7 is realized by the processor 91 reading and executing this program.
  • the above program stored in the memory 92 may be provided to the user or the like while being written on a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc. Alternatively, it may be provided via a network.
  • a storage medium such as a CD (Compact Disc)-ROM, a DVD (Digital Versatile Disc)-ROM, etc.
  • it may be provided via a network.
  • the control unit 7 can also be realized by a dedicated processing circuit, for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these. be.
  • a dedicated processing circuit for example, a single circuit, a composite circuit, an ASIC (Application Specific Integrated Circuit), an FPGA (Field Programmable Gate Array), or a circuit combining these. be.
  • the control unit 7 that controls the load 5 has a range in which the amount of variation when the load current Io, which is the current flowing through the load 5, pulsates. Specifically, the load 5 is controlled so that the fluctuation amount becomes small. As a result, the power converter 100 can suppress the harmonics of the power supply current (input current Is) generated when the AC power supplied from the AC power supply 1 is rectified. can.
  • Embodiment 2 The power converters 100 and 100a described in the first embodiment can be applied to a device that drives a load that operates on DC voltage.
  • a heat pump device will be described below as an example of a device to which the power conversion device 100 or 100a described in Embodiment 1 can be applied.
  • FIG. 11 is a diagram showing a configuration example of the heat pump device 200 according to the second embodiment.
  • a heat pump device 200 according to the second embodiment includes the power conversion device 100 described in the first embodiment.
  • the heat pump device 200 includes a four-way valve 902, a compressor 903 that constitutes the load 5 shown in FIG. It has a refrigeration cycle configured to be mounted through.
  • the compressor 903 is provided with a compression mechanism 904 that compresses the refrigerant circulating in the refrigerant pipe 912 and a motor 905 that operates the compression mechanism 904 .
  • the motor 905 is driven by being supplied with power from the power converter 100 .
  • the heat pump device 200 having such a configuration can be used, for example, in air conditioners, heat pump water heaters, refrigerators, refrigerators, and the like.

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Abstract

電力変換装置（１００）は、交流電源（１）から供給される交流電力を整流して負荷（５）に供給するコンバータである整流器（３）と、負荷（５）に流れる電流が脈動する際の電流の変動量が定められた値以下となるよう負荷（５）を制御する制御部（７）と、を備える。

Description

電力変換装置およびヒートポンプ装置
　本開示は、電力変換装置および電力変換装置を用いたヒートポンプ装置に関する。
　空気調和機および冷凍機といったヒートポンプ装置に適用されるシングルロータリ圧縮機やツインロータリ圧縮機を駆動する電動機の制御において、例えば、電動機の状態に応じてトルクの脈動成分を適切に補償することで消費電力の増加を抑制する技術がある（例えば、特許文献１参照）。
特開２０１６－１７８８１４号公報
　特許文献１に記載の電動機制御装置は、周期的に負荷トルクが脈動する負荷を駆動する電動機の制御を行うものである。しかしながら、交流電源から供給される交流電力を直流電力に変換して負荷に供給する電力変換装置の場合、電源周波数と非同期の周波数で負荷トルクが脈動すると、交流を直流に変換するコンバータから平滑コンデンサに流れ込む充放電電流が、電源電圧の正と負でアンバランス状態となる。この結果、電源電流の高調波が増加してしまう恐れがある。ここで、電源電流の高調波は、その上限値が規格で定められている。特に、偶数次高調波は、電源系統に接続された他の機器に悪影響を及ぼすため、奇数次高調波よりも上限値が厳しく設定されている。このようなことから、負荷トルクの脈動の影響により発生する電源電流の高調波を抑制することが必要となる。
　本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、交流電源から供給される交流電力を整流して負荷に供給する直流電力を生成する際に発生する電源電流の高調波を抑制可能な電力変換装置を得ることを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本開示にかかる電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を整流して負荷に供給するコンバータと、負荷に流れる電流が脈動する際の電流の変動量が定められた値以下となるよう負荷を制御する制御部と、を備える。
　本開示にかかる電力変換装置は、交流電源から供給される交流電力を整流して負荷に供給する直流電力を生成する際に発生する電源電流の高調波を抑制できる、という効果を奏する。
実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図 実施の形態１にかかる電力変換装置の他の構成例を示す図 定電力で負荷を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図 負荷電流Ｉｏを変動させながら負荷を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図 電源電圧Ｖｓの周波数が５０Ｈｚの場合において、負荷電流Ｉｏが変動した場合に入力電流Ｉｓに生じる周波数成分を表す図 電力変換装置が定電流で負荷を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図 電力変換装置が負荷電流Ｉｏを変動させながら負荷を動作させた場合の電流および電圧の波形の他の例を示す図 電力変換装置のリアクトルのインダクタンス値とコンデンサの静電容量値との組み合わせと、入力電流Ｉｓがアンバランスとなる電力値との関係を示す図 図８に示す負荷電力と共振周波数との関係を表す図 実施の形態１にかかる電力変換装置が備える制御部を実現するハードウェア構成の一例を示す図 実施の形態２にかかるヒートポンプ装置の構成例を示す図
　以下に、本開示の実施の形態にかかる電力変換装置およびヒートポンプ装置を図面に基づいて詳細に説明する。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の構成例を示す図である。電力変換装置１００は、リアクトル２と、コンバータである整流器３と、平滑部４と、負荷５と、電流検出器６と、制御部７と、を備える。電力変換装置１００は交流電源１に接続され、交流電源１から交流電力の供給を受ける。
　交流電源１から入力される電源電圧Ｖｓはリアクトル２を介して整流器３で整流され、整流器３の出力端に接続された平滑部４を構成するコンデンサ４ａおよび４ｂに蓄積されることで平滑化が行われた後、負荷５に供給される。なお、交流電源１の出力端子のリアクトル２が接続された側を正とした場合、平滑部４のコンデンサ４ａは、電源電圧Ｖｓが正の場合に充電され、コンデンサ４ｂは電源電圧Ｖｓが負の場合に充電される。
　ここで、交流電源１は、５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの商用電源であってもよいし、定置型蓄電池や太陽光発電などの分散電源などにより生成された交流電圧でもよい。
　また、リアクトル２は、電磁鋼板などを積層したＥＩ形状またはＥＥ形状のものでもよいし、フェライトまたはアモルファスなどの鉄心を用いたものでもよい。巻線の材質は、銅、アルミなどである。
　整流器３は、例えば、ダイオードをブリッジ状に配置して実現する。ダイオードに代えてＭＯＳＦＥＴ（Metal　Oxide　Semiconductor　Field　Effect　Transistor）などのパワー半導体により整流器３を構成してもよい。また、ダイオード、および、ＭＯＳＦＥＴなどのパワー半導体は、一般的なシリコン材料のものであってもよいし、より損失の低いワイドバンドギャップ半導体でもよい。
　コンデンサ４ａおよび４ｂは、アルミ電解コンデンサ、小容量のフィルムコンデンサなどである。
　また、整流器３を図２に示すような全波整流回路の整流器３０としてもよい。図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の他の構成例を示す図である。図２に示す電力変換装置１００ａは、図１に示す電力変換装置１００の整流器３を全波整流回路で構成される整流器３０に置き換え、平滑部４をコンデンサ４１で構成される平滑部４０に置き換えたものである。図１および図２に示すように、実施の形態１にかかる電力変換装置は、整流器と、整流後の直流電力を平滑化するコンデンサとを備えるものであればどのようなものでもよい。
　また、平滑部４を構成するコンデンサの両端に接続された負荷５は、例えば、インバータと電動機などで構成されるものとすることができるが、これに限定するものではない。負荷５は、ＬＥＤ（Light　Emitting　Diode）照明、ＩＨ（Induction　Heating）調理器など、直流電力を平滑化するためのコンデンサに蓄えられた電荷を消費する構成のものであればどのような負荷でもよい。
　なお、図１および図２に示す例では電力変換装置に負荷５が含まれる構成としたが、負荷５を構成する要素の一部または全部が電力変換装置の外部に存在する構成としてもよい。例えば、負荷５がインバータを含む場合に、インバータまでを電力変換装置が含み、残りの構成要素が電力変換装置の外部に存在する構成としてもよい。
　制御部７は、電流検出器６が検出する負荷電流Ｉｏすなわち負荷５に流れる電流に基づいて、負荷５が消費する電力または電流を制御するための制御信号を生成して出力する。なお、本実施の形態では電流検出器６により負荷５に流れる電流を検出しているが、制御部７は、電流検出器６による負荷電流Ｉｏの検出値の代わりに、負荷５に印加する直流電圧Ｖｄｃと、負荷５の内部で検出した電流、例えば、モータに流れる電流の値とに基づいて負荷電流Ｉｏを推定し、推定した電流値を用いて制御信号を生成してもよい。
　ここで、負荷５を定電力で動作させ、電力を増加させた場合の波形を図３に示す。図３は、定電力で負荷５を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図である。
　図３に示す波形のそれぞれは、上から、交流電源１が出力する電源電圧Ｖｓ、電源電流である、交流電源１から電力変換装置１００への入力電流Ｉｓ、平滑部４から負荷５に供給される直流電圧Ｖｄｃ、負荷電流Ｉｏを示す。負荷５を定電力で動作させた場合には、電力を直流電圧Ｖｄｃで除したものが負荷電流Ｉｏとなる。つまり、定電力で負荷５を動作させた場合、図３に示すように、負荷電流Ｉｏは、直流電圧Ｖｄｃの脈動に合わせて変動し、直流成分に交流成分が重畳したような波形となる。
　そのため、負荷電流Ｉｏの変動により、平滑部４を構成するコンデンサ４ａおよび４ｂから消費される電荷が一定ではなくなる。負荷電流Ｉｏが大の場合には、コンデンサ４ａおよび４ｂから多くの電荷が消費されて直流電圧Ｖｄｃが低下し、電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄｃよりも大きい状態になるとコンデンサ４ａおよび４ｂへ充電電流が流れる。しかし、負荷電流Ｉｏが小の場合には、コンデンサ４ａおよび４ｂから消費される電荷が少なくなり、直流電圧Ｖｄｃの低下が抑制される。この場合、電源電圧Ｖｓが直流電圧Ｖｄｃよりも大きくなっても、コンデンサ４ａおよび４ｂへの充電量が低下するため充電電流も低下する。よって、図３に示すように、入力電流Ｉｓの波形は不規則となり、電源電圧Ｖｓと同期した波形にならなくなる。特に、負荷電流Ｉｏの平均値が大きく、かつ変動が大きい場合や、コンデンサ４ａおよび４ｂの静電容量が小さい場合に当該現象が顕著に現れる。
　入力電流Ｉｓと電源電圧Ｖｓとが同期している場合、入力電流Ｉｓは電源電圧Ｖｓの周波数と同じ周波数の成分を基本波として３次、５次、７次、・・・といった奇数次高調波成分が支配的となり、偶数次高調波の発生は軽微である。しかしながら、入力電流Ｉｓが、電源電圧Ｖｓと非同期、かつ不規則に流れると、奇数次高調波以外の電流成分、具体的には、偶数次高調波および次数間高調波が発生する。次数間高調波は、入力電流Ｉｓの奇数次高調波および偶数次高調波のいずれにも該当しない高調波であり、例えば、基本波の周波数を５０Ｈｚとすると、２次高調波は１００Ｈｚとなり、この５０Ｈｚと１００Ｈｚとの間の周波数成分である。
　ここで、電源電流である入力電流Ｉｓの高調波電流は、ＪＩＳ（Japanese　Industrial　Standards）およびＩＥＣ（International　Electrotechnical　Commission）により定められた規格の６１０００－３－２において限度値が決められている。この規格では、偶数次高調波よりも奇数次高調波の限度値の方が高く設定されている。そのため、上述のような、奇数次高調波以外の成分が発生するケースでは、偶数次高調波が増加し限度値を超過しやすくなる。また、次数間高調波については、その取扱い方法がＪＩＳおよびＩＥＣにより定められた規格の６１０００－４－７において決められている。この規格６１０００－４－７では、次数間高調波を特定範囲の周波数ごとにグルーピングを行い、隣接する奇数次高調波または偶数次高調波に足し込むとされている。そのため、次数間高調波の増加に伴い、奇数次高調波として取り扱う高調波および偶数次高調波として取り扱う高調波が増加する。よって、次数間高調波の発生も無視することはできず、発生を抑制することが重要となる。
　図３に示す例では、入力電流Ｉｓに相当する充電電流が２回に１回低下するため、電源周波数が５０Ｈｚの場合は２５Ｈｚ成分が顕著に含まれることになる。この場合、次数間高調波である２５Ｈｚ成分が基本波成分である５０Ｈｚ成分に足し込まれるが、上述したように、基本波成分の限度値は高く設定されているため、この限度値に対する２５Ｈｚ成分の増加の影響は小さい。すなわち、２５Ｈｚ成分の増加に伴い基本波成分が限度値を超えてしまう可能性は低い。しかしながら、コンデンサ４ａおよび４ｂを充電する周期が長くなり、一定時間あたりの充電回数が減少するため、１回あたりの充電電流が大きくなる。１回あたりの充電電流が大きくなると、リアクトル２に流れる入力電流Ｉｓが大きくなることによるインダクタンスの低下による影響、整流器３に過大な電流が流れることによる損失悪化などが懸念される。そのため、このような電流が流れないようにする制御、すなわち、１回あたりの充電電流が大きくならないようにすることが必要となる。
　また、別の例として、図４に示すような、電源電圧Ｖｓに対して負荷電流Ｉｏを非同期で変動させた場合を考える。図４は、負荷電流Ｉｏを変動させながら負荷５を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図である。
　電源電圧Ｖｓに対して負荷電流Ｉｏを非同期で変動させた場合、負荷電流Ｉｏが小さい場合には直流電圧Ｖｄｃの低下は小さくなり、電源電圧Ｖｓによる充電量が小さくなるため、入力電流Ｉｓは低下する。また、電源電圧Ｖｓが低く（ゼロに近い）、かつ、負荷電流Ｉｏが大きい場合、直流電圧Ｖｄｃが大きく低下する。このような状態で電源電圧Ｖｓの正または負のピークが発生すると、コンデンサ４ａおよび４ｂへの充電電流が大きくなり、入力電流Ｉｓは増加する。このような、負荷電流Ｉｏの変動周期と電源電圧Ｖｓの変動周期とが異なる場合、入力電流Ｉｓに以下の成分が含まれる。一例として、電源周波数を５０Ｈｚとした時に、負荷電流Ｉｏが電源電圧Ｖｓと非同期で変動する場合の入力電流Ｉｓに含まれる電流成分について図５に記載する。図５は、電源電圧Ｖｓの周波数が５０Ｈｚの場合において、負荷電流Ｉｏが変動した場合に入力電流Ｉｓに生じる周波数成分を表す図である。なお、電源周波数が６０Ｈｚの時に負荷電流Ｉｏが電源電圧Ｖｓと非同期で変動する場合の入力電流Ｉｓに含まれる電流成分についても、以下により同様に求めることが可能である。
　図５の左端の列に記載の周波数（０，５，１０，…，１００）は、周期的に変化する負荷電流Ｉｏの波形（図４参照）の周波数、すなわち、負荷電流Ｉｏの変動周波数である。以下では、この周波数を負荷電流変動周波数と称する場合がある。
　図５の１行目に示す数値の範囲（７５～１２５，１２５～１７５，…，２７５～３２５）は、周波数の範囲を表し、上述した、次数間高調波のグルーピングを行う際の単位となる。すなわち、上記の規格６１０００－４－７の規定に従うグルーピングでは、図５の１行目に示す範囲のそれぞれに含まれる次数間高調波を１つのグループとする。例えば、７５～１２５Ｈｚの範囲に含まれる次数間高調波は同じグループに属することになる。図５の３行目以降の左端の列以外の各列に記載した数値は、入力電流Ｉｓに含まれる次数間高調波の周波数を示す。
　図５の２行目の左端の列以外の記載（２次，３次，…，６次）は、電源周波数の高調波の次数であり、グルーピングされた次数間高調波が足し込まれる先を表す。例えば、「２次」と記載された列の次数間高調波（７５Ｈｚ，８０Ｈｚ，…）、すなわち、７５～１２５Ｈｚの範囲の次数間高調波は、２次高調波に足し込まれる。なお、グルーピングを行う範囲それぞれの境界となる周波数（１２５Ｈｚ，１７５Ｈｚ，２２５Ｈｚ，…）の次数間高調波は、その半分が、この次数間高調波を含む２つの範囲のそれぞれに対応する奇数次高調波および偶数次高調波の一方に足し込まれ、残り半分が、他方に足し込まれる。
　負荷電流Ｉｏを周期的に変化させた場合に発生する具体的な電流成分について説明する。なお、以下の説明では、電源電圧Ｖｓの基本波成分の周波数（５０Ｈｚ）を電源周波数１ｆと記載し、電源電圧Ｖｓの高調波成分の周波数（１００Ｈｚ，１５０Ｈｚ，２００Ｈｚ，…）を、電源周波数２ｆ，電源周波数３ｆ，電源周波数４ｆ，…と記載する。
　交流電源１の負荷電流Ｉｏの変動を問わず発生する電流成分として、以下の(1)に示す周波数の電流成分がある。
(1)電源周波数１ｆ，電源周波数３ｆ，電源周波数５ｆ，…，電源周波数（２ｎ－１）ｆ、（ｎ＝１，２，３，…）
　「電源周波数１ｆ」は電源電流の基本波の周波数を表し、「電源周波数（２ｎ－１）」は電源電流の２ｎ－１次高調波の周波数を表す。すなわち、基本波成分と、奇数次高調波成分とが、交流電源１の負荷電流Ｉｏの変動を問わず発生する。
　負荷電流Ｉｏの基本波成分の影響により入力電流Ｉｓに発生する電流成分として、以下の(2)～(7)に示す周波数の電流成分がある。なお、「電源周波数３ｆ」は電源電流の３次高調波の周波数を表し、「電源周波数５ｆ」は、電源電流の５次高調波の周波数を表す。
(2)電源周波数１ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(3)電源周波数１ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(4)電源周波数３ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(5)電源周波数３ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(6)電源周波数５ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
(7)電源周波数５ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数|｝
　また、負荷電流Ｉｏの２次高調波成分の影響により入力電流Ｉｓに発生する電流成分として、以下の（8）～（13）に示す周波数の電流成分がある。なお、これらは、図５中では括弧内に記載している（例えば「（80,120）」が該当）。
(8)電源周波数１ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(9)電源周波数１ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(10)電源周波数３ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(11)電源周波数３ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(12)電源周波数５ｆ－｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
(13)電源周波数５ｆ＋｛電源周波数１ｆ－|電源周波数１ｆ－負荷電流変動周波数×２|｝
　このように、(1)に示した周波数の電流成分以外については、電源周波数と負荷電流変動周波数とに依存して発生し、発生量は負荷電流Ｉｏの変動幅が大きいほど増加する。図５に示すように、５０Ｈｚ（電源周波数）の倍数である奇数次高調波および偶数次高調波ではなく、その間の次数間高調波になる場合がほとんどである。上記の規格６１０００－４－７で定められたグルーピング処理を行うと、例えば、負荷電流変動周波数が３０Ｈｚの場合には、周波数が８０Ｈｚ，９０Ｈｚ，１１０Ｈｚ，１２０Ｈｚの各電流成分が発生するが、これらは偶数次高調波の１００Ｈｚにグルーピングされるため、偶数次高調波が増加することになる。偶数次高調波は上記の規格６１０００－３－２などでは限度値が低く設定されているため、このような、偶数次高調波にグルーピングされる次数間高調波が発生すると、偶数次高調波が限度値を超過してしまう可能性が高まる。
　上記の(2)～(13)に示した周波数の次数間高調波は、負荷電流変動周波数がゼロとなれば、すなわち、負荷電流Ｉｏが直流となれば、発生しない。そのため、負荷電流Ｉｏが直流となるように制御部７が負荷５を制御すれば、図６に示すように入力電流Ｉｓのアンバランスが発生せず、次数間高調波の発生を抑制できることは明らかである。図６は、電力変換装置１００が定電流で負荷５を動作させた場合の電流および電圧の波形の一例を示す図である。
　なお、図７に示すようなケース、具体的には、負荷電流Ｉｏの変動量である変動幅が小さい場合は、入力電流Ｉｓのアンバランスの発生量も小さくなり、偶数次高調波への影響が小さくなる。すなわち、偶数次高調波に足し込まれる次数間高調波の発生量が少なくなる。このアンバランスの発生量はリアクトル２のインダクタンス値およびコンデンサ４ａ，４ｂの静電容量値によっても変化する。図７は、電力変換装置１００が負荷電流Ｉｏを変動させながら負荷５を動作させた場合の電流および電圧の波形の他の例を示す図である。図７に示す例では、図４に示す例と比較して、負荷電流Ｉｏの変動量が約１／８となっており、入力電流Ｉｓのアンバランス発生が抑制されていることがわかる。
　一般的に、インダクタンスや静電容量が大きい方が上記のアンバランスの発生量は小さくなる。そのため、負荷電流Ｉｏの変動周波数および電源周波数に基づいて、負荷変動が許容できる範囲でリアクトル２およびコンデンサ４ａ，４ｂを設計してこれらの素子のインダクタンスおよび静電容量が必要以上に大きくなるのを防止して素子の小型化を実現することで、低コスト化を図りながら高調波電流が限度値を超えることを抑制することが可能となる。
　ここで、モータ駆動などのような定電力負荷を想定した場合に、リアクトル２およびコンデンサ４ａ，４ｂの容量に応じてアンバランスが発生し始める負荷電力についての解析結果を図８に示す。図８は、電力変換装置１００のリアクトル２のインダクタンス値とコンデンサ４ａ，４ｂの静電容量値との組み合わせと、入力電流Ｉｓがアンバランスとなる電力値との関係を示す図である。図８において「負荷電力」は、入力電流Ｉｓのアンバランスが発生し始める負荷電力の値を表す。入力電流Ｉｓのアンバランスが発生し始める、とは、次数間高調波の発生量が大きくなり高調波電流が限度値を超える状態になり始めることを意味する。図８に示すように、リアクトル２のインダクタンス値が３ｍＨかつコンデンサ４ａ，４ｂの静電容量が１０００μＦの場合、負荷電力が５００Ｗになると入力電流Ｉｓのアンバランスが発生し始める。図８において「共振周波数」は、リアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂの共振周波数を表す。
　リアクトル２のインダクタンス値およびコンデンサ４ａ，４ｂの静電容量と入力電流Ｉｓのアンバランスが発生し始める負荷電力との関係を解析した結果、図８に示す解析結果から、リアクトル２のインダクタンス値が大、または、コンデンサ４ａ，４ｂの静電容量値が大となると、負荷電力が増加してもアンバランスを抑制可能であることがわかる。
　図９は、図８に示す負荷電力と共振周波数との関係を表す図である。図９は、電力変換装置１００への入力電流Ｉｓのアンバランスが発生する負荷電力を横軸に、リアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂの共振周波数を縦軸に取ったグラフである。図９に示すように、負荷電力の増加に合わせて共振周波数が小となるようにリアクトル２およびコンデンサ４ａ，４ｂを設計することにより、入力電流Ｉｓのアンバランスを抑制することが可能となる。
　実際には、リアクトル２の巻線抵抗および鉄損成分、コンデンサ４ａ，４ｂの内部抵抗による影響、配線インピーダンスの影響、負荷電力が定電力ではなく変動している場合などもあるため、必ずしも一致するわけではないが、図９に示すようにリアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂの共振周波数を１１０Ｈｚ超に設定すると、アンバランスを誘発しやすくなるため、１１０Ｈｚ以下に設定することで、入力電流Ｉｓのアンバランスを解消しやすい状態にできる。
　共振周波数の設定は１１０Ｈｚ以下かつ負荷電力に応じて変化するが、負荷電流Ｉｏを一定に制御することにより、共振周波数が大の場合でも入力電流Ｉｓのアンバランスを抑制することが可能となる。そのため、脈動する負荷電流Ｉｏの変動量と、リアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂの共振周波数、入力電流Ｉｓを勘案してそれぞれ設定することで、リアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂのコストを低減させることが可能となる。
　なお、従来の一般的なシングルロータリ圧縮機やツインロータリ圧縮機などのモータの負荷において、負荷トルクの脈動による速度変動に伴う振動の増加を抑制するために、モータが出力するトルクを負荷トルクの脈動と略一致させることで速度変動を防止しており、加えて消費電力が大きくなりすぎないようモータの出力トルクを抑制するよう動作させている。
　このような動作の場合、負荷トルクに応じて負荷電流が変動し、前述の通り入力電流の高調波電流が増加してしまう。モータを駆動するインバータの場合には、負荷電力は機械角周波数ωとトルクτの積で電力が決まる。そのため、機械角周波数ωを変動させるか、トルクτを変動させることで負荷電流Ｉｏを一定に近づけるよう制御させることが可能である。
　ただし、さらに電源高調波電流が増加しないよう、負荷電流の脈動を抑制するように動作させると、電源電流の振動が増加してしまう懸念がある。一般的なモータの場合、電力変動は負荷トルクに比例し、慣性モーメントに反比例する。負荷トルクの変動による負荷電流の変動量が許容できない場合には、慣性モーメントを大きくするよう設計することで対応することが可能となる。このような対応を行うことで、振動の抑制と電源高調波電流の抑制を両立させることができる。すなわち、電力変換装置１００の制御部７は、負荷電流Ｉｏの変動量が許容可能な範囲となるよう、換言すれば、負荷電流Ｉｏの変動量が定められた値以下となるよう、負荷５を制御する。許容可能な範囲とは、電源電流の次数間高調波発生の影響を受ける偶数次高調波が規格の限度値以下の状態を維持可能な範囲であり、リアクトル２のインダクタンス値、コンデンサ４ａ，４ｂの静電容量などを考慮して予め決定しておく。
　また、入力電流Ｉｓの高調波電流とモータの振動の両立が困難な場合は、前述の通りリアクトル２とコンデンサ４ａ，４ｂの共振周波数を１１０Ｈｚ以下に設定することで、負荷電力に対する入力電流Ｉｓの安定性を向上させることが可能となる。
　なお、空調用の圧縮機駆動用インバータのスイッチング周波数は、電源高調波規制値である４０次高調波の２ｋＨｚ（電源周波数が５０Ｈｚ時）または２．４ｋＨｚ（電源周波数が６０Ｈｚ時）よりも高い。インバータにおける負荷電流はスイッチング周波数に応じたパルス状となるが、このパルス状の電流は電源高調波に影響を与えにくい。そのため、負荷電流の脈動成分は電源高調波規制値である４０次高調波の周波数以下を抑制するようにすればよい。
　つづいて、電力変換装置１００が備える制御部７のハードウェア構成について説明する。図１０は、実施の形態１にかかる電力変換装置１００が備える制御部７を実現するハードウェア構成の一例を示す図である。電力変換装置１００の制御部７は、例えば、図１０に示すプロセッサ９１およびメモリ９２により実現される。
　プロセッサ９１は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit、中央処理装置、処理装置、演算装置、マイクロプロセッサ、マイクロコンピュータ、プロセッサ、ＤＳＰ（Digital　Signal　Processor）ともいう）である。メモリ９２は、ＲＡＭ（Random　Access　Memory）、ＲＯＭ（Read　Only　Memory）、フラッシュメモリー、ＥＰＲＯＭ（Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）等である。なお、メモリ９２には電力変換装置１００の制御部７として動作するためのプログラムが格納され、このプログラムをプロセッサ９１が読み出して実行することにより制御部７が実現される。メモリ９２に格納される上記のプログラムは、例えば、ＣＤ（Compact　Disc）－ＲＯＭ、ＤＶＤ（Digital　Versatile　Disc）－ＲＯＭなどの記憶媒体に書き込まれた状態でユーザ等に提供される形態であってもよいし、ネットワークを介して提供される形態であってもよい。
　なお、制御部７は、専用の処理回路、例えば、単一回路、複合回路、ＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）、ＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）、またはこれらを組み合わせた回路で実現することも可能である。
　以上説明したように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００において、負荷５を制御する制御部７は、負荷５に流れる電流である負荷電流Ｉｏが脈動する際の変動量が定められた範囲となるように、具体的には、変動量が小さくなるように、負荷５を制御する。これにより、電力変換装置１００は、交流電源１から供給される交流電力を整流する際に発生する電源電流（入力電流Ｉｓ）の高調波を抑制できる電源電流の高調波の発生を抑制することができる。
実施の形態２．
　実施の形態１で説明した電力変換装置１００および１００ａは、直流電圧で動作する負荷を駆動する装置に適用することができる。
　以下、実施の形態１で説明した電力変換装置１００または１００ａを適用可能な装置の一例として、ヒートポンプ装置を説明する。
　図１１は、実施の形態２にかかるヒートポンプ装置２００の構成例を示す図である。実施の形態２にかかるヒートポンプ装置２００は、実施の形態１で説明した電力変換装置１００を備える。
　また、ヒートポンプ装置２００は、四方弁９０２と、図１などに示した負荷５を構成する圧縮機９０３と、熱交換器９０６と、膨張弁９０８と、熱交換器９１０とが、冷媒配管９１２を介して取り付けられた構成の冷凍サイクルを備えている。
　圧縮機９０３には、冷媒配管９１２内を循環する冷媒を圧縮する圧縮機構９０４と、圧縮機構９０４を動作させるモータ９０５とが設けられている。モータ９０５は電力変換装置１００から電力の供給を受けて駆動する。
　このような構成のヒートポンプ装置２００は、例えば、空気調和機、ヒートポンプ給湯機、冷蔵庫、冷凍機等に利用することができる。
　以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。
　１　交流電源、２　リアクトル、３，３０　整流器、４，４０　平滑部、４ａ，４ｂ，４１　コンデンサ、５　負荷、６　電流検出器、７　制御部、１００，１００ａ　電力変換装置、２００　ヒートポンプ装置、９０２　四方弁、９０３　圧縮機、９０４　圧縮機構、９０５　モータ、９０６，９１０　熱交換器、９０８　膨張弁、９１２　冷媒配管。

Claims (4)

  1. 　交流電源から供給される交流電力を整流して負荷に供給するコンバータと、
    　前記負荷に流れる電流が脈動する際の前記電流の変動量が定められた値以下となるよう前記負荷を制御する制御部と、
    　を備える電力変換装置。
  2. 　前記交流電源と前記コンバータとの間に設けられたリアクトルと、
    　前記コンバータと前記負荷との間に設けられ、前記コンバータが出力する電圧を平滑化するコンデンサと、
    　を備え、
    　前記定められた値を、前記リアクトルのインダクタンス値と、前記コンデンサの静電容量値と、前記交流電源から前記コンバータに流れる電流の偶数次高調波成分について規格で定められた限度値とに基づいて決定した値とする、
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記リアクトルと前記コンデンサの共振周波数を１１０Ｈｚ以下とする、
    　請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　請求項１から３のいずれか一つに記載の電力変換装置を備えるヒートポンプ装置。
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