JP4591761B2 - Ｐｗｍサイクロコンバータとその制御方法 - Google Patents

Description

本発明は、ＰＷＭサイクロコンバータおよびその制御方法に関する。

従来のＰＷＭサイクロコンバータには特許文献１がある。従来例はＰＷＭサイクロコンバータが転流するときに、双方向スイッチを通して交流電源短絡を起さないように、また、出力解放が起こらないようにしている。出力が解放されると回路のインダクタンスに流れていた電流を強制的に切ることになるので、Ｌ＊ｄｉ／ｄｔに対応した電圧を発生し、双方向スイッチの耐圧を超え、インダクタンスに蓄えられていたエネルギーが大きい場合は双方向スイッチを破壊してしまう。また、交流電源を双方向スイッチで短絡すると、大電流が流れ双方向スイッチを焼損する。

従来例の回路構成と転流シーケンスを図により説明する。図２に従来例の回路構成を図２に示す。図２において、１０１は交流電源、１０２は交流ラインフィルタ、１０３は電源電圧検出回路、１０４はゲートドライバ、１０５は転流シーケンス切替回路群、１０６はコントローラ、１０７は電流方向検出回路群、１０８は交流電動機、１０９は双方向スイッチモジュール、１１０〜１１８は双方向スイッチである。

次に従来例の動作について説明する。双方向スイッチ１１０〜１１８には、双方向スイッチ１１０〜１１８に流れる電流の方向を判別する電流方向検出回路群１０７が接続され、また、電流方向検出回路群１０７の出力と、ＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取り込み、電流方向検出回路群１０７とＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号の状態により、双方向スイッチ１１０〜１１８の点弧順序を切り替える転流シーケンス切り替え回路１０５とを備えている。電流方向検出回路群１０７は、図９に示すように電流方向検出回路１２１ａ〜１２１ｃからなっており、双方向スイッチ１１０〜１１８の両端に第１、第２のダイオード１３０のカソード側を接続し、第１、第２のダイオード１３０のアノード側は抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して、絶縁された直流電源Ｂの＋側を接続し、第１のダイオード１３０のアノードと第２のダイオード１３０のアノードの電位差を検出し、双方向スイッチ１１０〜１１８に流れる電流の方向を判別する。図９は出力１相あたりの回路ブロック図である。図９において、１２０ａ，１２０ｂ，１２０ｃ・・・は転流シーケンス切り替え回路、１２１ａ，１２１ｂ，１２１ｃ・・・は電流方向検出回路、１２２ａ，１２２ｂ，１２２ｃ・・・は１スイッチあたりのゲートドライブ回路で、それぞれ双方向スイッチ１１０，１１１，１１２・・・と同数設ける。双方向スイッチ１１０の両端Ｔ１，Ｔ１’及び双方向スイッチ内トランジスタＴｒ１，Ｔｒ１’の接続点Ｅ１と電流方向検出回路１２１を接続する。電流方向検出回路１２１の出力Ｚ１は転流シーケンス切り替え回路１２０に入力される。また、転流シーケンス切り替え回路１２０にはコントローラ６からＰＷＭ指令Ｃ１、同一出力相内の順方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ２，Ｔｒ３に入力される他のスイッチのゲート信号Ｇ１，Ｇ２，Ｇ３も入力され、転流シーケンスを切り替える。転流シーケンス切り替え回路１２０からは、同一双方向スイッチ内の順方向、方向トランジスタＴｒ１，Ｔｒ１’を駆動するゲート信号Ｇ１，Ｇ１’が出力され双方向スイッチ１１０を駆動する。同一出力相内の他の双方向スイッチ１１１，１１２も同様な回路構成となっている。

次に、必要となる転流シーケンスを図１０に基づいて説明する。電流が電源電圧１０１から交流電動機１０８に流れている場合には図１０（ａ）のシーケンス、電流が交流電動機１０８から電源電圧１０１に流れている場合には図１０（ｂ）のシーケンスを選択する。このとき、双方向スイッチ１１０をＯＮする場合は同一出力相内の他の双方向スイッチ１１１，１１２の電流方向、双方向スイッチ１１０をＯＦＦする場合にはＯＦＦしようとする双方向スイッチ１１０の電流方向に対する情報が必要であることがわかる。具体的には、交流電源１０１より交流電動機１０８に電流が流れている場合にはまずＴｒ１’をＯＦＦとする。このとき、交流電動機１０８に流れる電流はＴｒ１を通して流れているので電流を遮断することはない。次にＴｒ２をＯＮとする。このとき電源電圧がＶ１＞Ｖ２の場合にはＴｒ１を介した実線のループを電流が流れ、Ｖ２＞Ｖ１の場合にはＴｒ２を介した破線のループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。次にＴｒ１をＯＮとするが、Ｖ１＞Ｖ２のときはこの時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後にＴｒ２’をＯＮとして転流を完了する。次に、交流電動機１０８より交流電源１０１に電流が流れている場合（図１０（ｂ））にはまずＴｒ１をＯＦＦとする。このとき、交流電動機１０８に流れる電流はＴｒ１’を通して流れているので電流を遮断することはない。次にＴｒ２’をＯＦＦとする。このとき電源電圧がＶ１＜Ｖ２の場合にはＴｒ１’を介した実線のループを電流が流れ、Ｖ２＜Ｖ１の場合にはＴｒ２’を介した破線のループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。次にＴｒ１をＯＦＦとするが、Ｖ１＜Ｖ２のときはこの時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後にＴｒ２をＯＮとして転流を完了する。以上の転流シーケンスを用いることで、電源短絡、出力解放を起さないで、転流することができる。

図５に従来例の転流シーケンスを示す。入力電圧位相をＶｒ＜Ｖｓ＜Ｖｔ、電流方向を交流電源からモータを正と仮定している。ここではＵ相の出力へ接続している双方向スイッチの動作のみについて述べているがＶ相、Ｗ相のスイッチモジュールについても同様の動作となる。
区間（１）〜（４）においてＲ相からＳ相への転流動作を説明する。ここでΔＴは双方向スイッチのスイッチング時間を考慮した遅れ時間である。
区間（１）・・・Ｒ相の電流の流れていないＴｒ１‘をＯＦＦする。
区間（２）・・・ΔＴ後、Ｓ相の電流が流れるＴｒ２をＯＮする。
区間（３）・・・ΔＴ後、Ｒ相の電流の流れているＴｒ１をＯＦＦする。
区間（４）・・・ΔＴ後、Ｓ相の電流の流れないＴｒ２‘をＯＮする。
同様にＳ相→Ｔ相、Ｔ相→Ｓ相、Ｓ相→Ｒ相への転流も図５に示すように行われる。仮に出力電流方向が負であった場合はＴｒ１とＴｒ１‘、Ｔｒ２とＴｒ２’、Ｔｒ３とＴｒ３‘のスイッチングタイミングがそれぞれ入れ替わる。
以上述べたように、従来の転流シーケンスはＰＷＭ指令と出力電流方向によって電源短絡、出力が解放がおこらないように転流を行っている。
特開平１１−９８８４０号公報

しかしながら従来の転流シーケンスでは、１つの転流が完了するのに４ΔＴの時間を要するため本来出力されるべき出力電圧指令と、実際に出力される出力電圧との間に誤差が生じてしまうという問題があった。
例えば図７に示すようなＰＷＭ指令の場合、中間相の点弧時間が４ΔＴ以下であるので出力電圧は中間相が出力されず出力指令との間に誤差が生じている。
本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、電源短絡、出力開放が起こらず、正確な電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータとその駆動方法を提供することを目的とする。

請求項１記載の本発明は、多相交流電源の各相と多相出力の各相を双方向スイッチで接続し、電圧指令に応じて前記双方向スイッチをＰＷＭ制御し、電圧指令に応じた電圧を負荷に出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、交流電源の電圧位相を検出する入力電圧検出回路と、出力電流の方向を検出する出力電流検出回路と、入力電圧検出回路の出力信号および出力電流検出回路の出力信号の論理状態に基づき前記双方向スイッチの点弧順を切り替える転流シーケンス制御回路とを備え、転流シーケンス制御回路は、入力電圧検出信号と出力電流検出信号との論理状態に基づき信号を出力する論理回路と、論理回路の出力信号によりデータをセットされる複数のシフトレジスタとを有するようにしたものである。
請求項２記載の本発明は、多相交流電源の各相と多相出力の各相を双方向スイッチで接続し、電圧指令に応じて前記双方向スイッチをＰＷＭ制御し、電圧指令に応じた電圧を負荷に出力するＰＷＭサイクロコンバータの駆動方法において、交流電源の電圧位相を検出し、出力電流の方向を検出し、電圧位相と出力電流からシフトレジスタに点弧タイミングデータをセットし、タイミングデータに応じて前記双方向スイッチを点弧するようにしたものである。

本発明によると、電源が短絡せず、電源とモータのパスがオープンにならず、正確な電圧を出力するＰＷＭサイクロコンバータが可能となる。

以下、本発明の実施の形態について図１、３、４を参照して説明する。
図１は、本発明のサイクロコンバータの基本構成図である。図１において、入力電電圧検出回路は交流電源１の位相を検出し転流シーケンス制御回路７とコントローラ８に入力電圧位相Ａを出力している。コントローラ８は出力電圧指令と入力電圧位相ＡよりＰＷＭ指令Ｄを転流シーケンス制御回路７へ出力する。また出力電流検出回路１２は、電流検出器９、１０，１１の信号により出力電流方向Ｅを検出し転流シーケンス制御回路７へ出力している。転流シーケンス制御回路７はＰＷＭ指令Ｄ、入力電圧位相Ａ、出力電流方向Ｅの論理状態に基づいて転流シーケンス制御を行いゲート信号Ｃをゲートドライバ６へ出力する。ゲートドライバ６はゲート信号Ｃをゲート駆動信号Ｂに変換し双方向スイッチを駆動する。

図３は、本発明の転流シーケンス制御回路の構成図である。図３の回路は双方向スイッチの組数だけ構成される。図１に示す回路構成では双方向スイッチが９組あるので図３の回路も９個構成される。
エッジ検出回路１６はラッチ回路１４，１５にてＰＷＭ指令の更新タイミングＨを検出し論理判定回路１７へ出力する。論理判定回路１７は図４に示す論理回路にて構成される。
シフトレジスタＡ，Ｂ，Ｃは任意のｎビットで構成されシフトクロックによって下位ビットから上位ビットへデータがシフトされ最上位ビットが出力される。ここでΔＴを双方向スイッチのスイッチング遅れ時間とすると、シフトクロックはΔＴ／ｎの周期で入力される。つまりシフトレジスタのデータはスイッチング遅れ時間ΔＴで全て更新される。またシフトレジスタＡは論理判定回路１７の出力Ｉ、シフトレジスタＢは論理判定回路１７の出力Ｊによって全ビットが１にセットされる。シフトレジスタＣの出力Ｃがゲート信号となりゲートドライブ回路に入力される。
本発明が特開平１１−９８８４０の発明と異なる部分は、転流シーケンス制御回路７に入力電圧位相Ａと出力電流方向Ｅを入力している部分と、転流シーケンス制御回路は、入力電圧位相と出力電流方向の状態を判定する論理回路と、その論理回路にて制御されるシフトレジスタにより構成されている部分である。

図６に本発明の転流シーケンスを示す。図５と同様に入力電圧位相をＶｒ＜Ｖｓ＜Ｖｔ、電流方向を交流電源→モータと仮定している。ここではＵ相の出力へ接続しているスイッチモジュール３の動作のみについて述べているがＶ相、Ｗ相のスイッチモジュールについても同様の動作となる。
区間（１）〜（９）においてＲ相→Ｓ相→Ｔ相への転流動作を説明する。
区間（１）・・・ 電流が流れていないＴｒ１‘をＯＦＦする。
電圧方向＝正、電流方向＝正なのでR相のシフトレジスタＡの全ビットに１がセットされる。
区間（３）・・・ Ｔｒ２がＯＮ
区間（４）・・・ Ｔｒ１がＯＦＦ
区間（５）・・・ Ｓ相→Ｔ相の転流が開始されるのでＴｒ２‘はＯＦＦのまま。
電圧方向＝正、電流方向＝正なのでＳ相のシフトレジスタＡの全ビットに１がセットされる。
区間（７）・・・ Ｔｒ３がＯＮ
区間（８）・・・ Ｔｒ２がＯＦＦ
区間（９）・・・ 転流シーケンスが終了したのでＴｒ３‘がＯＮとなる。
次に区間（１３）〜（２０）でのＴ相→Ｓ相→Ｒ相の転流動作を説明する。
区間（１３）・・・ 電流が流れていないＴｒ３‘をＯＦＦする。
電圧方向＝負、電流方向＝正なのでＳ相のシフトレジスタＢの全ビットに１がセットされる。
区間（１４）・・・ Ｔｒ２がＯＮ
区間（１５）・・・ Ｔｒ３がＯＦＦ
区間（１６）・・・ 転流シーケンスが終了したのでＴｒ２‘がＯＮとなる。
区間（１７）・・・ 電流が流れていないＴｒ２‘をＯＦＦする。
電圧方向＝負、電流方向＝正なのでＲ相のシフトレジスタＢの全ビットに１がセットされる。
区間（１８）・・・ Ｔｒ１がＯＮ
区間（１９）・・・ Ｔｒ２がＯＦＦ
区間（２０）・・・ 転流シーケンスが終了したのでＴｒ１‘がＯＮとなる。
仮に電流方向がモータ→交流電源の場合は、Ｔｒ１とＴｒ１‘、Ｔｒ２とＴｒ２’、Ｔｒ３とＴｒ３‘が入れ替わる。

図１１は本発明の制御方法を示すフローチャートである。図１１において、ステップＳＴ１で交流電源の電圧位相を検出し、ステップＳＴ２で出力電流の方向を検出する。次にステップＳＴ３で電圧位相と電流の方向からレジスタに点弧タイミングデータを設定する。次に点弧パルスを発生して次に転流に備える。
図１２は従来例のシミュレーション波形で出力電流と電源のニュートラルからみた出力電圧で、条件は１ｍＨ、１ΩのＬＲ負荷、転流時間を２００μｓとしている。図１３は本発明を適用したときのシミュレーションで転流切替時間は５０μｓとしている。波形が大幅に改善されていることがわかる。
以上述べたように転流が行われるので、図６のように電源短絡および出力開放がおこらず、かつ出力電圧指令と同一の出力電圧が得られる転流シーケンスが行われることが分かる。また、従来の転流シーケンスでは正常な電圧が出力されない電圧指令パターンにおいても図８のように電源短絡および電源とモータのパスがオープンにならず、かつ正確な電圧出力を得ることができる。

本発明のＰＷＭコンバータは大形の一般産業機械や工作機械など精密な制御が要求される用途に適用できる。

本発明の実施例を示すＰＷＭサイクロコンバータの基本構成 従来のＰＷＭサイクロコンバータの基本構成 本発明の実施例を示す転流シーケンス制御回路の構成 本発明の実施例を示す論理判定回路の構成 従来の転流シーケンス動作原理 本発明の転流シーケンス動作原理 従来の転流シーケンス動作原理 本発明の転流シーケンス動作原理 従来例の説明図 従来例の説明図 本発明の制御方法のフローチャート 従来例のシミュレーション 本発明のシミュレーション

符号の説明

１ 交流電源
２ 入力電源電圧検出回路
３、４、５、 双方向スイッチモジュール
６ ゲートドライバ
７ 転流シーケンス制御回路
８ コントローラ
９、１０、１１ 出力電流検出器
１２ 出力電流検出回路
１３ モータ
１４、１５ ラッチ回路
１６ エッジ検出回路
１７ 論理判定回路
１８ シフトレジスタＡ
１９ シフトレジスタＢ
２０ シフトレジスタＣ
Ａ 入力電流位相
Ｂ ゲート駆動信号
Ｃ ゲート信号
Ｄ ＰＷＭ指令
Ｅ 出力電流方向
Ｆ 次ＰＷＭ指令
Ｇ 現ＰＷＭ指令
Ｈ ＰＷＭ指令更新エッジ信号
Ｉ シフトレジスタＡセット信号
Ｊ シフトレジスタＢセット信号

Claims (2)

1. 多相交流電源の各相と多相出力の各相を双方向スイッチで接続し、電圧指令に応じて前記双方向スイッチをＰＷＭ制御し、前記電圧指令に応じた電圧を負荷に出力するＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
   前記交流電源の電圧位相を検出する入力電圧検出回路と、
   出力電流の方向を検出する出力電流検出回路と、
   前記入力電圧検出回路の出力信号および前記出力電流検出回路の出力信号の論理状態に基づき前記双方向スイッチの点弧順を切り替える転流シーケンス制御回路とを備え、
   前記転流シーケンス制御回路は、前記入力電圧検出信号と前記出力電流検出信号との論理状態に基づき信号を出力する論理回路と、前記論理回路の出力信号によりデータをセットされる複数のシフトレジスタとを有することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。
2. 多相交流電源の各相と多相出力の各相を双方向スイッチで接続し、電圧指令に応じて前記双方向スイッチをＰＷＭ制御し、前記電圧指令に応じた電圧を負荷に出力するＰＷＭサイクロコンバータの駆動方法において、
   前記交流電源の電圧位相を検出し、
   出力電流の方向を検出し、
   前記電圧位相と前記出力電流からシフトレジスタに点弧タイミングデータをセットし、
   前記タイミングデータに応じて前記双方向スイッチを点弧することを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータの制御方法。
   

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