WO2022254746A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2022254746A1
WO2022254746A1 PCT/JP2021/043060 JP2021043060W WO2022254746A1 WO 2022254746 A1 WO2022254746 A1 WO 2022254746A1 JP 2021043060 W JP2021043060 W JP 2021043060W WO 2022254746 A1 WO2022254746 A1 WO 2022254746A1
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voltage
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fixed
input voltage
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瑞紀 中原
尊衛 嶋田
博洋 床井
賢二 池田
裕治 榎本
Original Assignee
株式会社日立産機システム
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/12—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode

Definitions

  • the present invention relates to a power converter, and more particularly to a power converter using a Vienna rectifier.
  • Patent Document 1 A three-phase PFC (Power Factor Correction) converter with a power factor improvement function has been proposed as a rectifier circuit that receives power from a three-phase system and converts it to DC voltage (Patent Document 1).
  • Patent Document 1 a switch is provided between each phase input (each terminal on the three-phase system side) of the three-phase diode bridge and the connection point of two capacitors connected in series between the terminals of the DC section. It is a circuit method. This circuit scheme is called a Vienna rectifier.
  • the current in each phase of the three-phase system can be controlled to a sine wave similar to the voltage, and the power factor can be improved.
  • a power conversion device is a power conversion device that converts a three-phase AC voltage into a DC voltage, and is connected to each phase terminal to which the three-phase AC voltage is input.
  • a plurality of bidirectional switches connected between the two connection points; and a controller for controlling switching of the plurality of bidirectional switches, wherein the controller controls each phase of the three-phase AC voltage.
  • a fixed ON mode for controlling the switching so that the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the input voltage is fixed to the ON state during all or part of the period during which the absolute value of the input voltage is the maximum; , as operating modes.
  • switching loss can be reduced in a power converter using a Vienna rectifier.
  • FIG. 1 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a power conversion device according to Embodiment 1;
  • FIG. 4A and 4B are diagrams showing examples of various waveforms in the power converter according to the first embodiment;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a control block of a controller according to Embodiment 1;
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a control block showing the operation of a correction voltage computing unit;
  • FIG. 9 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power conversion device according to Embodiment 2;
  • FIG. 10 is a diagram showing an example of the relationship between input voltage and efficiency in Embodiment 2;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power conversion device according to Embodiment 3;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power conversion device according to Embodiment 4; It is an example of the circuit structure of the power converter device which concerns on Embodiment 5.
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power conversion device according to Embodiment 3;
  • FIG. 12 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power conversion device according to Embodiment 4; It is an example of the circuit structure of the power converter device which concerns on Embodiment 5.
  • Embodiment 1 A power converter according to Embodiment 1 will be described.
  • This power converter is a device that converts a three-phase AC voltage into a DC voltage using a Vienna rectifier.
  • the Vienna rectifier can reduce the withstand voltage of the switches to approximately 1/2 compared to a three-phase PWM converter using six switches.
  • a Vienna rectifier that receives power from a 3-phase 400V system can use 600V to 650V withstand voltage switches, which is more cost effective than a 3-phase PWM converter that requires 1.2 kV withstand voltage switches.
  • the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is fixed to the ON state. It is characterized by having a mode.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power converter according to Embodiment 1.
  • the power converter 100 includes inductors 102r, 102s, 102t, a three-phase diode bridge 103, capacitors 104, 105 (first and second capacitors), bidirectional switches 106r, 106s, 106t and.
  • a bidirectional switch means a switch through which current flows in both directions, and is, for example, a switching element such as a transistor.
  • the voltage of the three-phase system 101 varies depending on the country or region, it is generally between three-phase 200V and 400V.
  • the inductors 102 r, 102 s, and 102 t are connected to respective phase terminals to which the three-phase AC voltage from the three-phase system 101 is input.
  • the inductors 102r, 102s, and 102t are configured by, for example, coil elements.
  • the three-phase diode bridge 103 is connected after the inductors 102r, 102s, and 102t.
  • Capacitors 104 and 105 are connected in series between two terminals on the output side of the three-phase diode bridge 103, that is, between terminals P and N of the DC output section.
  • the bidirectional switch 106r connects the connection point (first connection point) between the inductor 102r and the three-phase diode bridge 103 and the connection point M (second connection point) between the capacitors 104 and 105 for the r-phase. connected between Similarly, the bidirectional switch 106s is connected between the connection point between the inductor 102s and the three-phase diode bridge 103 and the connection point M of the capacitor for the s-phase.
  • the bidirectional switch 106t is connected between the connection point between the inductor 102t and the three-phase diode bridge 103 and the connection point M of the capacitor for the t-phase.
  • the bidirectional switch 106r is configured by connecting MOSFETs 111 and 112 in series.
  • bidirectional switch 106s is composed of MOSFETs 113 and 114 connected in series
  • bidirectional switch 106t is composed of MOSFETs 115 and 116 connected in series.
  • the power converter 100 includes voltage sensors 107r and 107s, current sensors 108r and 108s, a voltage sensor 109, and a controller 110.
  • the voltage sensor 107r is a sensor that detects the r-phase voltage Vr.
  • the voltage sensor 107s is a sensor that detects the s-phase voltage Vs.
  • the current sensor 108r is a sensor that detects the r-phase current Ir.
  • the current sensor 108s is a sensor that detects the s-phase current Is.
  • the voltage sensor 109 is a sensor that detects the voltage of the DC output section.
  • the current sensor is composed of, for example, a sensor using a shunt resistor and an insulated amplifier, a magnetic sensor such as a current sensor with a core or a current sensor without a core, or the like.
  • the voltage sensor is configured by, for example, one using a resistive voltage divider and an isolation amplifier, one using a capacitor voltage divider and an isolation amplifier, one using a highly sensitive non-contact current sensor and a series resistor, or the like.
  • the controller 110 controls switching of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t based on the detection values detected by each sensor.
  • the controller 110 is configured by, for example, an integrated circuit, a programmable semiconductor chip, a microcomputer chip, or a circuit using discrete semiconductors. Examples of integrated circuits include ICs (Integrated Circuits) and LSIs (Large Scale Integrations). Examples of programmable semiconductor chips include PLDs (Programmable Logic Devices) and FPGAs (Field Programmable Gate Arrays).
  • the power conversion device 100 receives three-phase AC power from a three-phase system 101, converts it into DC power by a three-phase diode bridge 103 and bidirectional switches 106r, 106s, and 106t of each phase, and outputs the DC power to terminals P, It is smoothed by capacitors 104 and 105 connected to N. Arbitrary loads such as an inverter and a DC-DC converter (not shown) are connected after the capacitors 104 and 105, and power is sent to these loads.
  • Arbitrary loads such as an inverter and a DC-DC converter (not shown) are connected after the capacitors 104 and 105, and power is sent to these loads.
  • Controller 110 receives an externally input DC voltage command value (not shown), r-phase and s-phase voltages detected by voltage sensors 107r and 107s, and r- and s-phase voltages detected by current sensors 108r and 108s.
  • the s-phase current and the DC voltage detected by the voltage sensor 109 are input.
  • the controller 110 controls the switching cycle of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t based on the DC voltage command value and the three-phase phase voltages and phase currents including the t-phase calculated from the detected values input from the sensors.
  • a ratio of ON time (duty ratio) is calculated. The duty ratio is calculated and controlled so that each phase current of the three-phase system 101 approaches a sine wave while controlling the DC voltage to be constant. As a result, the power factor of the power received from the three-phase system 101 approaches one.
  • phase voltages and phase currents are detected for two phases, the r phase and the s phase. .
  • the DC voltage at the terminal P of the DC output unit is detected, but the invention is not limited to this, and for example, the voltages of the capacitors 104 and 105 may be detected.
  • FIG. 2 is a diagram showing examples of various waveforms in the power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. FIG. 2 shows temporal changes in the input voltage command value (command voltage) Vd, the phase current I, the correction voltage Voffset, and the duty ratio D on the same time axis.
  • the input voltage command value Vd is the input voltage command value for the Vienna rectifier calculated by the controller 110 .
  • the input voltage command value Vd corresponds to the target value of the input voltage of each phase in the subsequent stage of the inductor, that is, in the preceding stage of the three-phase diode bridge 103 .
  • the input voltage command value Vd is composed of an r-phase input voltage command value Vdr, an s-phase input voltage command value Vds, and a t-phase input voltage command value Vdt. Each of these command values is a simple sine wave with a phase shift of 120°.
  • the phase current I is a general term for currents of each phase, and is composed of an r-phase current Ir, an s-phase current Is, and a t-phase current It.
  • this phase current I approaches the waveform of the phase voltage V, the power factor approaches 1 and the power factor is improved.
  • the correction voltage Voffset is a correction voltage to be added to the input voltage command value Vd, and is calculated by the controller. The details of the calculation method of the correction voltage Voffset will be described later.
  • the duty ratio D is a generic term for duty ratios when switching the bidirectional switches of each phase by PWM.
  • the duty ratio is the ratio of the time during which the bidirectional switch is on to the switching cycle.
  • the duty ratio D is composed of a duty ratio Dr in switching of the r-phase bidirectional switch 106r, a similar duty ratio Ds in the s-phase, and a similar duty ratio Dt in the t-phase.
  • the period A from time t1 to t2, the period B from time t2 to t3, and the period C from time t3 to t4 each correspond to a period of 60 degrees of the system phase.
  • Period B t2-t3>>>
  • the absolute value of the s-phase input voltage command value Vds is the largest among the three phases.
  • the correction voltage Voffset is calculated so as to fix the duty ratio Ds of the s-phase bidirectional switch 106s to one.
  • the bidirectional switch 106t fixed in the ON state in the period A switches in the period B, and only the bidirectional switch 106s is fixed in the ON state.
  • the three-phase currents Ir, Is, and It are controlled to be sinusoidal waves.
  • ⁇ Period C t3-t4>>>
  • the absolute value of the r-phase input voltage command value Vdr is the largest among the three phases.
  • the correction voltage Voffset is calculated so as to fix the duty ratio Dr of the r-phase bidirectional switch 106r to one.
  • the bidirectional switch 106s fixed in the ON state in the period B switches in the period C, and only the bidirectional switch 106r is fixed in the ON state.
  • the three-phase currents Ir, Is, and It are controlled to be sinusoidal waves.
  • each period A to period C is a period corresponding to 60 degrees of the system phase
  • the bidirectional switch of each phase has a period during which switching is stopped twice in one cycle of the system. That is, the switching is stopped for a total of 120 degrees and is fixed in the ON state.
  • a line voltage can be applied to the inductors 102r, 102s, and 102t without passing through the three-phase diode bridge 103, and the currents Ir, Is, and It can be controlled to sinusoidal waves.
  • the configuration of the first embodiment can reduce the switching loss of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t, and improve the conversion efficiency.
  • FIG. 3 is a diagram showing an example of control blocks of a controller according to the first embodiment.
  • the difference Verr between the externally input DC voltage command value Vref and the DC voltage Vpn of the DC output section detected by the voltage sensor 109 is calculated.
  • the PI (Proportion-Integral) controller 121 is a controller often used for general feedback control, and based on the difference Verr, the proportional control output and the integral control output are added so as to make the difference Verr zero.
  • a current amplitude command value Iamp_ref is calculated. Note that the PI controller 121 corresponds to a voltage controller. Current amplitude command value Iamp_ref is multiplied by phase information sin of each phase voltage of three-phase system 101 to calculate current command value Iref for each phase.
  • the PI controller 122 calculates the input voltage command value Vd based on the difference Ierr between the current command value Iref and the phase current I detected by the current sensors 108r and 108s.
  • the correction voltage calculator 123 Based on the inputted input voltage command value Vd, the correction voltage calculator 123 generates a correction voltage Voffset that fixes the duty ratio of the bidirectional switch of the phase having the maximum absolute value among the input voltage command values Vd to 1. to calculate
  • the corrected voltage Voffset is added equally to the input voltage command value Vd of each phase, and the corrected input voltage command value Vd2 (collective term for Vdr2, Vds2, and Vdt2) is calculated.
  • the duty calculator 124 calculates the duty ratio D (Dr, Ds, Dt) of each phase based on the input corrected input voltage command value Vd2, and generates gate signals for driving the bidirectional switches 106r, 106s, 106t. to generate
  • the power conversion device 100 has, as an operation mode of its controller 110, a fixed ON mode in which the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is fixed in the ON state.
  • the correction voltage Voffset can also be considered as a common voltage applied to the connection point M between the capacitors 104 and 105 .
  • the current command value Iref for each phase is calculated from the current amplitude command value Iamp_ref using the phase information sin, but the present invention is not limited to this. may be calculated.
  • a block or the like for controlling the voltage balance of the capacitors 104 and 105 is not incorporated, but such a block or the like may be added.
  • FIG. 4 is a diagram showing an example of a control block showing the operation of the correction voltage calculator. Absolute values of the input voltage command values Vdr, Vds, and Vdt of each phase are calculated by the absolute value calculator and input to the maximum voltage selector 131 .
  • the absolute value of the input voltage command value one of Vdr, Vds, or Vdt
  • the r-phase input voltage becomes the potential of the DC output terminal P, and when it is turned on, the voltage at the connection point M of the capacitor potential (ideally zero at the same potential as the neutral point of the three-phase system 101).
  • the duty ratio Dr of the bidirectional switch 106r approaches 1 as the input voltage command value Vdr decreases.
  • the r-phase current Ir flows in the negative direction, turning off the bidirectional switch 106r causes the r-phase input voltage to become the potential of the DC output terminal N, and similarly the absolute value of the input voltage command value Vdr. is closer to zero, the duty ratio Dr of the bidirectional switch 106r is closer to one.
  • the maximum voltage selector 131 selects and outputs the maximum absolute value of the input voltage command values Vdr, Vds, and Vdt, and the input voltage command values Vdr, Vds, and Vdt are input to the polarity determiner 132. be done.
  • the polarity determiner 132 determines whether the input voltage command value having the maximum absolute value is positive or negative, and outputs -1 if positive and +1 if negative.
  • the output of the maximum voltage selector 131 and the output of the polarity determiner 132 are multiplied to calculate the correction voltage Voffset.
  • the calculated correction voltage Voffset is added equally to the input voltage command values Vdr, Vds, and Vdt of each phase, resulting in corrected input voltage command values Vdr2, Vds2, and Vdt2.
  • the corrected input voltage command value Vdr2 becomes zero.
  • the r-phase bidirectional switch 106r can be fixed in the ON state.
  • the correction voltage Voffset is added equally to the other phases, the line voltage is not affected.
  • the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is fixed to the ON state during the entire period during which the absolute value of the phase voltage is maximum.
  • the present invention is not limited to this. You may make it fix to an ON state. Even in such a case, the switching loss can be reduced while improving the power factor.
  • Embodiment 2 A power converter according to Embodiment 2 will be described.
  • This power conversion device is based on the power conversion device according to the first embodiment, and has a fixed OFF mode as well as a fixed ON mode as the operation mode of the controller.
  • the off-fixed mode is an operation mode in which the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is fixed in the off state.
  • this power converter switches the operation mode of the controller between a fixed ON mode and a fixed OFF mode based on the input voltage or the step-up ratio.
  • the step-up ratio means the ratio of the output DC voltage to the input voltage of the three-phase system.
  • the input voltage of the three-phase system is relatively low with respect to the output DC voltage, or the ratio of the output DC voltage to the input voltage, that is, It works particularly well under conditions where the boost ratio is high.
  • FIG. 5 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power converter according to the second embodiment. Note that FIG. 5 assumes that the DC voltage is constant.
  • the operation mode of the controller 110 when the input voltage is lower than the threshold voltage Vth, the operation mode of the controller 110 is set to ON fixed mode, and the fixed value of the duty ratio in the switching of the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is set to 1.
  • the operation mode of the controller 110 in the region where the input voltage is equal to or higher than the threshold voltage Vth, the operation mode of the controller 110 is set to the off-fixed mode, and the fixed value of the duty ratio in the switching of the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is set to 0. do.
  • the switching loss of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t can be reduced over a wide input voltage range.
  • the threshold voltage Vth is set to a value at which the maximum value of the line voltage of the three-phase system 101 is about 1/2 of the output DC voltage. It is desirable to set However, the threshold voltage Vth is not limited to this. For example, the threshold voltage Vth may be set within a range of greater than 0% and 50% or less of the DC voltage, or may be set within a range of 45% or more and 55% or less of the DC voltage.
  • FIG. 6 is a diagram showing an example of the relationship between input voltage and efficiency in the second embodiment.
  • the conversion efficiency 201 is the conversion efficiency when switching between the fixed ON mode and the fixed OFF mode depending on whether the input voltage is lower or higher than the threshold voltage Vth.
  • the conversion efficiency 202 is the conversion efficiency when using a three-phase modulation mode in which all three-phase bidirectional switches are switched in all input voltage ranges. As shown in FIG. 6, the conversion efficiency 201 when switching between the on-fixed mode and the off-fixed mode according to the input voltage is higher than the conversion efficiency 202 when using the three-phase modulation mode over the entire input voltage range. .
  • Embodiment 3 A power converter according to Embodiment 3 will be described.
  • This power conversion device is based on the power conversion device according to the first embodiment, and has a fixed ON mode, a fixed OFF mode, and a three-phase modulation mode as operation modes of the controller.
  • the three-phase modulation mode is an operation mode in which all three-phase bidirectional switches are switched.
  • this power conversion device does not provide a threshold voltage at one point, but provides a three-phase modulation mode between the fixed ON mode and the fixed OFF mode with respect to the magnitude of the input voltage. This is the device for the case.
  • FIG. 7 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power converter according to the third embodiment. Note that FIG. 7 assumes that the DC voltage is constant.
  • the controller 110 when the input voltage is lower than the first threshold voltage Vth1, the controller 110 sets the operation mode to the fixed ON mode. When the input voltage is equal to or higher than the first threshold voltage Vth1 and lower than the second threshold voltage Vth2, the controller 110 sets the operation mode to the three-phase modulation mode. When the input voltage is equal to or higher than the second threshold voltage Vth2, the controller 110 sets the operation mode to the fixed off mode.
  • three-phase modulation is characterized in that fewer harmonics are generated than in the case of stopping the one-phase bidirectional switch shown in the first and second embodiments. Therefore, harmonic noise can be reduced by intentionally using three-phase modulation in an input voltage range above a certain level where switching loss is not a problem.
  • Embodiment 4 A power converter according to Embodiment 4 will be described.
  • This power conversion device is based on the power conversion device according to the first embodiment, and has a three-phase modulation mode in addition to the ON fixed mode as the operation mode of the controller.
  • This power converter switches the operation mode of the controller between a fixed ON mode and a three-phase modulation mode based on the input voltage or the step-up ratio.
  • switching loss can be reduced over a wide range of input voltages by selecting either the fixed-on mode or the three-phase modulation mode based on the input voltage or step-up ratio.
  • FIG. 8 is a diagram showing an example of the relationship between the input voltage and the duty ratio fixed value in the power converter according to the fourth embodiment. Note that FIG. 8 assumes that the DC voltage is constant.
  • the operation mode of the controller 110 when the input voltage is lower than the threshold voltage Vth, the operation mode of the controller 110 is set to ON fixed mode, and the fixed value of the duty ratio in the switching of the bidirectional switch of the phase with the maximum absolute value of the phase voltage is set to 1.
  • the operation mode of the controller 110 in the region where the input voltage is equal to or higher than the threshold voltage Vth, the operation mode of the controller 110 is set to the three-phase modulation mode so that switching of the bidirectional switches of each phase is always performed.
  • the switching loss of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t can be reduced over a wide input voltage range.
  • the threshold voltage Vth is preferably set to a value at which the maximum value of the line voltage of the three-phase system 101 is approximately 1/2 of the DC voltage, but is set within a predetermined range as in the second embodiment. You may do so.
  • Embodiment 5 is a modification of the circuit configuration of the power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. 5 is a modification of the circuit configuration of the power converter according to Embodiment 1.
  • FIG. 9 is an example of a circuit configuration of a power converter according to Embodiment 5.
  • each of the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t is composed of two MOSFETs connected in series.
  • each bidirectional switch can be composed of one switch and four diodes. That is, the bidirectional switches 106r, 106s, and 106t in Embodiment 1 can be replaced with bidirectional switches 506r, 506s, and 506t, respectively, as shown in FIG. Specifically, the connection points between the inductors 102r, 102s, and 102t and the three-phase diode bridge 103 are defined as first connection points, and the connection points between the capacitors 104 and 105 are defined as second connection points.
  • each of the bidirectional switches 506r, 506s, and 506t of each phase includes one switching element, such as a power transistor, and a first switching element forwardly connected from a first connection point to one end of the switching element. a diode, a second diode forwardly connected from the other end of the switching element to the first connection point, a third diode forwardly connected from the second connection point to the one end, and others and a fourth diode forwardly connected from the end to the second connection point.
  • one switching element such as a power transistor
  • switching elements such as IGBTs, thyristors, GTOs, and bipolar transistors may be used as switching elements instead of MOSFETs.
  • Embodiment 5 with such a circuit configuration, the number of switching elements (excluding diodes) with a relatively high failure rate can be reduced, and the failure rate of the power converter can be reduced.
  • the mounting space can be reduced.
  • each of the configurations, functions, circuits, etc. described above may be realized by designing a part or all of them, for example, using an integrated circuit or a programmable semiconductor chip.
  • DESCRIPTION OF SYMBOLS 100... Power converter, 101... Three-phase system, 102r, 102s, 102t... Inductor, 103... Three-phase diode bridge, 104, 105... Capacitor, 106r, 106s, 106t... Bidirectional switch, 107r, 107s... Voltage sensor, 108r, 108s current sensor, 109 voltage sensor, 110 controller, P, N DC output terminal, M midpoint of capacitor connection

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  • Power Engineering (AREA)
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Abstract

本開示により、例えば、スイッチング損失が低減される、Ｖｉｅｎｎａ整流器を含む電力変換装置の提供が可能になる。本開示の電力変換装置は、三相系統に接続されるインダクタと、インダクタの後段に接続される三相ダイオードブリッジと、三相ダイオードブリッジの出力側の二端子間に直列に接続されたコンデンサと、インダクタと三相ダイオードブリッジとの接続点と、コンデンサの接続中点との間に接続された複数の双方向スイッチと、双方向スイッチのスイッチングを制御するコントローラと、を備え、コントローラは、三相交流電圧の各相のうち入力電圧の絶対値が最大である相の双方向スイッチを、上記絶対値が最大である期間の全部または一部において、オン状態に固定するよう双方向スイッチのスイッチングを制御するオン固定モードを、動作モードとして有する構成をとる。

Description

電力変換装置
　本発明は、電力変換装置に関し、より詳しくは、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置に関する。
　三相系統を受電し、直流電圧へ変換する整流回路として、力率改善機能を有した三相ＰＦＣ（Ｐｏｗｅｒ　Ｆａｃｔｏｒ　Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ）コンバータが提案されている（特許文献１）。特許文献１では、三相ダイオードブリッジの各相入力（三相系統側各端子）と、直流部の端子間に直列接続された２個のコンデンサの接続点との間に、それぞれスイッチを設けた回路方式となっている。この回路方式は、Ｖｉｅｎｎａ（ビエナ、ヴィエナ、ウィーン等といわれる）整流器と呼ばれている。
　Ｖｉｅｎｎａ整流器では、各相のスイッチをＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ｗｉｄｔｈ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）で高速スイッチングすることにより、三相系統の各相において電流を電圧と相似な正弦波に制御でき、力率を改善することができる。
特許第５１６７８８４号公報
　しかしながら、Ｖｉｅｎｎａ整流器では、上述のとおり、各相のスイッチをＰＷＭにより高速スイッチングする。そのため、スイッチング損失が生じ、電力の変換効率が低下する。
　このような事情により、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置において、スイッチング損失を低減する手法の提供が望まれている。
　なお、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置において、スイッチング損失を低減する手法の一例が、特許文献である特開２００４－３４３９７５号公報に記載されているが、この手法は、本願が開示する手法とは異なるものである。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものの概要を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
　本発明の代表的な実施の形態による電力変換装置は、三相交流電圧を直流電圧へと変換する電力変換装置であって、それぞれが、前記三相交流電圧が入力される各相の端子に接続された複数のインダクタと、前記複数のインダクタの後段に接続された三相ダイオードブリッジと、前記三相ダイオードブリッジの出力側の二端子間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、それぞれが、前記各相について、前記インダクタと前記三相ダイオードブリッジとの接続点である第１の接続点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点である第２の接続点との間に接続された、複数の双方向スイッチと、前記複数の双方向スイッチのスイッチングを制御するコントローラと、を備え、前記コントローラは、前記三相交流電圧の各相のうち入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部または一部において、オン状態に固定するよう前記スイッチングを制御するオン固定モードを、動作モードとして有する。
　本願において開示される発明のうち、代表的なものによって得られる効果を簡単に説明すれば、以下のとおりである。
　本発明の代表的な実施の形態によれば、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いた電力変換装置においてスイッチング損失を低減することができる。
実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。 実施形態１に係る電力変換装置における各種波形の一例を示した図である。 実施形態１におけるコントローラの制御ブロックの一例を示した図である。 補正電圧演算器の動作を示す制御ブロックの一例を示した図である。 実施形態２に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。 実施形態２における入力電圧と効率との関係の一例を示した図である。 実施形態３に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。 実施形態４に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。 実施形態５に係る電力変換装置の回路構成の一例である。
　これより、本発明の実施形態について説明する。なお、以下で説明する各実施形態は、本発明を実現するための一例であり、本発明の技術範囲を限定するものではない。
　また、以下の各実施形態において、同一の機能を有する構成要素には同一の符号を付し、その繰り返しの説明は、特に必要な場合を除き省略する。
　（実施形態１）
　実施形態１に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、Ｖｉｅｎｎａ整流器を用いて三相交流電圧を直流電圧に変換する装置である。Ｖｉｅｎｎａ整流器では、６個のスイッチを使用した三相ＰＷＭコンバータと比較して、スイッチの耐圧をおよそ１／２に低減できる。例えば、三相４００Ｖ系統を受電するＶｉｅｎｎａ整流器では、６００Ｖから６５０Ｖ耐圧のスイッチを使用することができ、１．２ｋＶ耐圧のスイッチが必要な三相ＰＷＭコンバータよりもコスト面で有利となる。実施形態１に係る電力変換装置では、このＶｉｅｎｎａ整流器を用いつつ、スイッチの制御を行うコントローラの動作モードとして、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するオン固定モードを有する点に特徴がある。
　〈装置の構成〉
　図１は、実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の一例を示す図である。図１に示すように、電力変換装置１００は、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔと、三相ダイオードブリッジ１０３と、コンデンサ１０４，１０５（第１および第２のコンデンサ）と、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔと、を備えている。なお、双方向スイッチとは、電流が双方向に流れるスイッチを意味し、例えば、トランジスタなどのスイッチング素子である。
　三相系統１０１は、その電圧が国や地域によって異なるが、概ね三相２００Ｖから４００Ｖの間である。
　インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔは、三相系統１０１からの三相交流電圧が入力される各相の端子にそれぞれ接続されている。インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔは、例えば、コイル素子などにより構成される。
　三相ダイオードブリッジ１０３は、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔの後段に接続されている。
　コンデンサ１０４，１０５は、三相ダイオードブリッジ１０３の出力側の二端子間、すなわち直流出力部の端子Ｐと端子Ｎとの間に、直列に接続されている。
　双方向スイッチ１０６ｒは、ｒ相について、インダクタ１０２ｒと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点（第１の接続点）と、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点Ｍ（第２の接続点）との間に接続されている。同様に、双方向スイッチ１０６ｓは、ｓ相について、インダクタ１０２ｓと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点と、コンデンサの接続点Ｍとの間に接続されている。また、双方向スイッチ１０６ｔは、ｔ相について、インダクタ１０２ｔと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点と、コンデンサの接続点Ｍとの間に接続されている。本実施形態では、双方向スイッチ１０６ｒは、ＭＯＳＦＥＴ１１１，１１２の直列接続により構成される。同様に、双方向スイッチ１０６ｓは、ＭＯＳＦＥＴ１１３，１１４の直列接続により構成され、双方向スイッチ１０６ｔは、ＭＯＳＦＥＴ１１５，１１６の直列接続により構成される。
　また、図１に示すように、電力変換装置１００は、電圧センサ１０７ｒ，１０７ｓと、電流センサ１０８ｒ，１０８ｓと、電圧センサ１０９と、コントローラ１１０とを備えている。
　電圧センサ１０７ｒは、ｒ相の電圧Ｖｒを検出するセンサである。電圧センサ１０７ｓは、ｓ相の電圧Ｖｓを検出するセンサである。
　電流センサ１０８ｒは、ｒ相の電流Ｉｒを検出するセンサである。電流センサ１０８ｓは、ｓ相の電流Ｉｓを検出するセンサである。
　電圧センサ１０９は、直流出力部の電圧を検出するセンサである。
　これらの各センサは、コントローラ１１０と接続されている。電流センサは、例えば、シャント抵抗および絶縁型アンプを用いたもの、コア付き電流センサまたはコアレス電流センサなどの磁気式センサ等により構成される。また、電圧センサは、例えば、抵抗分圧器および絶縁アンプを用いるもの、あるいは、コンデンサ分圧器および絶縁アンプを用いるもの、高感度非接触電流センサおよび直列抵抗を用いるもの等により構成される。
　コントローラ１１０は、各センサにて検出された検出値に基づいて、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチングを制御する。コントローラ１１０は、例えば、集積回路、プログラマブル半導体チップ、マイコンチップ、あるいは、ディスクリート半導体を用いた回路により構成される。集積回路は、例えば、ＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ　Ｃｉｒｃｕｉｔ），ＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ　Ｓｃａｌｅ　Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）などが挙げられる。プログラマブル半導体チップは、例えば、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｌｏｇｉｃ　Ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ　Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ　Ｇａｔｅ　Ａｒｒａｙ）などが挙げられる。
　電力変換装置１００は、三相系統１０１の三相交流電力を受電し、三相ダイオードブリッジ１０３および各相の双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔによって直流電力に変換され、直流出力部の端子Ｐ，Ｎに接続されたコンデンサ１０４，１０５で平滑される。コンデンサ１０４，１０５の後段には、不図示のインバータやＤＣ－ＤＣコンバータ等の任意の負荷が接続され、この負荷に電力が送られる。
　コントローラ１１０には、外部から入力される不図示の直流電圧指令値と、電圧センサ１０７ｒ、１０７ｓで検出されたｒ相およびｓ相の相電圧と、電流センサ１０８ｒ，１０８ｓで検出されたｒ相およびｓ相の相電流と、電圧センサ１０９で検出された直流電圧が入力される。コントローラ１１０は、直流電圧指令値と、各センサから入力される検出値から演算した、ｔ相を含む三相の相電圧および相電流に基づいて、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング周期におけるオン時間の比率（ｄｕｔｙ比）を演算する。ｄｕｔｙ比は、直流電圧を一定に制御しつつ、三相系統１０１の各相電流を正弦波に近づけるべく、演算・制御される。これにより、三相系統１０１から受電する電力の力率を１に近づける。
　なお、本実施形態では、ｒ相とｓ相の二相について相電圧と相電流を検出しているが、これに限定されず、例えば三相全ての相電圧と相電流を検出してもよい。
　また、本実施形態では、直流出力部の端子Ｐの直流電圧を検出しているが、これに限定されず、例えばコンデンサ１０４，１０５の各電圧を検出してもよい。
　〈装置の動作〉
　以下、実施形態１に係る電力変換装置１００の動作について、図２を用いて説明する。
　図２は、実施形態１に係る電力変換装置における各種波形の一例を示した図である。図２では、同一時間軸上における、入力電圧指令値（指令電圧）Ｖｄ、相電流Ｉ、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔ、およびｄｕｔｙ比Ｄの時間変化を表している。
　入力電圧指令値Ｖｄは、コントローラ１１０によって演算されるＶｉｅｎｎａ整流器の入力電圧指令値である。入力電圧指令値Ｖｄは、インダクタの後段すなわち三相ダイオードブリッジ１０３の前段における各相の入力電圧の目標値に相当する。入力電圧指令値Ｖｄは、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒ、ｓ相の入力電圧指令値Ｖｄｓ、ｔ相の入力電圧指令値Ｖｄｔによって構成される。これらの指令値は、それぞれ、位相が１２０°ずつシフトした単純な正弦波になる。
　相電流Ｉは、各相の電流の総称であり、ｒ相の電流Ｉｒ、ｓ相の電流Ｉｓ、ｔ相の電流Ｉｔによって構成される。この相電流Ｉが相電圧Ｖの波形に近づくと、力率が１に近づき、力率が改善される。
　補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、入力電圧指令値Ｖｄに加算する補正電圧であり、コントローラによって演算される。補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔの算出方法の詳細については後述する。
　ｄｕｔｙ比Ｄは、各相の双方向スイッチをＰＷＭでスイッチングする際のデューティ比の総称である。デューティ比は、スイッチング周期に対して双方向スイッチがオンしている時間の割合である。ｄｕｔｙ比Ｄは、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比Ｄｒ、ｓ相での同様のｄｕｔｙ比Ｄｓ、ｔ相での同様のｄｕｔｙ比Ｄｔによって構成される。
　なお、時刻ｔ１～ｔ２の期間Ａ、時刻ｔ２～ｔ３の期間Ｂ、時刻ｔ３～ｔ４の期間Ｃは、それぞれ系統位相６０度分の時間に相当する。
　《期間Ａ：ｔ１～ｔ２》
　時刻ｔ１～ｔ２の期間Ａでは、ｔ相の入力電圧指令値Ｖｄｔは負であり、絶対値が三相の中で最大となっている。この時、後述するコントローラ１１０のスイッチング制御により、入力電圧指令値Ｖｄｔに補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算され、ｔ相の双方向スイッチ１０６ｔのｄｕｔｙ比Ｄｔが１、すなわちオン状態に固定される。また、同時にｒ相の双方向スイッチ１０６ｒとｓ相の双方向スイッチ１０６ｓのｄｕｔｙ比Ｄｒ，Ｄｓにも同じ補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが加算され、ｔ相の双方向スイッチ１０６ｔをスイッチングしなくても各相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。
　《期間Ｂ：ｔ２～ｔ３》
　時刻ｔ２～ｔ３の期間Ｂでは、ｓ相の入力電圧指令値Ｖｄｓの絶対値が三相の中で最大となっている。この時、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、ｓ相の双方向スイッチ１０６ｓのｄｕｔｙ比Ｄｓを１に固定するように計算される。期間Ａでオン状態に固定されていた双方向スイッチ１０６ｔは期間Ｂではスイッチングし、双方向スイッチ１０６ｓのみがオン状態に固定される。期間Ａと同様に、期間Ｂにおいても三相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。
　《期間Ｃ：ｔ３～ｔ４》
　時刻ｔ３～ｔ４の期間Ｃでは、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒの絶対値が三相の中で最大となっている。この時、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒを１に固定するように計算される。期間Ｂでオン状態に固定されていた双方向スイッチ１０６ｓは期間Ｃではスイッチングし、双方向スイッチ１０６ｒのみがオン状態に固定される。期間Ａ、Ｂと同様に、期間Ｃにおいても三相の電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔは正弦波となるように制御される。
　上述したように、期間Ａ～期間Ｃはそれぞれ系統位相６０度分の時間であり、各相の双方向スイッチは系統１周期のうち２回スイッチングを停止する期間がある。すなわち、合計で１２０度分スイッチングを停止し、オン状態に固定される。オン状態に固定されることでインダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔへ三相ダイオードブリッジ１０３を経由せずに線間電圧を印加でき、電流Ｉｒ，Ｉｓ，Ｉｔを正弦波に制御することができる。以上から、実施形態１の構成によって双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減でき、変換効率を向上させることができる。
　《コントローラの動作》
　実施形態１に係る電力変換装置のコントローラの動作について図３を用いて説明する。図３は、実施形態１におけるコントローラの制御ブロックの一例を示した図である。
　図３に示すように、まず、外部から入力された直流電圧指令値Ｖｒｅｆと電圧センサ１０９で検出された直流出力部の直流電圧Ｖｐｎとの差分Ｖｅｒｒが算出される。
　ＰＩ（Ｐｒｏｐｏｒｔｉｏｎ－Ｉｎｔｅｇｒａｌ）制御器１２１は、一般的なフィードバック制御によく用いられる制御器であり、差分Ｖｅｒｒに基づき、差分Ｖｅｒｒをゼロにするように比例制御出力と積分制御出力とを足し合わせた電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆを演算する。なお、ＰＩ制御器１２１は、電圧制御器に相当する。電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆは、三相系統１０１の各相電圧の位相情報ｓｉｎと乗算され、各相の電流指令値Ｉｒｅｆが演算される。
　ＰＩ制御器１２２は、電流指令値Ｉｒｅｆと電流センサ１０８ｒ，１０８ｓで検出された相電流Ｉとの差分Ｉｅｒｒに基づき、入力電圧指令値Ｖｄを演算する。
　補正電圧演算器１２３は、入力された入力電圧指令値Ｖｄに基づいて、入力電圧指令値Ｖｄのうち絶対値が最大である相の双方向スイッチのｄｕｔｙ比を１に固定するような補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算する。
　補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、各相の入力電圧指令値Ｖｄに等しく加算され、補正後入力電圧指令値Ｖｄ２（Ｖｄｒ２，Ｖｄｓ２，Ｖｄｔ２の総称）が演算される。
　ｄｕｔｙ演算器１２４は、入力された補正後入力電圧指令値Ｖｄ２に基づいて、各相のｄｕｔｙ比Ｄ（Ｄｒ，Ｄｓ，Ｄｔ）を演算し、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔを駆動するゲート信号を生成する。
　このように、電力変換装置１００は、そのコントローラ１１０の動作モードとして、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するオン固定モードを有している。
　以上のような動作により、負荷変動等によって電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆが変動しても常に適切な補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを演算することができる。
　なお、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点Ｍに与えられるコモン電圧とも考えることができる。
　また、ここでは、電流振幅指令値Ｉａｍｐ＿ｒｅｆから位相情報ｓｉｎを用いて各相の電流指令値Ｉｒｅｆを演算しているが、これに限定されず、例えばｄｑ変換を用いて各相の電流指令値Ｉｒｅｆを演算してもよい。
　また、ここでは、コンデンサ１０４，１０５の電圧バランスを制御するブロック等は組み込まれていないが、このようなブロック等を追加するようにしてもよい。
　《補正電圧演算器の動作》
　ここで、補正電圧演算器１２３の動作について図４を用いて説明する。
　図４は、補正電圧演算器の動作を示す制御ブロックの一例を示した図である。各相の入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔの絶対値が絶対値演算器によって算出され、最大電圧選択器１３１に入力される。
　相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオン状態に固定するためには、固定対象の入力電圧指令値（Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔのいずれか）の絶対値を小さくする必要がある。例えば、ｒ相の電流Ｉｒが正の向きに流れている場合、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒをオフするとｒ相の入力電圧は直流出力の端子Ｐの電位となり、オンするとコンデンサの接続点Ｍの電位（理想的には三相系統１０１の中性点と同電位でゼロ）と等しくなる。ここで、端子Ｐの電位＞接続点Ｍの電位であるため、入力電圧指令値Ｖｄｒが小さい程、双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒは１に近づく。また、ｒ相の電流Ｉｒが負の向きに流れている場合は、双方向スイッチ１０６ｒをオフするとｒ相の入力電圧は直流出力の端子Ｎの電位となり、同様に入力電圧指令値Ｖｄｒの絶対値がゼロに近い程、双方向スイッチ１０６ｒのｄｕｔｙ比Ｄｒは１に近づく。
　したがって、最大電圧選択器１３１は、入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔの絶対値のうち最大の値を選択して出力し、入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔは、極性決定器１３２に入力される。極性決定器１３２は、絶対値が最大となる入力電圧指令値の正負を判定し、正なら－１、負なら＋１を出力する。最大電圧選択器１３１の出力と、極性決定器１３２の出力とを乗算し、補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔが演算される。
　演算された補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔは、各相の入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔに等しく加算され、補正後の入力電圧指令値Ｖｄｒ２，Ｖｄｓ２，Ｖｄｔ２となる。こうすることで，例えば、ｒ相の入力電圧指令値Ｖｄｒが正でかつ絶対値が最大となっている場合に、Ｖｄｒ２＝Ｖｄｒ－Ｖｄｒ＝０となり、補正後の入力電圧指令値Ｖｄｒ２をゼロにすることができ、ｒ相の双方向スイッチ１０６ｒをオン状態に固定できる。また、他相についても等しく補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを加算するため、線間電圧に影響を与えない。
　以上のような動作により、入力電圧指令値Ｖｄｒ，Ｖｄｓ，Ｖｄｔの極性に応じて加算すべき補正電圧Ｖｏｆｆｓｅｔを適切に計算することができる。
　なお、本実施形態では、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチを、その絶対値が最大である期間の全部において、オン状態に固定している。しかしながら、本発明はこれに限定されず、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチを、その絶対値が最大である期間の一部、例えば、５０％以上、１００％未満において、オン状態に固定するようにしてもよい。このような場合であっても、力率を改善しつつスイッチング損失を低減することができる。
　（実施形態２）
　実施形態２に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、オフ固定モードを有している。オフ固定モードとは、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチをオフ状態に固定する動作モードである。また、この電力変換装置は、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、コントローラの動作モードをオン固定モードとオフ固定モードとに切り替えるものである。なお、昇圧比とは、三相系統の入力電圧に対する出力直流電圧の比を意味する。
　実施形態１に係る電力変換装置、すなわちオン固定モードで動作する装置では、三相系統の入力電圧が出力直流電圧を基準にして相対的に低い条件、あるいは、入力電圧に対する出力直流電圧の比すなわち昇圧比が高い条件において、特に適した動作をする。
　一方、入力電圧が出力直流電圧を基準にして相対的に高い、あるいは、昇圧比が低い条件においては、オフ固定モードで動作する方が安定した動作が期待できる。例えば、三相系統１０１の線間電圧の最大値がコンデンサ１０４もしくは１０５の電圧よりも高い場合、オン固定モードで動作させると、三相系統１０１からコンデンサ１０４もしくは１０５に電流が自動的に流れてしまい、相電流を制御することが難しくなる。このため、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、オン固定モードにするのかオフ固定モードにするのかを選択することで、広い入力電圧範囲でスイッチング損失を低減できる。
　図５は、実施形態２に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図５では、直流電圧は一定であると想定している。
　図５において、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合は、コントローラ１１０の動作モードをオン固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を１としている。一方、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈ以上の領域では、コントローラ１１０の動作モードを、オフ固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を０とする。
　以上のような動作をさせることで、広い入力電圧範囲で双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減できる。
　なお、閾電圧Ｖｔｈは、力率を改善しつつスイッチング損失の低減度を最大化するという観点では、三相系統１０１の線間電圧の最大値が出力直流電圧のおおよそ１／２となる値に設定することが望ましい。しかしながら、閾電圧Ｖｔｈは、これに限定されない。例えば、閾電圧Ｖｔｈは、直流電圧の０％より大きく５０％以下の範囲で設定してもよいし、直流電圧の４５％以上、５５％以下の範囲で設定するようにしてもよい。
　図６は、実施形態２における入力電圧と効率との関係の一例を示した図である。変換効率２０１は、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合と高い場合とでオン固定モードとオフ固定モードとを切り替える場合の変換効率である。変換効率２０２は、全ての入力電圧範囲において、三相の双方向スイッチを全てスイッチングさせる三相変調モードを用いた場合の変換効率である。図６に示すように、入力電圧に応じてオン固定モードとオフ固定モードとを切り替える場合の変換効率２０１は、全ての入力電圧範囲で三相変調モードを用いる場合の変換効率２０２よりも高くなる。
　（実施形態３）
　実施形態３に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、オフ固定モードと、三相変調モードとを有している。三相変調モードとは、三相の双方向スイッチを全てスイッチングさせる動作モードである。また、この電力変換装置は、実施形態２のように閾電圧を１点に設けず、入力電圧の大きさに対して、オン固定モードとオフ固定モードとの間に三相変調モードを設けた場合の装置である。
　図７は、実施形態３に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図７では、直流電圧は一定であると想定している。
　図７において、入力電圧が第１閾電圧Ｖｔｈ１よりも低い場合、コントローラ１１０は、動作モードをオン固定モードとする。入力電圧が第１閾電圧Ｖｔｈ１以上であり、かつ第２閾電圧Ｖｔｈ２よりも低い場合、コントローラ１１０は、動作モードを三相変調モードとする。入力電圧が第２閾電圧Ｖｔｈ２以上の場合、コントローラ１１０は、動作モードをオフ固定モードとする。
　以上のような動作をさせることで、三相系統１０１の電圧もしくは直流電圧が変化した場合における動作モードのチャタリングを防ぐことができる。また、三相変調では、実施形態１および実施形態２で示した１相の双方向スイッチを停止する場合と比較して、生じる高調波が少ないという特徴がある。したがって、スイッチング損失が問題にならない一定以上の入力電圧範囲では、あえて三相変調を用いることで高調波ノイズを低減できる。
　（実施形態４）
　実施形態４に係る電力変換装置について説明する。この電力変換装置は、実施形態１に係る電力変換装置を基礎に、コントローラの動作モードとして、オン固定モードのほかに、三相変調モードを有している。この電力変換装置は、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、コントローラの動作モードをオン固定モードと三相変調モードとに切り替えるものである。
　このように、入力電圧もしくは昇圧比に基づいて、オン固定モードにするのか三相変調モードにするのかを選択することでも、広い入力電圧範囲でスイッチング損失を低減できる。
　図８は、実施形態４に係る電力変換装置における入力電圧とｄｕｔｙ比固定値との関係の一例を示した図である。なお、図８では、直流電圧は一定であると想定している。
　図８において、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈよりも低い場合は、コントローラ１１０の動作モードをオン固定モードとし、相電圧の絶対値が最大となる相の双方向スイッチのスイッチングにおけるｄｕｔｙ比の固定値を１としている。一方、入力電圧が閾電圧Ｖｔｈ以上の領域では、コントローラ１１０の動作モードを、三相変調モードとし、各相の双方向スイッチのスイッチングを常に行うようにする。
　以上のような動作をさせることで、広い入力電圧範囲で双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔのスイッチング損失を低減できる。
　なお、閾電圧Ｖｔｈは、三相系統１０１の線間電圧の最大値が直流電圧のおおよそ１／２となる値に設定することが望ましいが、実施形態２と同様に、所定の範囲で設定するようにしてもよい。
　（実施形態５）
　実施形態５は、実施形態１に係る電力変換装置の回路構成の変形例である。
　図９は、実施形態５に係る電力変換装置の回路構成の一例である。実施形態１では、双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔが、それぞれ、２個のＭＯＳＦＥＴの直列接続で構成されている。
　一方、図９に示すように、実施形態５に係る電力変換装置５００では、各双方向スイッチを、１個のスイッチと４個のダイオードで構成することができる。すなわち、実施形態１における双方向スイッチ１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔを、それぞれ、図９に示すような双方向スイッチ５０６ｒ，５０６ｓ，５０６ｔとすることができる。
　具体的には、インダクタ１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔと三相ダイオードブリッジ１０３との接続点を第１の接続点とし、コンデンサ１０４とコンデンサ１０５との接続点を第２の接続点とする。このとき、各相の双方向スイッチ５０６ｒ，５０６ｓ，５０６ｔは、それぞれ、１個のスイッチング素子、例えばパワートランジスタと、第１の接続点から当該スイッチング素子の一端に順方向に接続された第１のダイオード、当該スイッチング素子の他端から第１の接続点に順方向に接続された第２のダイオードと、第２の接続点から上記一端に順方向に接続された第３のダイオードと、上記他端から第２の接続点に順方向に接続された第４のダイオードとを含む構成とすることができる。
　なお、スイッチング素子としては、ＭＯＳＦＥＴの代わりに、ＩＧＢＴ、サイリスタ、ＧＴＯ、バイポーラトランジスタ等他のスイッチング素子を用いてもよい。
　このような回路構成とする実施形態５によれば、故障率が比較的高いスイッチング素子（ダイオードを除く）の数を減らすことができ、電力変換装置の故障率を低減することができる。
　また、スイッチング素子として高価な素子を使用する場合には、コストを低減することができる。
　また、スイッチング素子として、比較的大きな素子を使用する場合には、実装スペースを縮小することができる。
　以上、本発明の各種実施形態について説明したが、本発明は上記した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。また、上記した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。これらは全て本発明の範疇に属するものである。さらに文中や図中に含まれる数値や名称等もあくまで一例であり、異なるものを用いても本発明の効果を損なうものではない。
　また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、回路等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路あるいはプログラマブル半導体チップで設計する等により実現してもよい。
１００…電力変換装置、１０１…三相系統、１０２ｒ，１０２ｓ，１０２ｔ…インダクタ、１０３…三相ダイオードブリッジ、１０４，１０５…コンデンサ、１０６ｒ，１０６ｓ，１０６ｔ…双方向スイッチ、１０７ｒ、１０７ｓ…電圧センサ、１０８ｒ，１０８ｓ…電流センサ、１０９…電圧センサ、１１０…コントローラ、Ｐ，Ｎ…直流出力部の端子、Ｍ…コンデンサの接続中点

Claims (8)

  1. 　三相交流電圧を直流電圧へと変換する電力変換装置であって、
    　それぞれが、前記三相交流電圧が入力される各相の端子に接続された複数のインダクタと、
    　前記複数のインダクタの後段に接続された三相ダイオードブリッジと、
    　前記三相ダイオードブリッジの出力側の二端子間に直列に接続された第１のコンデンサおよび第２のコンデンサと、
    　それぞれが、前記各相について、前記インダクタと前記三相ダイオードブリッジとの接続点である第１の接続点と、前記第１のコンデンサと前記第２のコンデンサとの接続点である第２の接続点との間に接続された、複数の双方向スイッチと、
    　前記複数の双方向スイッチのスイッチングを制御するコントローラと、を備え、
    　前記コントローラは、前記三相交流電圧の各相のうち入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部または一部において、オン状態に固定するよう前記スイッチングを制御するオン固定モードを、動作モードとして有する、電力変換装置。
  2. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記コントローラは、前記動作モードが前記オン固定モードであるときに、前記三相ダイオードブリッジの各相に対する指令電圧に補正電圧を加算することにより、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを前記オン状態に固定する、電力変換装置。
  3. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記コントローラは、前記動作モードが前記オン固定モードであるときに、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチを、前記入力電圧の絶対値が最大である期間の全部において、前記オン状態に固定する、電力変換装置。
  4. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記コントローラは、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチをオフ状態に固定するオフ固定モードを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モードまたは前記オフ固定モードにする、電力変換装置。
  5. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記コントローラは、前記各相の前記双方向スイッチをスイッチングする三相変調モードを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モードまたは前記三相変調モードにする、電力変換装置。
  6. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記コントローラは、前記入力電圧の絶対値が最大である相の前記双方向スイッチをオフ状態に固定するオフ固定モードと、前記各相の前記双方向スイッチをスイッチングする三相変調モードとを前記動作モードとして有し、前記三相交流電圧と前記直流電圧との比率に基づいて、前記動作モードを、前記オン固定モード、前記三相変調モード、または前記オフ固定モードにする、電力変換装置。
  7. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記各相の前記双方向スイッチは、それぞれ、直列に接続された２個のスイッチング素子を含む、電力変換装置。
  8. 　請求項１に記載の電力変換装置において、
    　前記各相の前記双方向スイッチは、それぞれ、１個のスイッチング素子と、前記第１の接続点から前記スイッチング素子の一端に順方向に接続された第１のダイオードと、前記スイッチング素子の他端から前記第１の接続点に順方向に接続された第２のダイオードと、前記第２の接続点から前記一端に順方向に接続された第３のダイオードと、前記他端から前記第２の接続点に順方向に接続された第４のダイオードとを含む、電力変換装置。
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