JP4743116B2 - Ｐｗｍサイクロコンバータ - Google Patents
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Description
本発明は、交流電源から任意の周波数へ出力変換可能な電力変換装置に関し、特にパルス幅変調（ＰＷＭ）制御方式を用いたＰＷＭサイクロコンバータに関する。
ＰＷＭサイクロコンバータは、インバータと同じように自己消弧能力を有す半導体スイッチを用いパルス幅変調方式（以下ＰＷＭ方式）でスイッチングを行う電力変換装置の一種である。このため、インバータにおいては、ＰＮ母線電位間に直列に設置した半導体スイッチが同時にオンとなり、ＰＮ母線短絡となることを避けるために時間差をつけてオンするようにしている。この時間差のことをデッドタイムと呼ぶ。
ＰＷＭサイクロコンバータでは、電源と負荷を９個の双方向スイッチと呼ばれる半導体スイッチで直接接続している。双方向スイッチは、電流を電源から負荷側へ、また負荷側から電源へ流すことができるもので、現状では図２に示す逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列に接続した構成や、ＩＧＢＴとダイオードを直列接続したものを、逆並列接続した構成をとっている。
また、ＰＷＭサイクロコンバータでは、双方向スイッチの点弧順序において、電源側の短絡防止と負荷側の開放防止のため転流と呼ばれる点弧順序に従ってオンオフされる。
こうしたサイクロコンバータの例としては、例えば、特許文献１に開示の「ＰＷＭサイクロコンバータおよびその駆動方法」が挙げられる。
ＰＷＭサイクロコンバータでは、電源と負荷を９個の双方向スイッチと呼ばれる半導体スイッチで直接接続している。双方向スイッチは、電流を電源から負荷側へ、また負荷側から電源へ流すことができるもので、現状では図２に示す逆阻止形ＩＧＢＴを逆並列に接続した構成や、ＩＧＢＴとダイオードを直列接続したものを、逆並列接続した構成をとっている。
また、ＰＷＭサイクロコンバータでは、双方向スイッチの点弧順序において、電源側の短絡防止と負荷側の開放防止のため転流と呼ばれる点弧順序に従ってオンオフされる。
こうしたサイクロコンバータの例としては、例えば、特許文献１に開示の「ＰＷＭサイクロコンバータおよびその駆動方法」が挙げられる。
図９はＰＷＭサイクロコンバータおよびその駆動方法のブロック図である。
図９に示す双方向スイッチ部３には、双方向スイッチ３に流れる電流の方向を判別する電流方向検出器７が接続され、電流方向検出器７の出力とＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取込み、双方向スイッチ３の点弧順序を切換える転流回路８を備えている。
この場合の転流回路８による転流シーケンスは、電流が三相交流電源１から負荷モータ４に流れている場合は、図１０（ａ）に示すシーケンスを選択する。この転流シーケンスでＴｒ１、Ｔｒ１´側のスイッチをＯＦＦする場合には、先ず、Ｔｒ１´をＯＦＦする。この時、負荷モータ４に流れる電流はＴｒ１を通して流れているので電流を遮断することはない。次に、Ｔｒ２をＯＮとする。この時、電源電圧がＶ１＞Ｖ２の場合は、Ｔｒ１を通る実線ループを電流が流れ、Ｖ２＞Ｖ１の場合はＴｒ２を通って破線ループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。
次に、Ｔｒ１をＯＦＦするが、Ｖ１＞Ｖ２の場合は、この時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後に、Ｔｒ２´をＯＮとして転流を完了する。
図９に示す双方向スイッチ部３には、双方向スイッチ３に流れる電流の方向を判別する電流方向検出器７が接続され、電流方向検出器７の出力とＰＷＭ指令と同一出力相内の順方向半導体スイッチを駆動する他のゲート信号を取込み、双方向スイッチ３の点弧順序を切換える転流回路８を備えている。
この場合の転流回路８による転流シーケンスは、電流が三相交流電源１から負荷モータ４に流れている場合は、図１０（ａ）に示すシーケンスを選択する。この転流シーケンスでＴｒ１、Ｔｒ１´側のスイッチをＯＦＦする場合には、先ず、Ｔｒ１´をＯＦＦする。この時、負荷モータ４に流れる電流はＴｒ１を通して流れているので電流を遮断することはない。次に、Ｔｒ２をＯＮとする。この時、電源電圧がＶ１＞Ｖ２の場合は、Ｔｒ１を通る実線ループを電流が流れ、Ｖ２＞Ｖ１の場合はＴｒ２を通って破線ループを電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。
次に、Ｔｒ１をＯＦＦするが、Ｖ１＞Ｖ２の場合は、この時点でＴｒ１からＴｒ２への転流が起きる。最後に、Ｔｒ２´をＯＮとして転流を完了する。
また、逆に、負荷モータ４から交流電源１に電流が流れる場合は、図１０（ｂ）に示すようなシーケンスを選択して、先ず、Ｔｒ１をＯＦＦとして、次に、Ｔｒ２´をＯＮにする。この時、Ｖ１＜Ｖ２の場合はＴｒ１´を通して実線のループ電流が流れ、Ｖ２＜Ｖ１の場合はＴｒ２´を通る破線のループ電流が流れＴｒ１からＴｒ２へ転流する。次に、Ｔｒ１´をＯＦＦとするが、Ｖ１＜Ｖ２の場合はこの時点でＴｒ１からＴｒ２へ転流が起きる。最後にＴＲ２をＯＮにして転流を完了する。
なお、電流方向検出器７としては、例えば、特許文献２に開示の「電圧電流極性検出装置」のような、ダイオードと比較器を組合わせた回路などが使用できる。
なお、電流方向検出器７としては、例えば、特許文献２に開示の「電圧電流極性検出装置」のような、ダイオードと比較器を組合わせた回路などが使用できる。
しかしながら、インバータではデッドタイムの影響で、出力電圧指令と実際に出力される電圧（実電圧）との間に誤差が生じる。ＰＷＭサイクロコンバータでも、転流動作のため、出力電圧指令と実電圧との間に誤差が生じる。出力電圧指令と実電圧との間に、誤差が生じた場合、例えば負荷側にモータが接続された場合、指令どおりモータに電圧が印加されず、乱調をひきおこす場合がある。
そこで、本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、出力電圧指令と実電圧との誤差をなくし、モータ駆動において安定して運転が行えることができるＰＷＭサイクロコンバータおよびその制御方法を提供することを目的とする。
そこで、本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、出力電圧指令と実電圧との誤差をなくし、モータ駆動において安定して運転が行えることができるＰＷＭサイクロコンバータおよびその制御方法を提供することを目的とする。
本発明の前提となるＰＷＭサイクロコンバータは、三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であり、双方向半導体スイッチのオンオフ時間は、双方向半導体スイッチの出力側に接続された負荷に印加する電圧指令に基づいて決定されるＰＷＭサイクロコンバータであって、三相交流電源の電圧位相を検出する入力電圧位相検出器と、双方向半導体スイッチに流れる電流方向を検出する電流検出器と、入力電圧位相検出器と電流検出器の出力を入力として、電圧指令を補償する転流補償器と、を具備するＰＷＭサイクロコンバータである。
上記問題を解決するため、本願の請求項１に記載の発明は、上記ＰＷＭサイクロコンバータにおいて、前記転流補償器にて出力電圧指令を、次の（１）式、（２）式および（３）式から、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（１）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（２）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（３）
条件、
前記三相交流電源の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔＶは負の固定値をとる。
又、０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔＶは正の固定値をとる。
但し、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値
Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１Ｖｏｕｔ：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧指令値
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値
θｉｎ：入力電圧の位相
として演算し、出力電圧とすることを特徴としている。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（１）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（２）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（３）
条件、
前記三相交流電源の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔＶは負の固定値をとる。
又、０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔＶは正の固定値をとる。
但し、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値
Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１Ｖｏｕｔ：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧指令値
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値
θｉｎ：入力電圧の位相
として演算し、出力電圧とすることを特徴としている。
また、請求項２に記載の発明は、前記出力電圧指令の（１）式、（２）式および（３）式でのΔＶを、前記出力電流検出器によって検出された電流値に応じて可変とすることを特徴としている。
また、請求項３に記載の発明は、前記双方向スイッチがキャリヤ周期内で１度もオンオフしない場合、前記出力電圧指令は、次の（４）式、（５）式および（６）式から、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１ ・・・（４）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１ ・・・（５）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１ ・・・（６）
により演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも１度行う場合は（１）式、（２）式および（３）式より演算するように切換えて、前記転流補償器にて出力電圧指令を補償することを特徴としている。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１ ・・・（４）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１ ・・・（５）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１ ・・・（６）
により演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも１度行う場合は（１）式、（２）式および（３）式より演算するように切換えて、前記転流補償器にて出力電圧指令を補償することを特徴としている。
本発明によれば、入力電圧位相検出器と電流方向検出器の出力を入力として、電圧指令を（１）〜（６）式による演算結果によって補償する転流補償器を具備したことによって、出力電圧指令と実電圧との誤差をなくすことができる。
また、ＰＷＭサイクロコンバータでモータを駆動する場合、乱調状態にならずに安定して運転が行える。
また、ＰＷＭサイクロコンバータでモータを駆動する場合、乱調状態にならずに安定して運転が行える。
以下、本発明の実施の形態について図を参照して説明する。
図１〜図５のうち、先ず図１において、三相交流電源１と双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔからなる双方向スイッチ群３の間には入力フィルタ２を具備し、双方向スイッチ群３の出力は負荷モータ４に接続されている。入力フィルタ２と双方向スイッチ群３とでＰＷＭサイクロコンバータの主回路を構成する。
入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源振幅・位相検出器６により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔと入力電圧位相θｉｎを検出する。一方、速度指令Ｎｒｅｆは電圧指令発生器９により、出力電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧位相指令θｏｕｔが演算される。
入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔ，入力電圧位相θｉｎ，出力電圧指令Ｖｒｅｆ，出力電圧位相指令θｏｕｔは、ＰＷＭパルス演算器１０によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）を演算する。双方向スイッチ郡３の出力には、電流を検出する電流検出器１２を具備し、電流方向検出回路７で、各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）が検出される。
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）と各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）と入力電圧位相θｉｎは転流補償器１１に入力され、転流補償器１１によって補償されたＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２）を出力する。電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２）と電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）に基づき、転流回路８で転流動作が決まり、駆動回路５によって、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔが駆動される。
入力フィルタ２の入力側（一次側）から電圧を検出し、入力電源振幅・位相検出器６により、ＰＷＭサイクロコンバータを制御するために必要な、入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔと入力電圧位相θｉｎを検出する。一方、速度指令Ｎｒｅｆは電圧指令発生器９により、出力電圧指令Ｖｒｅｆと出力電圧位相指令θｏｕｔが演算される。
入力相電圧Ｅｒ，Ｅｓ，Ｅｔ，入力電圧位相θｉｎ，出力電圧指令Ｖｒｅｆ，出力電圧位相指令θｏｕｔは、ＰＷＭパルス演算器１０によって、Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）を演算する。双方向スイッチ郡３の出力には、電流を検出する電流検出器１２を具備し、電流方向検出回路７で、各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）が検出される。
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）と各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）と入力電圧位相θｉｎは転流補償器１１に入力され、転流補償器１１によって補償されたＵ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２）を出力する。電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２）と電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）に基づき、転流回路８で転流動作が決まり、駆動回路５によって、双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔが駆動される。
双方向スイッチＳｕｒ〜Ｓｗｔは、図２に示すように、逆阻止形のＩＧＢＴを逆並列に組み合わせても良いし、ダイオードとＩＧＢＴを直列接続したものを、逆並列に組み合わせても良い。
つぎにＰＷＭサイクロコンバータの転流について説明する。
図３は双方向スイッチ郡３のうち入力２相、出力１相分のみ取り出した回路図である。図３のスイッチにおいて、ＳＷ３、ＳＷ４がオンの状態から、ＳＷ１、ＳＷ２がオンの状態へ転流する場合について説明する。また、入力電圧は、ＳＷ３，ＳＷ４の入力電圧Ｅ２より、ＳＷ１，ＳＷ２の入力電圧Ｅ１が大きいとする。
図３は双方向スイッチ郡３のうち入力２相、出力１相分のみ取り出した回路図である。図３のスイッチにおいて、ＳＷ３、ＳＷ４がオンの状態から、ＳＷ１、ＳＷ２がオンの状態へ転流する場合について説明する。また、入力電圧は、ＳＷ３，ＳＷ４の入力電圧Ｅ２より、ＳＷ１，ＳＷ２の入力電圧Ｅ１が大きいとする。
また、図４は出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒが正の場合を、図５は出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒが負の場合のＰＷＭ指令と、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４のオンオフ状態を示している。なお、各図の下段の丸数字はスイッチ順を示している。
ＰＷＭ指令によって、まず、これまで電流を流していた双方向スイッチのうち電流を流していないスイッチ（図４ではＳＷ３，図５ではＳＷ４）がオフする。
次に電流が移る側の双方向スイッチのうち出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒが流れ続けるために必要な方向のスイッチ（図４ではＳＷ２，図５ではＳＷ１）がオンする。
次にこれまで電流を流していたスイッチ（図４ではＳＷ４，図５ではＳＷ３）をオフする。
最後に新たに電流が流れる双方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒの反対のスイッチ（図４ではＳＷ１，図５ではＳＷ２）をオンする。
この一連のスイッチングシーケンスを転流といい、特許文献１で詳細に説明している。
また、この転流動作で、出力側″ｏ″の電位は、図４の場合（Ｅ１＞Ｅ２，Ｉｏ＿ｄｉｒ＞０）は、下段の動作範囲（２）〜（７）で変化する。
図５の場合（Ｅ１＞Ｅ２，Ｉｏ＿ｄｉｒ＜０）は、（３）〜（６）で変化する。このためＰＷＭ指令に対して、図４では、実際の出力が大きくなり、図５の場合では小さくなる。
ＰＷＭ指令によって、まず、これまで電流を流していた双方向スイッチのうち電流を流していないスイッチ（図４ではＳＷ３，図５ではＳＷ４）がオフする。
次に電流が移る側の双方向スイッチのうち出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒが流れ続けるために必要な方向のスイッチ（図４ではＳＷ２，図５ではＳＷ１）がオンする。
次にこれまで電流を流していたスイッチ（図４ではＳＷ４，図５ではＳＷ３）をオフする。
最後に新たに電流が流れる双方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏ＿ｄｉｒの反対のスイッチ（図４ではＳＷ１，図５ではＳＷ２）をオンする。
この一連のスイッチングシーケンスを転流といい、特許文献１で詳細に説明している。
また、この転流動作で、出力側″ｏ″の電位は、図４の場合（Ｅ１＞Ｅ２，Ｉｏ＿ｄｉｒ＞０）は、下段の動作範囲（２）〜（７）で変化する。
図５の場合（Ｅ１＞Ｅ２，Ｉｏ＿ｄｉｒ＜０）は、（３）〜（６）で変化する。このためＰＷＭ指令に対して、図４では、実際の出力が大きくなり、図５の場合では小さくなる。
図６〜図８は、入力電圧がＥ１＜Ｅ２の場合について示したもので、転流動作については、これまでの図３〜図５の説明と同様となる。
一方、出力側″ｏ″の電位は、図７では，実際の出力が小さくなり、図８の場合では大きくなる。
以上をまとめると表１のようになる。
一方、出力側″ｏ″の電位は、図７では，実際の出力が小さくなり、図８の場合では大きくなる。
以上をまとめると表１のようになる。
三相交流電源１の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間では、Ｅ１＞Ｅ２となり、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間では、Ｅ１＜Ｅ２となる。
この場合の各記号は、
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値
θｉｎ：入力電圧の位相、である。
このような、転流動作による誤差を補正するための転流補償器１１の動作について詳細に説明する。
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）と各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）と入力電圧位相θｉｎは転流補償器１１に入力され、出力電圧指令を、（１）、（２）、（３）式から演算し、新たな出力電圧指令とする。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（１）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（２）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（３）
この演算の条件１として、
前記三相交流電源の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で，前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔＶは負の固定値をとる。
また、条件２として、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔＶは正の固定値をとる。
なお、各記号は、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値、
Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１Ｖｏｕｔ：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧指令値
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値
θｉｎ：入力電圧の位相、である。
Ｕ，Ｖ，Ｗ相の電圧指令（Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１）と各相の電流方向（ＩｕＤＩＲ，ＩｖＤＩＲ，ＩｗＤＩＲ）と入力電圧位相θｉｎは転流補償器１１に入力され、出力電圧指令を、（１）、（２）、（３）式から演算し、新たな出力電圧指令とする。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（１）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（２）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ …（３）
この演算の条件１として、
前記三相交流電源の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で，前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔＶは負の固定値をとる。
また、条件２として、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔＶは正の固定値をとる。
なお、各記号は、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値、
Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１Ｖｏｕｔ：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧指令値
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値
θｉｎ：入力電圧の位相、である。
また、請求項２の発明では、電圧補正値ΔＶを、出力電流検出器によって検出された電流値に応じて可変とする。請求項２の方式では電流値が正から負へ切替わる点は、電圧補正値ΔＶが大きく変化する。これをなめらかにつなげることが可能になる。
更に、請求項３の発明では、双方向スイッチがキャリア周期内で１度もオンオフしない場合、電圧誤差が発生しないため、出力電圧指令は、以下のような（４）式、（５）式および（６）式から演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも１度行う場合は、先の（１）式、（２）式および（３）式から演算するように切り替えるものである。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１ …（４）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１ …（５）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１ …（６）
以上のように、転流動作における指令電圧と実際に出力される電圧の誤差を補償するので，本来出力したい出力電圧指令Ｖｒｅｆどおりの出力が可能となる。電圧誤差は、モータの乱調やトルク脈動の原因となるため、本方式を適用することでモータの駆動特性が向上する。
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１ …（４）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１ …（５）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１ …（６）
以上のように、転流動作における指令電圧と実際に出力される電圧の誤差を補償するので，本来出力したい出力電圧指令Ｖｒｅｆどおりの出力が可能となる。電圧誤差は、モータの乱調やトルク脈動の原因となるため、本方式を適用することでモータの駆動特性が向上する。
本発明を詳細にまた特定の実施態様を参照して説明したが、本発明の精神と範囲を逸脱することなく様々な変更や修正を加えることができることは当業者にとって明らかである。
本出願は、２００４年６月１日出願の日本特許出願番号２００４−１６３３７５に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
本出願は、２００４年６月１日出願の日本特許出願番号２００４−１６３３７５に基づくものであり、その内容はここに参照として取り込まれる。
１ 三相交流電源
２ 入力フィルタ
３ 双方向スイッチ群
４ 負荷モータ
５ 駆動回路
６ 入力電圧振幅・位相検出器
７ 電流方向検出器
８ 転流回路
９ 電圧指令発生器
１０ ＰＷＭパルス演算器
１１ 転流補償器
１２ 電流検出器
２１ 逆阻止ＩＧＢＴ
２２ ＩＧＢＴ
２３ ダイオード
Ｓｕｒ〜Ｓｗｔ 双方向スイッチ
２ 入力フィルタ
３ 双方向スイッチ群
４ 負荷モータ
５ 駆動回路
６ 入力電圧振幅・位相検出器
７ 電流方向検出器
８ 転流回路
９ 電圧指令発生器
１０ ＰＷＭパルス演算器
１１ 転流補償器
１２ 電流検出器
２１ 逆阻止ＩＧＢＴ
２２ ＩＧＢＴ
２３ ダイオード
Ｓｕｒ〜Ｓｗｔ 双方向スイッチ
Claims (3)
- 三相交流電源の各相と三相出力の電力変換器の各相とを電流が一方向だけ流せる片方向半導体スイッチを２個組み合わせた構成で、かつ各々が独立にオンオフできる構成とする双方向半導体スイッチで直接接続する電力変換器であり、前記双方向半導体スイッチのオンオフ時間は、前記双方向半導体スイッチの出力側に接続された負荷に印加する電圧指令に基づいて決定されるＰＷＭサイクロコンバータであって、
前記三相交流電源の電圧位相を検出する入力電圧位相検出器と、
前記双方向半導体スイッチに流れる電流方向を検出する電流検出器と、
前記入力電圧位相検出器と前記電流検出器の出力を入力として、前記電圧指令を補償する転流補償器と、を具備したＰＷＭサイクロコンバータにおいて、
前記転流補償器にて出力電圧指令を、次の（１）式、（２）式及び（３）式から、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（１）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（２）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１＋ΔＶ ・・・（３）
条件、
前記三相交流電源の各相の位相を
Ｖｒ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎθｉｎ，
Ｖｓ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−１２０），
Ｖｔ＝Ｖｉｎ＊ｓｉｎ（θｉｎ−２４０）と定義した時、
０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合は、ΔＶは負の固定値をとる。
又、０°≦θｉｎ≦６０°，１２０°≦θｉｎ≦１８０°，２４０°≦θｉｎ≦３００°の区間で、前記電流検出器の出力が負の場合と、
６０°≦θｉｎ≦１２０°，１８０°≦θｉｎ≦２４０°，３００°≦θｉｎ≦３６０°の区間で、前記電流検出器の出力が正の場合は、ΔＶは正の固定値をとる。
但し、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２，Ｖｖ＿ｒｅｆ２，Ｖｗ＿ｒｅｆ２：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の転流補償器での補償後の各出力電圧指令値、
Ｖｕ＿ｒｅｆ１，Ｖｖ＿ｒｅｆ１，Ｖｗ＿ｒｅｆ１Ｖｏｕｔ：Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の各出力電圧指令値、
Ｖｒ，Ｖｓ，Ｖｔ：Ｒ相，Ｓ相，Ｔ相の各入力電圧値、
Ｖｉｎ：入力電圧の波高値、
θｉｎ：入力電圧の位相、
として演算し、出力電圧とすることを特徴とするＰＷＭサイクロコンバータ。 - 前記出力電圧指令の（１）式、（２）式及び（３）式でのΔＶが、前記電流検出器によって検出された電流値に応じて可変とすることを特徴とする請求項１記載のＰＷＭサイクロコンバータ。
- 前記双方向スイッチがキャリア周期内で１度もオンオフしない場合、前記出力電圧指令は、次の（４）式、（５）式及び（６）式から、
Ｖｕ＿ｒｅｆ２＝Ｖｕ＿ｒｅｆ１ ・・・（４）
Ｖｖ＿ｒｅｆ２＝Ｖｖ＿ｒｅｆ１ ・・・（５）
Ｖｗ＿ｒｅｆ２＝Ｖｗ＿ｒｅｆ１ ・・・（６）
により演算し、キャリア周期内でオンオフを少なくとも１度行う場合は（１）式、（２）式及び（３）式より演算するように切換えて、前記転流補償器にて出力電圧指令を補償することを特徴とする請求項１又は請求項２記載のＰＷＭサイクロコンバータ。
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