JP4168842B2 - 交流−交流直接変換形電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置（以下、単に直接変換装置ともいう）に関し、特に、電源の短絡や負荷端の開放を防止するための転流方法に特徴を有する直接変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、この種の直接変換装置として周知であるマトリクスコンバータの概念的な回路図である。なお、図６では、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と出力相のＵ相との間に接続される交流スイッチを示してあるが、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と他の出力相であるＶ相、Ｗ相との間に接続される交流スイッチも同様の接続構成であり、図７に示すように、三相交流電源ＡＣとモータ等の負荷Ｍとの間に合計９個の交流スイッチが接続されることになる。
図６において、マトリクスコンバータの出力相（Ｕ相）一相分は、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ及び交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に接続されるＩＧＢＴ等の単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕにより、双方向性の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣが構成される。
【０００３】
上記マトリクスコンバータでは、電源の短絡及び負荷端の開放を防止するため、転流時間を設ける必要がある。すなわち、電源の短絡は過大な短絡電流によってスイッチを破壊する原因となり、また、負荷が誘導性の場合には負荷端の開放により誘導性エネルギーの還流経路が消失し、過大なサージ電圧がスイッチに印加されてスイッチを破壊するため、これらを防止することが必要である。
【０００４】
このため、例えば図６の交流スイッチＳＡ，ＳＢをオン、オフするには、まず対向アームの逆バイアスが印加される単方向スイッチをオンし、転流発生時間が経過した後に、順バイアスが印加される単方向スイッチをオフする必要がある。すなわち、線間電圧ｖＲＳが正のときには、まずスイッチＳｓｕをオンし、転流発生時間が経過した後にスイッチＳｒｕをオフしている。
【０００５】
この種の技術は、例えば後述の特許文献１に記載されており、各相の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣに印加されている電源電圧の大きさを検出し、電源電圧の大きな相から小さな相への転流モードであるか電源電圧の小さな相から大きな相への転流モードであるかを判別し、各モードに応じて転流パターンを生成する。また、各交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣの両端の電圧を検出し、同一出力相内の単方向スイッチを駆動する他のゲートパルスに基づいて、多相の交流スイッチ内の単方向スイッチのオンオフ順序を切り替えて転流パターンを発生する必要がある。
【０００６】
ここで、図８は、図６における各相の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣを、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電圧の大きさに応じて最大電圧相ｖｍａｘ、中間電圧相ｖｍｉｄ、最小電圧相ｖｍｉｎにそれぞれ接続される交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３に置き換えて表したものである。従って、図８の交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及び単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂは、図６に示した交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣ及び単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕと物理的に一致するものではなく、例えば図８における交流スイッチＳ１は図６の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣの何れかになり得る。
【０００７】
また、図８において、最大電圧相ｖｍａｘ、中間電圧相ｖｍｉｄ、最小電圧相ｖｍｉｎとの接続関係に起因する印加電圧の極性から、サフィックスａを付した単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ３ａはＩＧＢＴモードで動作するスイッチ、サフィックスｂを付した単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂは還流ダイオードモードで動作するスイッチをそれぞれ示している。
【０００８】
一方、中間電圧相ｖｍｉｄに接続される交流スイッチＳ２の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａについては、最大電圧相ｖｍａｘ及び中間電圧相ｖｍｉｄ間でスイッチングする場合（交流スイッチＳ２が下アームとして動作する場合）と、中間電圧相ｖｍｉｄ及び最小電圧相ｖｍｉｎ間でスイッチングする場合（交流スイッチＳ２が上アームとして動作する場合）とで、ＩＧＢＴモード、還流ダイオードモードになるスイッチが何れも入れ替わることになる。このため、サフィックスを２ａ／ｂ，２ｂ／ａとしてある。
例えば、最大電圧相ｖｍａｘ及び中間電圧相ｖｍｉｄ間の交流スイッチＳ１，Ｓ２でスイッチングする場合には、スイッチＳ２ａ／ｂがＩＧＢＴモード、スイッチＳ２ｂ／ａが還流ダイオードモードとなり、中間電圧相ｖｍｉｄ及び最小電圧相ｖｍｉｎ間の交流スイッチＳ２，Ｓ３でスイッチングする場合には、スイッチＳ２ａ／ｂが還流ダイオードモード、スイッチＳ２ｂ／ａがＩＧＢＴモードとなる。
【０００９】
次に、図９は、図８の交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及び単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂのパルスパターンの一例を示す図であり、Ｓ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は各交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３に対するゲートパルスである。なお、何れも“High”レベルがオン状態である。
ここでは、図９の時刻▲１▼〜▲４▼において交流スイッチＳ１，Ｓ２の単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａがオン、オフし、時刻▲５▼〜▲８▼において交流スイッチＳ２，Ｓ３の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂがオン、オフするものとする。
【００１０】
時刻▲１▼〜▲４▼における交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流は、時刻▲１▼において、転流先の還流ダイオードモードの単方向スイッチＳ２ｂ／ａをオンさせ、時刻▲２▼において、転流元のＩＧＢＴモードの単方向スイッチＳ１ａをオフさせ、時刻▲３▼において、転流先のＩＧＢＴモードの単方向スイッチＳ２ａ／ｂをオンさせ、時刻▲４▼において、転流元の還流ダイオードモードの単方向スイッチＳ１ｂをオフさせる合計４ステップにより実行させる。
ここで、時刻▲２▼〜▲３▼では単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ２ａ／ｂが何れもオフされるので電源短絡が防止され、時刻▲１▼，▲４▼では単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂまたはＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａを共にオンさせることによって負荷端の開放が防止される。
詳述はしないが、時刻▲５▼〜▲８▼における交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流動作も同様に考えることができ、時刻▲６▼〜▲７▼により電源短絡が防止され、時刻▲５▼，▲８▼で負荷端の開放が防止されている。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００１−６１２７６号公報（段落［０００５］，［００２９］，［図１］，［図３］等）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に開示されている転流方法では、中間電圧相ｖｍｉｄに接続されている交流スイッチＳ２に対するオン幅が短いときに、この交流スイッチＳ２を構成する両方の単方向スイッチが同時にスイッチングする場合がある。
以下に、この場合の動作を図１０を参照しつつ説明する。
【００１３】
図１０は、時刻▲１▼’〜▲４▼’において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流が行われ、時刻▲５▼’〜▲８▼’において交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流が行われる場合であって、中間電圧相ｖｍｉｄに接続された交流スイッチＳ２に対するゲートパルスＳ２ ＊のオン幅が短い場合の動作を示している。
図１０に示すように、交流スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチングによる転流発生期間中に交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチングが始まると、交流スイッチＳ２における還流ダイオードモードの単方向スイッチをＳ２ｂ／ａからＳ２ａ／ｂに切り替える必要が生じる。
【００１４】
つまり、交流スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング期間中に還流ダイオードモードであった単方向スイッチＳ２ｂ／ａが時刻▲５▼’でオフし、同時に、交流スイッチＳ２，Ｓ３のスイッチング期間が開始することによって単方向スイッチＳ２ａ／ｂを還流ダイオードモードで動作させる必要があり、図１０に楕円ｅとして示すように、時刻▲５▼’では単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングすることになる。
【００１５】
しかし、スイッチングには遅れ時間があるため、時刻▲５▼’で瞬間的に単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが共にオフする期間が生じて負荷端が開放され、大きなサージ電圧が出力線間電圧に発生する恐れがある。
この問題は、交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチング期間中に交流スイッチＳ１，Ｓ２によるスイッチングが開始される場合も同様であり、負荷端の開放や電源の短絡などの転流失敗が発生する。その結果、サージ電圧や短絡電流によりスイッチング素子を破壊する恐れがある。
【００１６】
そこで本発明は、中間電圧相に接続されている交流スイッチのオン幅が短い場合でも、転流失敗による負荷端の開放や電源の短絡を発生させないようにした交流−交流直接変換形電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、三相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチをスイッチングする際に、最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチをオンさせる手段と、
を備えたものである。
【００１８】
請求項２に記載した発明は、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチ内の単方向スイッチを同時にスイッチングする手段と、
前記最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチを、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチがスイッチングしない期間でもオンさせる手段と、
を備えたものである。
【００１９】
請求項３に記載した発明は、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相の電圧値が最大電圧相または最小電圧相の電圧値と接近していることを検出する中間電圧接近検出手段と、
この検出手段により前記中間電圧相の電圧値の接近が検出された際に、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチをスイッチングせずにオフさせておく手段と、
を備えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、第１実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。図示する構成は直接変換装置の出力相一相（例えば図６に示したＵ相）分であり、出力相の他相についても同様に構成される。なお、ここでは、直接変換装置が図７に示すような三相−三相の直接変換を行うマトリクスコンバータであるものとして説明する。
【００２１】
図１の第１実施形態では、まず、三相交流電源の各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）の電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係を電源モード判定手段２により判定する。そして、判定した電源モードに基づいて、ゲートパルス並び替え手段１が、三相各相にそれぞれ接続される交流スイッチ（図６における交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣに相当）のゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを並び替え、図８のように最大電圧相ｖｍａｘに接続される交流スイッチＳ１に対するゲートパルスをＳ１ ＊、中間電圧相ｖｍｉｄに接続される交流スイッチＳ２に対するゲートパルスをＳ２ ＊、最小電圧相ｖｍｉｎに接続される交流スイッチＳ３に対するゲートパルスをＳ３ ＊とする。
ここで、前記ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔは、図示されていないＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭパルスである。
【００２２】
表１は、電源モード判定手段２による判定動作を示している。この判定手段２は、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大きさに着目し、Ｘ（Ｘ＝Ｒ，Ｓ，Ｔの何れか）相が最大のときＸＰ＝１（他相についてはＸＰ＝０）、Ｘ相が最小のときＸＮ＝１（他相についてはＸＮ＝０）として各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係を判定し、ＸＰ及びＸＮ（ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ）の“１”，“０”の組合せを電源モードI〜VIとして出力する。
【００２３】
【表１】
【００２４】
次に、表２は、ゲートパルス並び替え手段１の動作を示しており、電源モード判定手段２により判定された電源モードI〜VIに応じて、入力されたゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔをどのように並び替えてゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊として出力するかを示したものである。
【００２５】
【表２】
【００２６】
ここで、ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔをどのように並び替えるかは、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係、すなわちＸＰ及びＸＮ（ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ）の値に依存し、例えば表２のモードIではＳＮ＝１，ＴＰ＝１であるから、Ｓ相が最小電圧相、Ｔ相が最大電圧相（従ってＲ相が中間電圧相）となり、Ｓ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｓｕｓをゲートパルスＳ３ ＊に、Ｔ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｔｕｔをゲートパルスＳ１ ＊に、Ｒ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｒｕｒをゲートパルスＳ２ ＊に、それぞれ並べ替える。他のモードに関しても、同様の処理によって並び替えが実行される。
【００２７】
なお、電源モード判定手段２により判定される電源モードは、すべて“１”，“０”のディジタル信号の組み合わせであるから、ゲートパルス並び替え手段１はコード化された電源モードに応じてゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを並び替えれば良く、このような機能はディジタル回路によって容易に実現することができる。
ゲートパルス並び替え手段１から出力されるゲートパルスＳ１ ＊は常に最大電圧相、Ｓ２ ＊は中間電圧相、Ｓ３ ＊は最小電圧相に接続された交流スイッチのゲートパルスであり、前述した如く、表２から、電源モードIでは、ゲートパルス指令ＳｔｕｔをＳ１ ＊に、同じくＳｓｕｓをＳ３ ＊に、同じくＳｒｕｒをＳ２ ＊に振り分けて並び替え、電源モードIIでは、ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ ＊をＳ１ ＊に、同じくＳｓｕｓ ＊をＳ３ ＊に、同じくＳｔｕｔをＳ２ ＊に振り分けて並び替える、……といった処理が行われる。
【００２８】
転流パターン発生手段３では、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊に応じて転流パターンを付加することにより、交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を構成する単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスを出力する。これらのゲートパルスはパルス分配手段７に入力され、図６に示した実際の単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕに対するゲートパルスに分配される。パルス分配手段７には電源モード判定手段２からの電源モードが入力されており、電源モード（各相電源電圧の大小関係）に従って入力パルスを分配するように構成されている。
なお、以下では、場合によってスイッチとゲートパルスとの参照符号を共通にする。
【００２９】
また、図１において、中間電圧相に接続される交流スイッチＳ２のゲートパルスＳ２ ＊は中間電圧相スイッチング検出手段４に入力されており、その出力信号は、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスの伝送経路に設けられたＯＲゲート５，６にそれぞれ入力されている。ここで、中間電圧相スイッチング検出手段４は、ゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを検出し、これに応じて転流発生期間中は“High”レベルとなるパルスを出力する。
【００３０】
次に、図２は、図１におけるゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂを示す図であり、何れも“High”レベルがオン状態である。
なお、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は図１０と同様に発生しており、中間電圧相ｖｍｉｄに接続された交流スイッチＳ２に対するゲートパルスＳ２ ＊のオン幅が短い場合の動作を示している。
【００３１】
この実施形態では、中間電圧相スイッチング検出手段４によりゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが検出され、期間ｔ１〜ｔ４の交流スイッチＳ１，Ｓ２によるスイッチング期間と、期間ｔ５〜ｔ８の交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチング期間とでは、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスが“High”レベルとなる。図２の例では、ゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジによって楕円ｂに示す如く時刻ｔ１で単方向スイッチＳ３ｂが先にオンしている。
これにより、中間電圧相の交流スイッチＳ２のスイッチングが発生した際、転流発生期間中には、最大電圧相の還流ダイオードモードとなる単方向スイッチＳ１ｂ及び最小電圧相の還流ダイオードモードとなる単方向スイッチＳ３ｂがオンする。
【００３２】
従って、図２に楕円ａで示すように、交流スイッチＳ２の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングする際にも、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂは何れもオン状態にある。このため、スイッチングのばらつきによって単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが何れもオフ状態になっても、負荷電流は単方向スイッチＳ１ｂまたはＳ３ｂを通って還流するため、マトリクスコンバータの出力電圧にサージは発生しない。
なお、単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングする時以外は、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂには電流が流れないため、これらの単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂのオン、オフに伴うスイッチング損失は発生しない。
【００３３】
次に、図３は本発明の第２実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
この実施形態は、中間電圧相のスイッチングを検出せずに簡単な方法で転流を行うようにしたものである。すなわち、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は、オンディレイ発生手段８に入力されており、このオンディレイ発生手段８では、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊から転流発生期間分だけオンが遅れたオンディレイパルスを生成し、それぞれ単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ３ａのゲート信号とする。ここで、還流ダイオードモードで動作する単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂのゲートパルスは常時“High”レベル（論理“１”）になっていると共に、中間電圧相に接続される単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａには同一のゲートパルスを使用する。
これらのゲートパルスＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂはパルス分配手段７に入力され、電源モードに応じて、対応する単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕのゲートパルスに分配される。
【００３４】
図４は、図３におけるゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂを示す図である。
中間電圧相の単方向スイッチに対するゲートパルスＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａは、還流経路さえ確保されていれば、同時にオンしてもよい。そこで本実施形態では、ゲートパルスＳ１ｂ，Ｓ３ｂを常時オンにして還流経路を確保し、その一方で、楕円ｃのように単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａを積極的に同時スイッチングさせる。
【００３５】
この結果、転流方法としては、電源短絡を防止するためにデッドタイム（ＩＧＢＴモードで動作する二つの単方向スイッチのオフの重なり時間）が単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ３ａ，Ｓ２ａ／ｂ（Ｓ２ｂ／ａ）の間で確保されればよいので、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊に対して、転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたオンディレイパルスを生成するだけでよい。
図４では、楕円ｃに示す如く、ゲートパルスＳ２ ＊に対して転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたゲートパルスＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが生成され、また、楕円ｄに示す如く、ゲートパルスＳ３ ＊に対して転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたゲートパルスＳ３ａが生成されている。
【００３６】
図９に示した従来技術では、転流に４ステップ（時刻▲１▼〜▲４▼または▲５▼〜▲８▼）を必要としているが、本実施形態では、
▲１▼転流元のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオフする、
▲２▼転流先のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオンする、
というように２ステップで済むため、転流時間も短くなり、転流により発生する電圧誤差が少なくなる。
この結果、オフディレイなどの対策や図１における中間電圧相スイッチング検出手段４が不要になり、転流発生回路の構成を簡略化することができる。加えて、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂを常時オンさせるため、スイッチング回数の低減によりスイッチング損失を少なくすることができる。
【００３７】
次いで、図５は本発明の第３実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
この実施形態は、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近している場合に、電源電圧の大小関係を誤判別して短絡することを回避するための技術である。
図５において、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは中間電圧接近検出手段９に入力されており、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値との接近が検出されてその検出信号がパルス補正手段１０に入力されている。このパルス補正手段１０は、中間電圧接近検出手段９からの検出信号に応じ、後述する数式１〜３によりゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊を補正してゲートパルスＳ１ ＊＊，Ｓ２ ＊＊，Ｓ３ ＊＊を生成し、オンディレイ発生手段８に送出する。なお、オンディレイ発生手段８以降の構成は図３と同様である。
【００３８】
この実施形態では、中間電圧値と最大電圧値とが接近した場合には、交流スイッチＳ２の代わりに交流スイッチＳ１をスイッチングさせ、中間電圧値と最小電圧値とが接近した場合には、交流スイッチＳ２の代わりに交流スイッチＳ３をスイッチングさせる。中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とは接近しているので、中間電圧相の交流スイッチＳ２をスイッチングさせる代わりに最大電圧相または最小電圧相の交流スイッチＳ１，Ｓ３をスイッチングさせても発生する出力電圧誤差は小さい。
前記パルス補正手段１０では、中間電圧接近検出手段９の出力信号を受けて、以下の数式１〜３により補正後のゲートパルスＳ１ ＊＊，Ｓ２ ＊＊，Ｓ３ ＊＊を生成する。ただし、これらの数式において、“＋”は論理和を示す。
【００３９】
【数１】
【００４０】
【数２】
【００４１】
【数３】
【００４２】
中間電圧接近検出手段９は、最大電圧相と中間電圧相との線間電圧と、中間電圧相と最小電圧相との線間電圧とを監視し、これらの線間電圧がゼロクロス付近にあることから中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近していることを検出し、それぞれに応じた接近検出フラグを出力する。
なお、中間電圧接近検出手段９は、線間電圧の大きさに基づいて判定する方法以外にも、簡易的に電源電圧の角度情報に応じて中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値との接近を検出してもよい。
【００４３】
これにより、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近している場合には、数式１〜３により交流スイッチＳ２をスイッチングさせずに交流スイッチＳ１またはＳ３をスイッチングさせることになる。
すなわち、仮に中間電圧値と最大電圧値とが接近していて両者の大小関係を誤認（真の中間電圧相を最大電圧相と誤認し、真の最大電圧相を中間電圧相と誤認）すると、図４に示すようなスイッチングパターンにより、真の最大電圧相ｖｍａｘ（図８における誤認された中間電圧相ｖｍｉｄ）と真の中間電圧相ｖｍｉｄ（図８における誤認された最大電圧相ｖｍａｘ）との間で単方向スイッチＳ２ｂ／ａ，Ｓ１ｂを介して電源が短絡してしまう（図４の楕円ｃでは、これらの単方向スイッチが何れもオンである）。
この点に鑑み、本実施形態では交流スイッチＳ２をスイッチングさせずに他の交流スイッチＳ１またはＳ３により代替させたものである。
【００４４】
なお、本実施形態では、各相のゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊をパルス補正手段１０により補正しているが、中間電圧値が最大電圧値または最小電圧値と接近している場合には、中間電圧相がスイッチングしないように各相のゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを生成してもよい。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、マトリクスコンバータ等の直接変換装置において、中間電圧相に接続されている交流スイッチに対しオン幅の短いゲートパルス指令が入力されたとしても、請求項１の発明によれば、最大電圧相及び最小電圧相の還流ダイオードモードになる単方向スイッチをオンすることにより、スナバ回路等の外部回路を設けなくても誘導性エネルギーの還流経路が確保されるため、過大なサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００４６】
また、請求項２の発明によれば、最大電圧相及び最小電圧相の還流ダイオードモードに相当する単方向スイッチを常時オンし、中間電圧相に接続された交流スイッチ内の単方向スイッチを同時にスイッチングさせることにより、請求項１と同様に誘導性エネルギーの還流経路を確保してサージ電圧の発生を抑制すると共に、転流ステップを少なくして転流回路の簡略化を図り、出力電圧誤差を少なくすることができる。
【００４７】
更に、請求項３の発明によれば、中間電圧値が最大電圧値または最小電圧値に接近している場合、中間電圧相の交流スイッチをスイッチングせずに最大電圧相または最小電圧相の交流スイッチに振り分けることにより、電源の大小関係を誤判別することに起因した電源短絡を未然に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図２】図１におけるパルスパターンを示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３におけるパルスパターンを示す図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図６】マトリクスコンバータの概念的な回路図である。
【図７】マトリクスコンバータの使用状態を示す回路図である。
【図８】マトリクスコンバータの一相分の回路図である。
【図９】図８におけるパルスパターンを示す図である。
【図１０】図８におけるパルスパターンを示す図である。
【符号の説明】
１：ゲートパルス並び替え手段
２：電源モード判定手段
３：転流パターン発生手段
４：中間電圧相スイッチング検出手段
５，６：ＯＲゲート
７：パルス分配手段
８：オンディレイ発生手段
９：中間電圧接近検出手段
１０：パルス補正手段
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ：交流スイッチ
Ｓ１ａ,Ｓ１ｂ,Ｓ２ａ／ｂ,Ｓ２ｂ／ａ,Ｓ３ａ,Ｓ３ｂ,Ｓｒｕ,Ｓｕｒ,Ｓｓｕ,Ｓｕｓ,Ｓｔｕ,Ｓｕｔ：単方向スイッチ
【発明の属する技術分野】
本発明は、コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置（以下、単に直接変換装置ともいう）に関し、特に、電源の短絡や負荷端の開放を防止するための転流方法に特徴を有する直接変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図６は、この種の直接変換装置として周知であるマトリクスコンバータの概念的な回路図である。なお、図６では、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と出力相のＵ相との間に接続される交流スイッチを示してあるが、入力相のＲ，Ｓ，Ｔ相と他の出力相であるＶ相、Ｗ相との間に接続される交流スイッチも同様の接続構成であり、図７に示すように、三相交流電源ＡＣとモータ等の負荷Ｍとの間に合計９個の交流スイッチが接続されることになる。
図６において、マトリクスコンバータの出力相（Ｕ相）一相分は、交流入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔ及び交流出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗの間に接続されるＩＧＢＴ等の単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕにより、双方向性の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣが構成される。
【０００３】
上記マトリクスコンバータでは、電源の短絡及び負荷端の開放を防止するため、転流時間を設ける必要がある。すなわち、電源の短絡は過大な短絡電流によってスイッチを破壊する原因となり、また、負荷が誘導性の場合には負荷端の開放により誘導性エネルギーの還流経路が消失し、過大なサージ電圧がスイッチに印加されてスイッチを破壊するため、これらを防止することが必要である。
【０００４】
このため、例えば図６の交流スイッチＳＡ，ＳＢをオン、オフするには、まず対向アームの逆バイアスが印加される単方向スイッチをオンし、転流発生時間が経過した後に、順バイアスが印加される単方向スイッチをオフする必要がある。すなわち、線間電圧ｖＲＳが正のときには、まずスイッチＳｓｕをオンし、転流発生時間が経過した後にスイッチＳｒｕをオフしている。
【０００５】
この種の技術は、例えば後述の特許文献１に記載されており、各相の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣに印加されている電源電圧の大きさを検出し、電源電圧の大きな相から小さな相への転流モードであるか電源電圧の小さな相から大きな相への転流モードであるかを判別し、各モードに応じて転流パターンを生成する。また、各交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣの両端の電圧を検出し、同一出力相内の単方向スイッチを駆動する他のゲートパルスに基づいて、多相の交流スイッチ内の単方向スイッチのオンオフ順序を切り替えて転流パターンを発生する必要がある。
【０００６】
ここで、図８は、図６における各相の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣを、Ｒ相、Ｓ相、Ｔ相の電圧の大きさに応じて最大電圧相ｖｍａｘ、中間電圧相ｖｍｉｄ、最小電圧相ｖｍｉｎにそれぞれ接続される交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３に置き換えて表したものである。従って、図８の交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及び単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂは、図６に示した交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣ及び単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕと物理的に一致するものではなく、例えば図８における交流スイッチＳ１は図６の交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣの何れかになり得る。
【０００７】
また、図８において、最大電圧相ｖｍａｘ、中間電圧相ｖｍｉｄ、最小電圧相ｖｍｉｎとの接続関係に起因する印加電圧の極性から、サフィックスａを付した単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ３ａはＩＧＢＴモードで動作するスイッチ、サフィックスｂを付した単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂは還流ダイオードモードで動作するスイッチをそれぞれ示している。
【０００８】
一方、中間電圧相ｖｍｉｄに接続される交流スイッチＳ２の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａについては、最大電圧相ｖｍａｘ及び中間電圧相ｖｍｉｄ間でスイッチングする場合（交流スイッチＳ２が下アームとして動作する場合）と、中間電圧相ｖｍｉｄ及び最小電圧相ｖｍｉｎ間でスイッチングする場合（交流スイッチＳ２が上アームとして動作する場合）とで、ＩＧＢＴモード、還流ダイオードモードになるスイッチが何れも入れ替わることになる。このため、サフィックスを２ａ／ｂ，２ｂ／ａとしてある。
例えば、最大電圧相ｖｍａｘ及び中間電圧相ｖｍｉｄ間の交流スイッチＳ１，Ｓ２でスイッチングする場合には、スイッチＳ２ａ／ｂがＩＧＢＴモード、スイッチＳ２ｂ／ａが還流ダイオードモードとなり、中間電圧相ｖｍｉｄ及び最小電圧相ｖｍｉｎ間の交流スイッチＳ２，Ｓ３でスイッチングする場合には、スイッチＳ２ａ／ｂが還流ダイオードモード、スイッチＳ２ｂ／ａがＩＧＢＴモードとなる。
【０００９】
次に、図９は、図８の交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３及び単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂのパルスパターンの一例を示す図であり、Ｓ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は各交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３に対するゲートパルスである。なお、何れも“High”レベルがオン状態である。
ここでは、図９の時刻▲１▼〜▲４▼において交流スイッチＳ１，Ｓ２の単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａがオン、オフし、時刻▲５▼〜▲８▼において交流スイッチＳ２，Ｓ３の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂがオン、オフするものとする。
【００１０】
時刻▲１▼〜▲４▼における交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流は、時刻▲１▼において、転流先の還流ダイオードモードの単方向スイッチＳ２ｂ／ａをオンさせ、時刻▲２▼において、転流元のＩＧＢＴモードの単方向スイッチＳ１ａをオフさせ、時刻▲３▼において、転流先のＩＧＢＴモードの単方向スイッチＳ２ａ／ｂをオンさせ、時刻▲４▼において、転流元の還流ダイオードモードの単方向スイッチＳ１ｂをオフさせる合計４ステップにより実行させる。
ここで、時刻▲２▼〜▲３▼では単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ２ａ／ｂが何れもオフされるので電源短絡が防止され、時刻▲１▼，▲４▼では単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂまたはＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａを共にオンさせることによって負荷端の開放が防止される。
詳述はしないが、時刻▲５▼〜▲８▼における交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流動作も同様に考えることができ、時刻▲６▼〜▲７▼により電源短絡が防止され、時刻▲５▼，▲８▼で負荷端の開放が防止されている。
【００１１】
【特許文献１】
特開２００１−６１２７６号公報（段落［０００５］，［００２９］，［図１］，［図３］等）
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
特許文献１に開示されている転流方法では、中間電圧相ｖｍｉｄに接続されている交流スイッチＳ２に対するオン幅が短いときに、この交流スイッチＳ２を構成する両方の単方向スイッチが同時にスイッチングする場合がある。
以下に、この場合の動作を図１０を参照しつつ説明する。
【００１３】
図１０は、時刻▲１▼’〜▲４▼’において交流スイッチＳ１，Ｓ２間の転流が行われ、時刻▲５▼’〜▲８▼’において交流スイッチＳ２，Ｓ３間の転流が行われる場合であって、中間電圧相ｖｍｉｄに接続された交流スイッチＳ２に対するゲートパルスＳ２ ＊のオン幅が短い場合の動作を示している。
図１０に示すように、交流スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチングによる転流発生期間中に交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチングが始まると、交流スイッチＳ２における還流ダイオードモードの単方向スイッチをＳ２ｂ／ａからＳ２ａ／ｂに切り替える必要が生じる。
【００１４】
つまり、交流スイッチＳ１，Ｓ２のスイッチング期間中に還流ダイオードモードであった単方向スイッチＳ２ｂ／ａが時刻▲５▼’でオフし、同時に、交流スイッチＳ２，Ｓ３のスイッチング期間が開始することによって単方向スイッチＳ２ａ／ｂを還流ダイオードモードで動作させる必要があり、図１０に楕円ｅとして示すように、時刻▲５▼’では単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングすることになる。
【００１５】
しかし、スイッチングには遅れ時間があるため、時刻▲５▼’で瞬間的に単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが共にオフする期間が生じて負荷端が開放され、大きなサージ電圧が出力線間電圧に発生する恐れがある。
この問題は、交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチング期間中に交流スイッチＳ１，Ｓ２によるスイッチングが開始される場合も同様であり、負荷端の開放や電源の短絡などの転流失敗が発生する。その結果、サージ電圧や短絡電流によりスイッチング素子を破壊する恐れがある。
【００１６】
そこで本発明は、中間電圧相に接続されている交流スイッチのオン幅が短い場合でも、転流失敗による負荷端の開放や電源の短絡を発生させないようにした交流−交流直接変換形電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、三相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチをスイッチングする際に、最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチをオンさせる手段と、
を備えたものである。
【００１８】
請求項２に記載した発明は、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチ内の単方向スイッチを同時にスイッチングする手段と、
前記最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチを、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチがスイッチングしない期間でもオンさせる手段と、
を備えたものである。
【００１９】
請求項３に記載した発明は、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相の電圧値が最大電圧相または最小電圧相の電圧値と接近していることを検出する中間電圧接近検出手段と、
この検出手段により前記中間電圧相の電圧値の接近が検出された際に、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチをスイッチングせずにオフさせておく手段と、
を備えたものである。
【００２０】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図１は、第１実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。図示する構成は直接変換装置の出力相一相（例えば図６に示したＵ相）分であり、出力相の他相についても同様に構成される。なお、ここでは、直接変換装置が図７に示すような三相−三相の直接変換を行うマトリクスコンバータであるものとして説明する。
【００２１】
図１の第１実施形態では、まず、三相交流電源の各相（Ｒ，Ｓ，Ｔ相）の電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係を電源モード判定手段２により判定する。そして、判定した電源モードに基づいて、ゲートパルス並び替え手段１が、三相各相にそれぞれ接続される交流スイッチ（図６における交流スイッチＳＡ，ＳＢ，ＳＣに相当）のゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを並び替え、図８のように最大電圧相ｖｍａｘに接続される交流スイッチＳ１に対するゲートパルスをＳ１ ＊、中間電圧相ｖｍｉｄに接続される交流スイッチＳ２に対するゲートパルスをＳ２ ＊、最小電圧相ｖｍｉｎに接続される交流スイッチＳ３に対するゲートパルスをＳ３ ＊とする。
ここで、前記ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔは、図示されていないＰＷＭ回路から出力されるＰＷＭパルスである。
【００２２】
表１は、電源モード判定手段２による判定動作を示している。この判定手段２は、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大きさに着目し、Ｘ（Ｘ＝Ｒ，Ｓ，Ｔの何れか）相が最大のときＸＰ＝１（他相についてはＸＰ＝０）、Ｘ相が最小のときＸＮ＝１（他相についてはＸＮ＝０）として各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係を判定し、ＸＰ及びＸＮ（ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ）の“１”，“０”の組合せを電源モードI〜VIとして出力する。
【００２３】
【表１】
次に、表２は、ゲートパルス並び替え手段１の動作を示しており、電源モード判定手段２により判定された電源モードI〜VIに応じて、入力されたゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔをどのように並び替えてゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊として出力するかを示したものである。
【００２５】
【表２】
ここで、ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔをどのように並び替えるかは、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔの大小関係、すなわちＸＰ及びＸＮ（ＲＰ，ＲＮ，ＳＰ，ＳＮ，ＴＰ，ＴＮ）の値に依存し、例えば表２のモードIではＳＮ＝１，ＴＰ＝１であるから、Ｓ相が最小電圧相、Ｔ相が最大電圧相（従ってＲ相が中間電圧相）となり、Ｓ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｓｕｓをゲートパルスＳ３ ＊に、Ｔ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｔｕｔをゲートパルスＳ１ ＊に、Ｒ相の交流スイッチに対するゲートパルス指令ＳｒｕｒをゲートパルスＳ２ ＊に、それぞれ並べ替える。他のモードに関しても、同様の処理によって並び替えが実行される。
【００２７】
なお、電源モード判定手段２により判定される電源モードは、すべて“１”，“０”のディジタル信号の組み合わせであるから、ゲートパルス並び替え手段１はコード化された電源モードに応じてゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを並び替えれば良く、このような機能はディジタル回路によって容易に実現することができる。
ゲートパルス並び替え手段１から出力されるゲートパルスＳ１ ＊は常に最大電圧相、Ｓ２ ＊は中間電圧相、Ｓ３ ＊は最小電圧相に接続された交流スイッチのゲートパルスであり、前述した如く、表２から、電源モードIでは、ゲートパルス指令ＳｔｕｔをＳ１ ＊に、同じくＳｓｕｓをＳ３ ＊に、同じくＳｒｕｒをＳ２ ＊に振り分けて並び替え、電源モードIIでは、ゲートパルス指令Ｓｒｕｒ ＊をＳ１ ＊に、同じくＳｓｕｓ ＊をＳ３ ＊に、同じくＳｔｕｔをＳ２ ＊に振り分けて並び替える、……といった処理が行われる。
【００２８】
転流パターン発生手段３では、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊に応じて転流パターンを付加することにより、交流スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３を構成する単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスを出力する。これらのゲートパルスはパルス分配手段７に入力され、図６に示した実際の単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕに対するゲートパルスに分配される。パルス分配手段７には電源モード判定手段２からの電源モードが入力されており、電源モード（各相電源電圧の大小関係）に従って入力パルスを分配するように構成されている。
なお、以下では、場合によってスイッチとゲートパルスとの参照符号を共通にする。
【００２９】
また、図１において、中間電圧相に接続される交流スイッチＳ２のゲートパルスＳ２ ＊は中間電圧相スイッチング検出手段４に入力されており、その出力信号は、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスの伝送経路に設けられたＯＲゲート５，６にそれぞれ入力されている。ここで、中間電圧相スイッチング検出手段４は、ゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジを検出し、これに応じて転流発生期間中は“High”レベルとなるパルスを出力する。
【００３０】
次に、図２は、図１におけるゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂを示す図であり、何れも“High”レベルがオン状態である。
なお、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は図１０と同様に発生しており、中間電圧相ｖｍｉｄに接続された交流スイッチＳ２に対するゲートパルスＳ２ ＊のオン幅が短い場合の動作を示している。
【００３１】
この実施形態では、中間電圧相スイッチング検出手段４によりゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジ及び立ち下がりエッジが検出され、期間ｔ１〜ｔ４の交流スイッチＳ１，Ｓ２によるスイッチング期間と、期間ｔ５〜ｔ８の交流スイッチＳ２，Ｓ３によるスイッチング期間とでは、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂに対するゲートパルスが“High”レベルとなる。図２の例では、ゲートパルスＳ２ ＊の立ち上がりエッジによって楕円ｂに示す如く時刻ｔ１で単方向スイッチＳ３ｂが先にオンしている。
これにより、中間電圧相の交流スイッチＳ２のスイッチングが発生した際、転流発生期間中には、最大電圧相の還流ダイオードモードとなる単方向スイッチＳ１ｂ及び最小電圧相の還流ダイオードモードとなる単方向スイッチＳ３ｂがオンする。
【００３２】
従って、図２に楕円ａで示すように、交流スイッチＳ２の単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングする際にも、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂは何れもオン状態にある。このため、スイッチングのばらつきによって単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが何れもオフ状態になっても、負荷電流は単方向スイッチＳ１ｂまたはＳ３ｂを通って還流するため、マトリクスコンバータの出力電圧にサージは発生しない。
なお、単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが同時にスイッチングする時以外は、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂには電流が流れないため、これらの単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂのオン、オフに伴うスイッチング損失は発生しない。
【００３３】
次に、図３は本発明の第２実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
この実施形態は、中間電圧相のスイッチングを検出せずに簡単な方法で転流を行うようにしたものである。すなわち、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊は、オンディレイ発生手段８に入力されており、このオンディレイ発生手段８では、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊から転流発生期間分だけオンが遅れたオンディレイパルスを生成し、それぞれ単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ３ａのゲート信号とする。ここで、還流ダイオードモードで動作する単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂのゲートパルスは常時“High”レベル（論理“１”）になっていると共に、中間電圧相に接続される単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａには同一のゲートパルスを使用する。
これらのゲートパルスＳ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂはパルス分配手段７に入力され、電源モードに応じて、対応する単方向スイッチＳｒｕ，Ｓｕｒ，Ｓｕｓ，Ｓｓｕ，Ｓｕｔ，Ｓｔｕのゲートパルスに分配される。
【００３４】
図４は、図３におけるゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊，Ｓ１ａ，Ｓ１ｂ，Ｓ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａ，Ｓ３ａ，Ｓ３ｂを示す図である。
中間電圧相の単方向スイッチに対するゲートパルスＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａは、還流経路さえ確保されていれば、同時にオンしてもよい。そこで本実施形態では、ゲートパルスＳ１ｂ，Ｓ３ｂを常時オンにして還流経路を確保し、その一方で、楕円ｃのように単方向スイッチＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａを積極的に同時スイッチングさせる。
【００３５】
この結果、転流方法としては、電源短絡を防止するためにデッドタイム（ＩＧＢＴモードで動作する二つの単方向スイッチのオフの重なり時間）が単方向スイッチＳ１ａ，Ｓ３ａ，Ｓ２ａ／ｂ（Ｓ２ｂ／ａ）の間で確保されればよいので、ゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊に対して、転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたオンディレイパルスを生成するだけでよい。
図４では、楕円ｃに示す如く、ゲートパルスＳ２ ＊に対して転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたゲートパルスＳ２ａ／ｂ，Ｓ２ｂ／ａが生成され、また、楕円ｄに示す如く、ゲートパルスＳ３ ＊に対して転流発生期間ｔｃだけオンが遅れたゲートパルスＳ３ａが生成されている。
【００３６】
図９に示した従来技術では、転流に４ステップ（時刻▲１▼〜▲４▼または▲５▼〜▲８▼）を必要としているが、本実施形態では、
▲１▼転流元のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオフする、
▲２▼転流先のＩＧＢＴモードの単方向スイッチをオンする、
というように２ステップで済むため、転流時間も短くなり、転流により発生する電圧誤差が少なくなる。
この結果、オフディレイなどの対策や図１における中間電圧相スイッチング検出手段４が不要になり、転流発生回路の構成を簡略化することができる。加えて、単方向スイッチＳ１ｂ，Ｓ３ｂを常時オンさせるため、スイッチング回数の低減によりスイッチング損失を少なくすることができる。
【００３７】
次いで、図５は本発明の第３実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
この実施形態は、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近している場合に、電源電圧の大小関係を誤判別して短絡することを回避するための技術である。
図５において、各相電源電圧ｖｒ，ｖｓ，ｖｔは中間電圧接近検出手段９に入力されており、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値との接近が検出されてその検出信号がパルス補正手段１０に入力されている。このパルス補正手段１０は、中間電圧接近検出手段９からの検出信号に応じ、後述する数式１〜３によりゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊を補正してゲートパルスＳ１ ＊＊，Ｓ２ ＊＊，Ｓ３ ＊＊を生成し、オンディレイ発生手段８に送出する。なお、オンディレイ発生手段８以降の構成は図３と同様である。
【００３８】
この実施形態では、中間電圧値と最大電圧値とが接近した場合には、交流スイッチＳ２の代わりに交流スイッチＳ１をスイッチングさせ、中間電圧値と最小電圧値とが接近した場合には、交流スイッチＳ２の代わりに交流スイッチＳ３をスイッチングさせる。中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とは接近しているので、中間電圧相の交流スイッチＳ２をスイッチングさせる代わりに最大電圧相または最小電圧相の交流スイッチＳ１，Ｓ３をスイッチングさせても発生する出力電圧誤差は小さい。
前記パルス補正手段１０では、中間電圧接近検出手段９の出力信号を受けて、以下の数式１〜３により補正後のゲートパルスＳ１ ＊＊，Ｓ２ ＊＊，Ｓ３ ＊＊を生成する。ただし、これらの数式において、“＋”は論理和を示す。
【００３９】
【数１】
【数２】
【数３】
中間電圧接近検出手段９は、最大電圧相と中間電圧相との線間電圧と、中間電圧相と最小電圧相との線間電圧とを監視し、これらの線間電圧がゼロクロス付近にあることから中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近していることを検出し、それぞれに応じた接近検出フラグを出力する。
なお、中間電圧接近検出手段９は、線間電圧の大きさに基づいて判定する方法以外にも、簡易的に電源電圧の角度情報に応じて中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値との接近を検出してもよい。
【００４３】
これにより、中間電圧値と最大電圧値または最小電圧値とが接近している場合には、数式１〜３により交流スイッチＳ２をスイッチングさせずに交流スイッチＳ１またはＳ３をスイッチングさせることになる。
すなわち、仮に中間電圧値と最大電圧値とが接近していて両者の大小関係を誤認（真の中間電圧相を最大電圧相と誤認し、真の最大電圧相を中間電圧相と誤認）すると、図４に示すようなスイッチングパターンにより、真の最大電圧相ｖｍａｘ（図８における誤認された中間電圧相ｖｍｉｄ）と真の中間電圧相ｖｍｉｄ（図８における誤認された最大電圧相ｖｍａｘ）との間で単方向スイッチＳ２ｂ／ａ，Ｓ１ｂを介して電源が短絡してしまう（図４の楕円ｃでは、これらの単方向スイッチが何れもオンである）。
この点に鑑み、本実施形態では交流スイッチＳ２をスイッチングさせずに他の交流スイッチＳ１またはＳ３により代替させたものである。
【００４４】
なお、本実施形態では、各相のゲートパルスＳ１ ＊，Ｓ２ ＊，Ｓ３ ＊をパルス補正手段１０により補正しているが、中間電圧値が最大電圧値または最小電圧値と接近している場合には、中間電圧相がスイッチングしないように各相のゲートパルス指令Ｓｒｕｒ，Ｓｓｕｓ，Ｓｔｕｔを生成してもよい。
【００４５】
【発明の効果】
以上のように、マトリクスコンバータ等の直接変換装置において、中間電圧相に接続されている交流スイッチに対しオン幅の短いゲートパルス指令が入力されたとしても、請求項１の発明によれば、最大電圧相及び最小電圧相の還流ダイオードモードになる単方向スイッチをオンすることにより、スナバ回路等の外部回路を設けなくても誘導性エネルギーの還流経路が確保されるため、過大なサージ電圧が発生するのを防止することができる。
【００４６】
また、請求項２の発明によれば、最大電圧相及び最小電圧相の還流ダイオードモードに相当する単方向スイッチを常時オンし、中間電圧相に接続された交流スイッチ内の単方向スイッチを同時にスイッチングさせることにより、請求項１と同様に誘導性エネルギーの還流経路を確保してサージ電圧の発生を抑制すると共に、転流ステップを少なくして転流回路の簡略化を図り、出力電圧誤差を少なくすることができる。
【００４７】
更に、請求項３の発明によれば、中間電圧値が最大電圧値または最小電圧値に接近している場合、中間電圧相の交流スイッチをスイッチングせずに最大電圧相または最小電圧相の交流スイッチに振り分けることにより、電源の大小関係を誤判別することに起因した電源短絡を未然に防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図２】図１におけるパルスパターンを示す図である。
【図３】本発明の第２実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図４】図３におけるパルスパターンを示す図である。
【図５】本発明の第３実施形態に係る直接変換装置の制御回路を示すブロック図である。
【図６】マトリクスコンバータの概念的な回路図である。
【図７】マトリクスコンバータの使用状態を示す回路図である。
【図８】マトリクスコンバータの一相分の回路図である。
【図９】図８におけるパルスパターンを示す図である。
【図１０】図８におけるパルスパターンを示す図である。
【符号の説明】
１：ゲートパルス並び替え手段
２：電源モード判定手段
３：転流パターン発生手段
４：中間電圧相スイッチング検出手段
５，６：ＯＲゲート
７：パルス分配手段
８：オンディレイ発生手段
９：中間電圧接近検出手段
１０：パルス補正手段
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，ＳＡ，ＳＢ，ＳＣ：交流スイッチ
Ｓ１ａ,Ｓ１ｂ,Ｓ２ａ／ｂ,Ｓ２ｂ／ａ,Ｓ３ａ,Ｓ３ｂ,Ｓｒｕ,Ｓｕｒ,Ｓｓｕ,Ｓｕｓ,Ｓｔｕ,Ｓｕｔ：単方向スイッチ
Claims (3)
- 単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、三相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチをスイッチングする際に、最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチをオンさせる手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。 - 単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、三相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相に接続されている前記交流スイッチ内の単方向スイッチを同時にスイッチングする手段と、
前記最大電圧相及び最小電圧相に接続されている各交流スイッチ内の還流ダイオードモードで動作する各単方向スイッチを、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチがスイッチングしない期間でもオンさせる手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。 - 単方向の電流を制御可能な少なくとも二つの単方向スイッチからなる双方向性の交流スイッチを複数設けて交流スイッチ群を構成し、三相交流電源の各相に接続される前記交流スイッチ群により三相交流電圧を任意の大きさ及び周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流−交流直接変換形電力変換装置において、
三相交流電圧の各相の大小関係から最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相を判定する電源モード判定手段と、
前記交流スイッチ群に対する駆動パルスを、前記電源モード判定手段による判定結果に従って並び替える駆動パルス並び替え手段と、
この並び替え手段により並び替えられた駆動パルスからパルスパターンを生成し、このパルスパターンと前記電源モード判定手段による判定結果とに従って各単方向スイッチに駆動パルスを分配する手段と、
前記中間電圧相の電圧値が最大電圧相または最小電圧相の電圧値と接近していることを検出する中間電圧接近検出手段と、
この検出手段により前記中間電圧相の電圧値の接近が検出された際に、前記中間電圧相に接続されている交流スイッチをスイッチングせずにオフさせておく手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流直接変換形電力変換装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003163435A JP4168842B2 (ja) | 2003-06-09 | 2003-06-09 | 交流−交流直接変換形電力変換装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2003163435A JP4168842B2 (ja) | 2003-06-09 | 2003-06-09 | 交流−交流直接変換形電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2004364477A JP2004364477A (ja) | 2004-12-24 |
| JP4168842B2 true JP4168842B2 (ja) | 2008-10-22 |
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ID=34055252
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2003163435A Expired - Fee Related JP4168842B2 (ja) | 2003-06-09 | 2003-06-09 | 交流−交流直接変換形電力変換装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP4168842B2 (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4688021B2 (ja) * | 2005-01-13 | 2011-05-25 | 富士電機ホールディングス株式会社 | 交流−交流直接変換形電力変換装置 |
| JP4831303B2 (ja) * | 2005-11-08 | 2011-12-07 | 富士電機株式会社 | 交流交流直接変換器の制御装置 |
| JP4839794B2 (ja) * | 2005-11-22 | 2011-12-21 | 富士電機株式会社 | 交流直接変換器のｐｗｍパルス発生装置 |
| JP4839943B2 (ja) * | 2006-04-19 | 2011-12-21 | 富士電機株式会社 | 直接形電力変換器の制御方法 |
| JP5907140B2 (ja) | 2013-10-15 | 2016-04-20 | 株式会社安川電機 | マトリクスコンバータ |
| JP7115287B2 (ja) * | 2018-12-18 | 2022-08-09 | Tdk株式会社 | マトリクスコンバータおよび電力変換装置 |
-
2003
- 2003-06-09 JP JP2003163435A patent/JP4168842B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Publication date |
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| JP2004364477A (ja) | 2004-12-24 |
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