JP3701585B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧を受電して直流電圧に変換するコンバータと、コンバータからの直流電圧を受電して交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置に関するものである。この電力変換装置は、例えば電動機の駆動などに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来の電力変換装置を示す構成図で、自励形スイッチング素子を用いたPWM(Pulse Width Modulation)コンバータとインバータとからなるものである。
図８において、１０１は入力変圧器１０２に図示しない系統電圧を投入するスイッチである。１０３は、入力変圧器１０２からの入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータで、自励形スイッチング素子１０４、フライホイールダイオード１０５及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１０６から構成されている。１０７はコンバータから出力される直流電圧を平滑化するＤＣリンクコンデンサである。１０８は、コンバータ１０３からの直流電圧を出力交流電圧に変換するためのインバータで、自励形スイッチング素子１０９、フライホイールダイオード１１０及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１１１から構成されている。１１２はインバータからの出力交流電圧を受けて回転する電動機、１１３はインバータ１０８の運転前にＤＣリンクコンデンサを充電する初期充電回路である。
【０００３】
従来の電力変換装置の動作を説明する。電力変換装置は、入力変圧器１０２を介して入力交流電圧を受電する。コンバータ１０３はこの受電した入力交流電圧Vinを直流電圧Vdcに変換すると共に直流電圧Vdcが予め定められた一定値になるように調整する。この直流電圧Vdcはインバータ１０８に与えられる。インバータ１０８は直流電圧Vdcを所望の出力交流電圧Voutに変換する。このとき出力交流電圧Voutは電動機１１２を所望の速度で回転させるために、インバータ１０８により電圧及び周波数が調整される。
【０００４】
ところで直流電圧Vdcは、入力変圧器１０２のコンバータ側電圧である入力交流電圧Vinに基づいて下記の式を満足するように一定値に決められていた。なお定数αは自励形スイッチング素子の性能や主回路の構成を勘案して決定されるもので、１＞α＞０．８に設定される。
【０００５】
【数１】
【０００６】
また、直流電圧Vdcは、電動機に要求される出力交流電圧Voutをインバータ１０８が出力できるようにするために、下記の式を満足するように考慮されている。
【０００７】
【数２】
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は、インバータ１０８の運転状態に拘らず直流電圧Vdcを高い値に一定に調整していたので常に大きな損失を発生し続けていた。即ち、自励形スイッチング素子１０４あるいは１０９がスイッチング動作を１回行なう度に、自励形スイッチング素子自体のスイッチング損失Pjとコンデンサ回路１０６のスイッチング損失Pcとが生じる。これらの損失は次の式のように直流電圧Vdcと密接な関係を有している。
【０００９】
【数３】
【００１０】
従って、コンバータ１０３及びインバータ１０８は、スイッチング動作を行なうたびに大きな損失を発生していた。
【００１１】
また電流変換装置を運転する前には直流電圧Vdcが式（１）を満足している必要が有るが、ＤＣリンクコンデンサ１０７を充電する際に過大な突入電流が流入する恐れが有った。そこで従来の電力変換装置では、ＤＣリンクコンデンサ１０７を徐々に充電する初期充電回路が必要であった。
【００１２】
またPWMコンバータでは電流の大小に拘らずスイッチングすることのみで主な高調波量が決まっている。このためインバータ運転時の負荷が小さく電流が小さい場合でも一定の高調波が発生していた。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するために為されたもので、損失が少ない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１４】
またこの発明は、特別に初期充電回路を必要としない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１５】
またこの発明は、高調波が少ない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧が所定電圧以上であるか否かを判定する判定手段を備え、前記コンバータは前記交流電圧が所定電圧以上であるときは直流電圧を予め定められた第１の値に調整すると共に前記交流電圧が所定電圧未満であるときは前記直流電圧を前記第１の値よりも低い予め定められた第２の値に調整するものである。
【００１７】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧を検出する交流電圧検出器を備え、前記コンバータは検出された前記交流電圧の変化に追従して直流電圧を連続的にあるいは段階的に調整するものである。
【００１８】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流する還流通流素子と、スイッチング素子あるいは還流通流素子により交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、スイッチング素子はインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに遮断されるものである。
【００１９】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子がダイオードで構成されているものである。
【００２０】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子が通流期間が制御可能な素子でありインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに通流期間が制御されるものである。
【００２１】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子がサイリスタで構成されているものである。
【００２２】
またこの発明にかかる電力変換装置は、直流電圧を蓄電する畜電器を備え、インバータが停止状態から運転状態に移行するに際し還流通流素子の通流期間を徐々に拡大し畜電器を徐々に蓄電するものである。
【００２３】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流するサイリスタと、スイッチング素子あるいはサイリスタにより交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、インバータの出力電流が所定電流以下のときスイッチング素子が遮断されると共に直流電圧がサイリスタにより調整されるものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１の電力変換装置を示す構成図で、自励形スイッチング素子を用いたPWM(Pulse Width Modulation)コンバータとインバータとからなるものである。
図１において、１は入力変圧器２に図示しない系統電圧を投入するスイッチである。３は、入力変圧器２からの入力交流電圧Vinを直流電圧Vdcに変換するコンバータで、自励形スイッチング素子４、フライホイールサイリスタ５及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路６から構成されている。なおフライホイールサイリスタ５は、自励形スイッチング素子４と逆方向で且つ並列に接続された還流電流を通流する還流通流素子であり、通流期間が制御可能なものである。なお自励形スイッチング素子としてＧＴＯ、あるいはＩＧＢＴを用いた場合の接続を図中に例示する。７はコンバータから出力される直流電圧Vdcを平滑化する畜電器としてのＤＣリンクコンデンサである。８は、コンバータ３からの直流電圧Vdcを出力交流電圧Voutに変換するためのインバータで、自励形スイッチング素子９、フライホイールサイリスタ１０及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１１から構成されている。１２はインバータからの出力交流電圧Voutを受けて回転する電動機である。
【００２５】
実施の形態１の電力変換装置の動作を説明する。図２は実施の形態１の電力変換装置の動作を示すフローチャート、図３はインバータの出力交流電圧Voutと電動機の回転速度Nの関係を示す特性図である。
電力変換装置は、入力変圧器２を介して受電端から入力交流電圧Vinを受電する。ステップＳ１においてインバータ８の運転状態を判定する。インバータ８が運転状態であればステップＳ２へ進み、インバータ８が高電圧運転状態であるか否かを判定する。インバータ８が高電圧運転にあるか否かは、例えば図３に示すように所定電圧V1を設定しておき、インバータ８の出力交流電圧Voutが所定電圧V1以上か否かにより判定する。なおインバータ８の出力交流電圧Voutは、図示しない交流電圧検出器により検出される。インバータ8の出力交流電圧Voutが所定電圧V1以上のときにはステップＳ３に進み、コンバータ３は直流電圧一定制御を行なう。
【００２６】
この直流一定制御では、フライホイールサイリスタ５の制御角は０度に調整されダイオードとして用いられている。またコンバータ３は、自励形スイッチング素子４を制御して直流電圧Vdcを比較的に高い第１の値に調整する。ここで第１の値は、電動機１２の回転速度が１００％となる出力交流電圧V2を出力し得る値であって、通常、入力交流電圧Vinの１．５乃至１．６倍程度に設定されている。
【００２７】
次にステップＳ２で、インバータ８が高電圧運転ではないと判定された場合について述べる。ステップＳ２においてインバータ8の出力交流電圧Voutが所定電圧V1未満のときにはインバータが低高電圧運転にあると判定しステップＳ４に進む。インバータ８が低電圧運転であるときにはそれほど高い出力交流電圧Voutを必要としないので、直流電圧Vdcも比較的に低い値で良い。従って、インバータ８が低電圧運転であるときにはステップＳ４に進み、サイリスタ可変制御により直流電圧Vdcを第１の値よりも低い第２の値に調整する。
【００２８】
サイリスタ可変制御における直流電圧Vdcの調整は、自励形スイッチング素子４を遮断し、フライホイールサイリスタ５のみにより行う。フライホイールサイリスタ５は、通流期間が制御可能な素子である。このときフライホイールサイリスタ５の制御角は２０度に調整され、コンバータ３は全波整流器として機能する。このとき直流電圧Vdcは第２の値に調整されており、その大きさは入力交流電圧Vinの１．２５倍である。
【００２９】
よってサイリスタ可変制御では直流電圧Vdcが第１の値から第２の値に低下し、式（３）、（４）に示すコンバータ３及びインバータ８の損失が低下する。
【００３０】
またステップＳ１においてインバータ８が運転停止中の場合は、コンバータ３も直流電圧Vdcを出力する必要はなく運転停止して良い。従ってステップＳ５に進み、コンバータ３の運転を停止し、コンバータ３による損失を低減する。
【００３１】
以上のように実施の形態１によれば、インバータ８が高電圧運転にあるときには直流電圧Vdcを比較的に高い第１の値に調整してインバータ８の出力交流電圧を確保すると共に、インバータ８が低電圧運転あるいは停止状態にあるときには直流電圧Vdcを比較的に低い第２の値に調整するようにした。これにより比較的に簡単な制御で電力変換装置の運転能力を確保しつつ、かつ、コンバータあるいはインバータの損失を低減することが出来る。
【００３２】
なお、上記ではインバータ８が高電圧運転であるか否かにより、フライホイールサイリスタ５の制御角を０度と２０度の何れかに切換える例について説明した。
しかしながらこれに限らず、フライホイールサイリスタ５の制御角をより細かく切換えるあるいは連続的に調整することにより、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失を低減することも出来る。
即ち交流電圧検出器により出力交流電圧Voutを検出し、この出力交流電圧Voutの変化に追従してフライホイールサイリスタ５の通流範囲、即ち制御角を制御する。この場合フライホイールサイリスタ５の制御角は、出力交流電圧Voutを出力するのに必要でかつ可能な限り低い直流電圧Vdcになるよう制御される。
なお制御角を段階的に制御する場合は、所定電圧V1を複数個設定しておけば良い。制御角を連続的に調整する場合は、出力交流電圧Voutに応じて制御角をフィードバック制御あるいはフィードフォワード制御により調整すれば良い。
【００３３】
また、実施の形態１では自励形スイッチング素子５と並列に還流電流を通流する還流通流素子としてフライホイールサイリスタ５が用いられている。従って、電力変換装置の起動時にはフライホイールサイリスタ５の制御角を１８０度（遮断状態）から徐々に小さくしてゆき通流電流を徐々に増やすことが出来る。これによりＤＣリンクコンデンサ７に過大な初期充電突入電流が流れることを防止することができると共に、初期充電回路を特別に必要としない。
【００３４】
実施の形態２．
図４は実施の形態２の電力変換装置を示す構成図である。図４において１３、１４は還流通流素子としてのフライホイールダイオードである。１１３は前出の初期充電回路である。実施の形態２では、還流通流素子がフライホイールサイリスタからフライホイールダイオードに変更されている。
実施の形態２においては、実施の形態１と同様にインバータ８が高電圧運転か否かが判定される。そしてインバータ８が高電圧運転のときには自励形スイッチング素子４とフライホイールダイオード１３との協働により、直流電圧Vdcが入力交流電圧Vinの１．５乃至１．６倍に調整される。またインバータ８が低電圧運転のときには自励形スイッチング素子４が遮断される。従って、ダイオードの全波整流となり直流電圧Vdcは入力交流電圧Vinの１．３５倍に調整される。
【００３５】
よって実施の形態２によれば、実施の形態１のように制御角を調整する制御回路が不要となり、構成を簡略化できる。
【００３６】
実施の形態３．
実施の形態１は６アームのインバータ・コンバータシステムについて示したが、実施の形態３では中性点クランプ方式のインバータ・コンバータシステムに適用した場合について説明する。
図５は実施の形態３の電力変換装置を示す構成図である。１５は中性点クランプ方式のコンバータで、１６は中性点クランプダイオードである。また符号は採番していないが、このコンバータ１５には、自励形スイッチング素子と還流通流素子としてのフライホイールサイリスタとが含まれている。実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の自励形スイッチング素子と同じ電圧定格のものを用いて入力交流電圧Vin、直流電圧Vdc及び出力交流電圧Voutを実施の形態１の２倍まで制御可能である。
この電力変換装置では、自励形スイッチング素子を通流、遮断するPWMコンバータ動作時には、中性点クランプダイオード１６に電流が流れ、式（３）、（４）で示す損失が発生する。
そこで自励形スイッチング素子及びフライホイールサイリスタを実施の形態１と同様に制御することによりこの損失を低減することが出来る。
【００３７】
実施の形態４．
実施の形態２は６アームのインバータ・コンバータシステムについて示したが、実施の形態４では中性点クランプ方式のインバータ・コンバータシステムに適用した場合について説明する。
図６は実施の形態４の電力変換装置を示す構成図である。１７は中性点クランプ方式のコンバータで、１８は中性点クランプダイオードである。また符号は採番していないが、このコンバータ１７には、自励形スイッチング素子と還流通流素子としてのフライホイールダイオードとが含まれている。実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態２の自励形スイッチング素子と同じ電圧定格のものを用いて入力交流電圧Vin、直流電圧Vdc及び出力交流電圧Voutを実施の形態２の２倍まで制御可能である。
この電力変換装置では、自励形スイッチング素子を通流、遮断するPWMコンバータ動作時には、中性点クランプダイオード１８に電流が流れ、式（３）、（４）で示す損失が発生する。
そこで自励形スイッチング素子及びフライホイールダイオードを実施の形態２と同様に制御することによりこの損失を低減することが出来る。
【００３８】
実施の形態５．
上記実施の形態ではスイッチング素子の損失あるいはコンデンサ回路の損失低減のために、コンバータの運転を切換える装置及び方法について説明した。これに対し実施の形態５では、コンバータが発生する高調波の低減について述べる。
サイリスタコンバータが発生する高調波は、PWMコンバータと異なり電流量に比例する。従って、インバータ負荷が小さくコンバータを通流する電流が小さいときにはPWMコンバータからサイリスタコンバータに切換えれば、コンバータから生じる高調波を低減することが出来る。
図７は、実施の形態５の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。図２に対応するステップには同一符号を付している。ステップＳ１でインバータが運転中であると判定されると、ステップＳ１１に進む。ステップＳ１１ではコンバータを通流する電流が予め定めた所定電流値以上であるか否かが判定される。なおコンバータ電流は、図示しない電流検出器にて検出される。ステップＳ１１においてコンバータ電流が所定電流値以上であるときはステップＳ１２に進み、自励形スイッチング素子によるPWMコンバータ運転を行なう。逆にステップＳ１１においてコンバータ電流が所定電流値未満であるときはステップＳ１３に進み、自励形スイッチング素子を遮断して、サイリスタコンバータに切換える。
これにより電流値が小さいところではサイリスタコンバータに切換えて、高調波の発生を抑制する。
【００３９】
なお上述では、インバータが低電圧運転に有るときに自励形スイッチング素子を遮断してサイリスタに切換える実施の形態と、コンバータ電流が小さいときに自励形スイッチング素子を遮断してサイリスタに切換える実施の形態について説明したが、両者を組み合わせて構成できることは言うまでもない。
【００４０】
以上、種々の実施の形態について説明したが、この発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく発明の精神の範囲内で様々の変形が可能である。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧が所定電圧以上であるか否かを判定する判定手段を備え、前記コンバータは前記交流電圧が所定電圧以上であるときは直流電圧を予め定められた第１の値に調整すると共に前記交流電圧が所定電圧未満であるときは前記直流電圧を前記第１の値よりも低い予め定められた第２の値に調整するようにしたので、簡単な制御回路でコンバータあるいはインバータで発生する損失を低減することが出来る。
【００４２】
また、この発明によれば、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧を検出する交流電圧検出器を備え、前記コンバータは検出された前記交流電圧の変化に追従して直流電圧を連続的にあるいは段階的に調整するようにしたので、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失を低減することが出来る。
【００４３】
また、この発明によれば、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流する還流通流素子と、スイッチング素子あるいは還流通流素子により交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、スイッチング素子はインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに遮断するようにしたので、インバータの運転状態に応じて損失を低減することが出来る。
【００４４】
また、この発明によれば、還流通流素子がダイオードで構成されているので、構成が簡単である。
【００４５】
また、この発明によれば、還流通流素子が通流期間が制御可能な素子でありインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに通流期間が制御されるように構成されているので、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失の低減が出来る。
【００４６】
また、この発明によれば、還流通流素子がサイリスタで構成されているので、制御角を調整することによりインバータの運転状態に応じて木目細かく損失の低減が出来る。
【００４７】
また、この発明によれば、直流電圧を蓄電する畜電器を備え、インバータが停止状態から運転状態に移行するに際し還流通流素子の通流期間を徐々に拡大し畜電器を徐々に蓄電するようにしたので、畜電器を充電する構成を特別に用意する必要がない。
【００４８】
また、この発明によれば、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流するサイリスタと、スイッチング素子あるいはサイリスタにより交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、インバータの出力電流が所定電流以下のときスイッチング素子が遮断されると共に直流電圧がサイリスタにより調整されるようにしたので、コンバータから発生する高調波を低減することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１の電力変換装置を示す構成図である。
【図２】 実施の形態１の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】 インバータの出力交流電圧と電動機の回転速度の関係を示す特性図である。
【図４】 実施の形態２の電力変換装置を示す構成図である。
【図５】 実施の形態３の電力変換装置を示す構成図である。
【図６】 実施の形態４の電力変換装置を示す構成図である。
【図７】 実施の形態５の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
【図８】 従来の電力変換装置を示す構成図である。
【符号の説明】
１ スイッチ、２ 入力変圧器、３ コンバータ、４ 自励形スイッチング素子、
５，１０ フライホイールサイリスタ、６ コンデンサ回路、
７ ＤＣリンクコンデンサ、８ インバータ、９ 自励形スイッチング素子、
１１ コンデンサ回路、１２ 電動機、１３，１４ フライホイールダイオード、
１５ コンバータ、１６，１８ 中性点クランプダイオード、１７ コンバータ、
１０１ スイッチ、１０２ 入力変圧器、１０３ コンバータ、
１０４，１０９ 自励形スイッチング素子、
１０５，１１０ フライホイールダイオード、１０６，１１１ コンデンサ回路、
１０７ ＤＣリンクコンデンサ、１０８ インバータ、１１２ 電動機、
１１３ 初期充電回路。
【発明の属する技術分野】
この発明は、交流電圧を受電して直流電圧に変換するコンバータと、コンバータからの直流電圧を受電して交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置に関するものである。この電力変換装置は、例えば電動機の駆動などに用いられる。
【０００２】
【従来の技術】
図８は従来の電力変換装置を示す構成図で、自励形スイッチング素子を用いたPWM(Pulse Width Modulation)コンバータとインバータとからなるものである。
図８において、１０１は入力変圧器１０２に図示しない系統電圧を投入するスイッチである。１０３は、入力変圧器１０２からの入力交流電圧を直流電圧に変換するコンバータで、自励形スイッチング素子１０４、フライホイールダイオード１０５及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１０６から構成されている。１０７はコンバータから出力される直流電圧を平滑化するＤＣリンクコンデンサである。１０８は、コンバータ１０３からの直流電圧を出力交流電圧に変換するためのインバータで、自励形スイッチング素子１０９、フライホイールダイオード１１０及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１１１から構成されている。１１２はインバータからの出力交流電圧を受けて回転する電動機、１１３はインバータ１０８の運転前にＤＣリンクコンデンサを充電する初期充電回路である。
【０００３】
従来の電力変換装置の動作を説明する。電力変換装置は、入力変圧器１０２を介して入力交流電圧を受電する。コンバータ１０３はこの受電した入力交流電圧Vinを直流電圧Vdcに変換すると共に直流電圧Vdcが予め定められた一定値になるように調整する。この直流電圧Vdcはインバータ１０８に与えられる。インバータ１０８は直流電圧Vdcを所望の出力交流電圧Voutに変換する。このとき出力交流電圧Voutは電動機１１２を所望の速度で回転させるために、インバータ１０８により電圧及び周波数が調整される。
【０００４】
ところで直流電圧Vdcは、入力変圧器１０２のコンバータ側電圧である入力交流電圧Vinに基づいて下記の式を満足するように一定値に決められていた。なお定数αは自励形スイッチング素子の性能や主回路の構成を勘案して決定されるもので、１＞α＞０．８に設定される。
【０００５】
【数１】
また、直流電圧Vdcは、電動機に要求される出力交流電圧Voutをインバータ１０８が出力できるようにするために、下記の式を満足するように考慮されている。
【０００７】
【数２】
【発明が解決しようとする課題】
従来の電力変換装置は、インバータ１０８の運転状態に拘らず直流電圧Vdcを高い値に一定に調整していたので常に大きな損失を発生し続けていた。即ち、自励形スイッチング素子１０４あるいは１０９がスイッチング動作を１回行なう度に、自励形スイッチング素子自体のスイッチング損失Pjとコンデンサ回路１０６のスイッチング損失Pcとが生じる。これらの損失は次の式のように直流電圧Vdcと密接な関係を有している。
【０００９】
【数３】
従って、コンバータ１０３及びインバータ１０８は、スイッチング動作を行なうたびに大きな損失を発生していた。
【００１１】
また電流変換装置を運転する前には直流電圧Vdcが式（１）を満足している必要が有るが、ＤＣリンクコンデンサ１０７を充電する際に過大な突入電流が流入する恐れが有った。そこで従来の電力変換装置では、ＤＣリンクコンデンサ１０７を徐々に充電する初期充電回路が必要であった。
【００１２】
またPWMコンバータでは電流の大小に拘らずスイッチングすることのみで主な高調波量が決まっている。このためインバータ運転時の負荷が小さく電流が小さい場合でも一定の高調波が発生していた。
【００１３】
この発明は上記のような課題を解決するために為されたもので、損失が少ない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１４】
またこの発明は、特別に初期充電回路を必要としない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１５】
またこの発明は、高調波が少ない電力変換装置を得ることを目的としている。
【００１６】
【課題を解決するための手段】
この発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧が所定電圧以上であるか否かを判定する判定手段を備え、前記コンバータは前記交流電圧が所定電圧以上であるときは直流電圧を予め定められた第１の値に調整すると共に前記交流電圧が所定電圧未満であるときは前記直流電圧を前記第１の値よりも低い予め定められた第２の値に調整するものである。
【００１７】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧を検出する交流電圧検出器を備え、前記コンバータは検出された前記交流電圧の変化に追従して直流電圧を連続的にあるいは段階的に調整するものである。
【００１８】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流する還流通流素子と、スイッチング素子あるいは還流通流素子により交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、スイッチング素子はインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに遮断されるものである。
【００１９】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子がダイオードで構成されているものである。
【００２０】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子が通流期間が制御可能な素子でありインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに通流期間が制御されるものである。
【００２１】
またこの発明にかかる電力変換装置は、還流通流素子がサイリスタで構成されているものである。
【００２２】
またこの発明にかかる電力変換装置は、直流電圧を蓄電する畜電器を備え、インバータが停止状態から運転状態に移行するに際し還流通流素子の通流期間を徐々に拡大し畜電器を徐々に蓄電するものである。
【００２３】
またこの発明にかかる電力変換装置は、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流するサイリスタと、スイッチング素子あるいはサイリスタにより交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、インバータの出力電流が所定電流以下のときスイッチング素子が遮断されると共に直流電圧がサイリスタにより調整されるものである。
【００２４】
【発明の実施の形態】
実施の形態１．
図１は実施の形態１の電力変換装置を示す構成図で、自励形スイッチング素子を用いたPWM(Pulse Width Modulation)コンバータとインバータとからなるものである。
図１において、１は入力変圧器２に図示しない系統電圧を投入するスイッチである。３は、入力変圧器２からの入力交流電圧Vinを直流電圧Vdcに変換するコンバータで、自励形スイッチング素子４、フライホイールサイリスタ５及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路６から構成されている。なおフライホイールサイリスタ５は、自励形スイッチング素子４と逆方向で且つ並列に接続された還流電流を通流する還流通流素子であり、通流期間が制御可能なものである。なお自励形スイッチング素子としてＧＴＯ、あるいはＩＧＢＴを用いた場合の接続を図中に例示する。７はコンバータから出力される直流電圧Vdcを平滑化する畜電器としてのＤＣリンクコンデンサである。８は、コンバータ３からの直流電圧Vdcを出力交流電圧Voutに変換するためのインバータで、自励形スイッチング素子９、フライホイールサイリスタ１０及び過電圧を吸収するスナバ回路としてのコンデンサ回路１１から構成されている。１２はインバータからの出力交流電圧Voutを受けて回転する電動機である。
【００２５】
実施の形態１の電力変換装置の動作を説明する。図２は実施の形態１の電力変換装置の動作を示すフローチャート、図３はインバータの出力交流電圧Voutと電動機の回転速度Nの関係を示す特性図である。
電力変換装置は、入力変圧器２を介して受電端から入力交流電圧Vinを受電する。ステップＳ１においてインバータ８の運転状態を判定する。インバータ８が運転状態であればステップＳ２へ進み、インバータ８が高電圧運転状態であるか否かを判定する。インバータ８が高電圧運転にあるか否かは、例えば図３に示すように所定電圧V1を設定しておき、インバータ８の出力交流電圧Voutが所定電圧V1以上か否かにより判定する。なおインバータ８の出力交流電圧Voutは、図示しない交流電圧検出器により検出される。インバータ8の出力交流電圧Voutが所定電圧V1以上のときにはステップＳ３に進み、コンバータ３は直流電圧一定制御を行なう。
【００２６】
この直流一定制御では、フライホイールサイリスタ５の制御角は０度に調整されダイオードとして用いられている。またコンバータ３は、自励形スイッチング素子４を制御して直流電圧Vdcを比較的に高い第１の値に調整する。ここで第１の値は、電動機１２の回転速度が１００％となる出力交流電圧V2を出力し得る値であって、通常、入力交流電圧Vinの１．５乃至１．６倍程度に設定されている。
【００２７】
次にステップＳ２で、インバータ８が高電圧運転ではないと判定された場合について述べる。ステップＳ２においてインバータ8の出力交流電圧Voutが所定電圧V1未満のときにはインバータが低高電圧運転にあると判定しステップＳ４に進む。インバータ８が低電圧運転であるときにはそれほど高い出力交流電圧Voutを必要としないので、直流電圧Vdcも比較的に低い値で良い。従って、インバータ８が低電圧運転であるときにはステップＳ４に進み、サイリスタ可変制御により直流電圧Vdcを第１の値よりも低い第２の値に調整する。
【００２８】
サイリスタ可変制御における直流電圧Vdcの調整は、自励形スイッチング素子４を遮断し、フライホイールサイリスタ５のみにより行う。フライホイールサイリスタ５は、通流期間が制御可能な素子である。このときフライホイールサイリスタ５の制御角は２０度に調整され、コンバータ３は全波整流器として機能する。このとき直流電圧Vdcは第２の値に調整されており、その大きさは入力交流電圧Vinの１．２５倍である。
【００２９】
よってサイリスタ可変制御では直流電圧Vdcが第１の値から第２の値に低下し、式（３）、（４）に示すコンバータ３及びインバータ８の損失が低下する。
【００３０】
またステップＳ１においてインバータ８が運転停止中の場合は、コンバータ３も直流電圧Vdcを出力する必要はなく運転停止して良い。従ってステップＳ５に進み、コンバータ３の運転を停止し、コンバータ３による損失を低減する。
【００３１】
以上のように実施の形態１によれば、インバータ８が高電圧運転にあるときには直流電圧Vdcを比較的に高い第１の値に調整してインバータ８の出力交流電圧を確保すると共に、インバータ８が低電圧運転あるいは停止状態にあるときには直流電圧Vdcを比較的に低い第２の値に調整するようにした。これにより比較的に簡単な制御で電力変換装置の運転能力を確保しつつ、かつ、コンバータあるいはインバータの損失を低減することが出来る。
【００３２】
なお、上記ではインバータ８が高電圧運転であるか否かにより、フライホイールサイリスタ５の制御角を０度と２０度の何れかに切換える例について説明した。
しかしながらこれに限らず、フライホイールサイリスタ５の制御角をより細かく切換えるあるいは連続的に調整することにより、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失を低減することも出来る。
即ち交流電圧検出器により出力交流電圧Voutを検出し、この出力交流電圧Voutの変化に追従してフライホイールサイリスタ５の通流範囲、即ち制御角を制御する。この場合フライホイールサイリスタ５の制御角は、出力交流電圧Voutを出力するのに必要でかつ可能な限り低い直流電圧Vdcになるよう制御される。
なお制御角を段階的に制御する場合は、所定電圧V1を複数個設定しておけば良い。制御角を連続的に調整する場合は、出力交流電圧Voutに応じて制御角をフィードバック制御あるいはフィードフォワード制御により調整すれば良い。
【００３３】
また、実施の形態１では自励形スイッチング素子５と並列に還流電流を通流する還流通流素子としてフライホイールサイリスタ５が用いられている。従って、電力変換装置の起動時にはフライホイールサイリスタ５の制御角を１８０度（遮断状態）から徐々に小さくしてゆき通流電流を徐々に増やすことが出来る。これによりＤＣリンクコンデンサ７に過大な初期充電突入電流が流れることを防止することができると共に、初期充電回路を特別に必要としない。
【００３４】
実施の形態２．
図４は実施の形態２の電力変換装置を示す構成図である。図４において１３、１４は還流通流素子としてのフライホイールダイオードである。１１３は前出の初期充電回路である。実施の形態２では、還流通流素子がフライホイールサイリスタからフライホイールダイオードに変更されている。
実施の形態２においては、実施の形態１と同様にインバータ８が高電圧運転か否かが判定される。そしてインバータ８が高電圧運転のときには自励形スイッチング素子４とフライホイールダイオード１３との協働により、直流電圧Vdcが入力交流電圧Vinの１．５乃至１．６倍に調整される。またインバータ８が低電圧運転のときには自励形スイッチング素子４が遮断される。従って、ダイオードの全波整流となり直流電圧Vdcは入力交流電圧Vinの１．３５倍に調整される。
【００３５】
よって実施の形態２によれば、実施の形態１のように制御角を調整する制御回路が不要となり、構成を簡略化できる。
【００３６】
実施の形態３．
実施の形態１は６アームのインバータ・コンバータシステムについて示したが、実施の形態３では中性点クランプ方式のインバータ・コンバータシステムに適用した場合について説明する。
図５は実施の形態３の電力変換装置を示す構成図である。１５は中性点クランプ方式のコンバータで、１６は中性点クランプダイオードである。また符号は採番していないが、このコンバータ１５には、自励形スイッチング素子と還流通流素子としてのフライホイールサイリスタとが含まれている。実施の形態３の電力変換装置は、実施の形態１の自励形スイッチング素子と同じ電圧定格のものを用いて入力交流電圧Vin、直流電圧Vdc及び出力交流電圧Voutを実施の形態１の２倍まで制御可能である。
この電力変換装置では、自励形スイッチング素子を通流、遮断するPWMコンバータ動作時には、中性点クランプダイオード１６に電流が流れ、式（３）、（４）で示す損失が発生する。
そこで自励形スイッチング素子及びフライホイールサイリスタを実施の形態１と同様に制御することによりこの損失を低減することが出来る。
【００３７】
実施の形態４．
実施の形態２は６アームのインバータ・コンバータシステムについて示したが、実施の形態４では中性点クランプ方式のインバータ・コンバータシステムに適用した場合について説明する。
図６は実施の形態４の電力変換装置を示す構成図である。１７は中性点クランプ方式のコンバータで、１８は中性点クランプダイオードである。また符号は採番していないが、このコンバータ１７には、自励形スイッチング素子と還流通流素子としてのフライホイールダイオードとが含まれている。実施の形態４の電力変換装置は、実施の形態２の自励形スイッチング素子と同じ電圧定格のものを用いて入力交流電圧Vin、直流電圧Vdc及び出力交流電圧Voutを実施の形態２の２倍まで制御可能である。
この電力変換装置では、自励形スイッチング素子を通流、遮断するPWMコンバータ動作時には、中性点クランプダイオード１８に電流が流れ、式（３）、（４）で示す損失が発生する。
そこで自励形スイッチング素子及びフライホイールダイオードを実施の形態２と同様に制御することによりこの損失を低減することが出来る。
【００３８】
実施の形態５．
上記実施の形態ではスイッチング素子の損失あるいはコンデンサ回路の損失低減のために、コンバータの運転を切換える装置及び方法について説明した。これに対し実施の形態５では、コンバータが発生する高調波の低減について述べる。
サイリスタコンバータが発生する高調波は、PWMコンバータと異なり電流量に比例する。従って、インバータ負荷が小さくコンバータを通流する電流が小さいときにはPWMコンバータからサイリスタコンバータに切換えれば、コンバータから生じる高調波を低減することが出来る。
図７は、実施の形態５の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。図２に対応するステップには同一符号を付している。ステップＳ１でインバータが運転中であると判定されると、ステップＳ１１に進む。ステップＳ１１ではコンバータを通流する電流が予め定めた所定電流値以上であるか否かが判定される。なおコンバータ電流は、図示しない電流検出器にて検出される。ステップＳ１１においてコンバータ電流が所定電流値以上であるときはステップＳ１２に進み、自励形スイッチング素子によるPWMコンバータ運転を行なう。逆にステップＳ１１においてコンバータ電流が所定電流値未満であるときはステップＳ１３に進み、自励形スイッチング素子を遮断して、サイリスタコンバータに切換える。
これにより電流値が小さいところではサイリスタコンバータに切換えて、高調波の発生を抑制する。
【００３９】
なお上述では、インバータが低電圧運転に有るときに自励形スイッチング素子を遮断してサイリスタに切換える実施の形態と、コンバータ電流が小さいときに自励形スイッチング素子を遮断してサイリスタに切換える実施の形態について説明したが、両者を組み合わせて構成できることは言うまでもない。
【００４０】
以上、種々の実施の形態について説明したが、この発明はこれらの実施の形態に限定されるものではなく発明の精神の範囲内で様々の変形が可能である。
【００４１】
【発明の効果】
以上のように、この発明によれば、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧が所定電圧以上であるか否かを判定する判定手段を備え、前記コンバータは前記交流電圧が所定電圧以上であるときは直流電圧を予め定められた第１の値に調整すると共に前記交流電圧が所定電圧未満であるときは前記直流電圧を前記第１の値よりも低い予め定められた第２の値に調整するようにしたので、簡単な制御回路でコンバータあるいはインバータで発生する損失を低減することが出来る。
【００４２】
また、この発明によれば、交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備える。また前記インバータが出力する交流電圧を検出する交流電圧検出器を備え、前記コンバータは検出された前記交流電圧の変化に追従して直流電圧を連続的にあるいは段階的に調整するようにしたので、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失を低減することが出来る。
【００４３】
また、この発明によれば、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流する還流通流素子と、スイッチング素子あるいは還流通流素子により交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、スイッチング素子はインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに遮断するようにしたので、インバータの運転状態に応じて損失を低減することが出来る。
【００４４】
また、この発明によれば、還流通流素子がダイオードで構成されているので、構成が簡単である。
【００４５】
また、この発明によれば、還流通流素子が通流期間が制御可能な素子でありインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに通流期間が制御されるように構成されているので、インバータの運転状態に応じて木目細かく損失の低減が出来る。
【００４６】
また、この発明によれば、還流通流素子がサイリスタで構成されているので、制御角を調整することによりインバータの運転状態に応じて木目細かく損失の低減が出来る。
【００４７】
また、この発明によれば、直流電圧を蓄電する畜電器を備え、インバータが停止状態から運転状態に移行するに際し還流通流素子の通流期間を徐々に拡大し畜電器を徐々に蓄電するようにしたので、畜電器を充電する構成を特別に用意する必要がない。
【００４８】
また、この発明によれば、交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流するサイリスタと、スイッチング素子あるいはサイリスタにより交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、インバータの出力電流が所定電流以下のときスイッチング素子が遮断されると共に直流電圧がサイリスタにより調整されるようにしたので、コンバータから発生する高調波を低減することが出来る。
【図面の簡単な説明】
【図１】 実施の形態１の電力変換装置を示す構成図である。
【図２】 実施の形態１の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
【図３】 インバータの出力交流電圧と電動機の回転速度の関係を示す特性図である。
【図４】 実施の形態２の電力変換装置を示す構成図である。
【図５】 実施の形態３の電力変換装置を示す構成図である。
【図６】 実施の形態４の電力変換装置を示す構成図である。
【図７】 実施の形態５の電力変換装置の動作を示すフローチャートである。
【図８】 従来の電力変換装置を示す構成図である。
【符号の説明】
１ スイッチ、２ 入力変圧器、３ コンバータ、４ 自励形スイッチング素子、
５，１０ フライホイールサイリスタ、６ コンデンサ回路、
７ ＤＣリンクコンデンサ、８ インバータ、９ 自励形スイッチング素子、
１１ コンデンサ回路、１２ 電動機、１３，１４ フライホイールダイオード、
１５ コンバータ、１６，１８ 中性点クランプダイオード、１７ コンバータ、
１０１ スイッチ、１０２ 入力変圧器、１０３ コンバータ、
１０４，１０９ 自励形スイッチング素子、
１０５，１１０ フライホイールダイオード、１０６，１１１ コンデンサ回路、
１０７ ＤＣリンクコンデンサ、１０８ インバータ、１１２ 電動機、
１１３ 初期充電回路。
Claims (8)
- 交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、前記インバータが出力する交流電圧が所定電圧以上であるか否かを判定する判定手段を備え、前記コンバータは前記交流電圧が所定電圧以上であるときは直流電圧を予め定められた第１の値に調整すると共に前記交流電圧が所定電圧未満であるときは前記直流電圧を前記第１の値よりも低い予め定められた第２の値に調整することを特徴とする電力変換装置。
- 交流電圧を受電しこの交流電圧を直流電圧に変換するコンバータと、該直流電圧を受電し交流電圧に変換するインバータとを備えた電力変換装置において、前記インバータが出力する交流電圧を検出する交流電圧検出器を備え、前記コンバータは検出された前記交流電圧の変化に追従して直流電圧を連続的にあるいは段階的に調整することを特徴とする電力変換装置。
- 交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流する還流通流素子と、前記スイッチング素子あるいは還流通流素子により交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、前記スイッチング素子は前記インバータの交流電圧が所定電圧以下のときに遮断されることを特徴とする電力変換装置。
- 還流通流素子は、ダイオードであることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
- 還流通流素子は、通流期間が制御可能な素子でありインバータの交流電圧が所定電圧以下のときに前記通流期間が制御されることを特徴とする請求項３記載の電力変換装置。
- 還流通流素子は、サイリスタであることを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
- 直流電圧を蓄電する畜電器を備え、インバータが停止状態から運転状態に移行するに際し還流通流素子の通流期間を徐々に拡大し前記畜電器を徐々に蓄電することを特徴とする請求項５記載の電力変換装置。
- 交流電圧を受電する受電端と、この受電した交流電圧を通流及び遮断するスイッチング素子と、このスイッチング素子と並列に設けられ還流電流を通流するサイリスタと、前記スイッチング素子あるいはサイリスタにより交流電圧から変換された直流電圧を受電すると共に該受電した直流電圧を交流電圧に変換するインバータとを備え、前記インバータの出力電流が所定電流以下のとき前記スイッチング素子が遮断されると共に前記直流電圧が前記サイリスタにより調整されることを特徴とする電力変換装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001184881A JP3701585B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | 電力変換装置 |
| CNB011437588A CN1259768C (zh) | 2001-06-19 | 2001-12-19 | 电力变换装置 |
| KR10-2001-0081292A KR100463134B1 (ko) | 2001-06-19 | 2001-12-19 | 전력변환장치 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001184881A JP3701585B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | 電力変換装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003009536A JP2003009536A (ja) | 2003-01-10 |
| JP3701585B2 true JP3701585B2 (ja) | 2005-09-28 |
Family
ID=19024564
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2001184881A Expired - Lifetime JP3701585B2 (ja) | 2001-06-19 | 2001-06-19 | 電力変換装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3701585B2 (ja) |
| KR (1) | KR100463134B1 (ja) |
| CN (1) | CN1259768C (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4389446B2 (ja) * | 2003-01-15 | 2009-12-24 | 富士電機システムズ株式会社 | 電力変換装置 |
| CN105245105A (zh) * | 2015-11-05 | 2016-01-13 | 盐城工学院 | 并串转换单管控制高增益直流升压变换电路 |
| WO2017119109A1 (ja) * | 2016-01-07 | 2017-07-13 | 東芝三菱電機産業システム株式会社 | 交直変換装置及びその制御方法 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3351693B2 (ja) * | 1996-10-07 | 2002-12-03 | 株式会社東芝 | 電動機の制御装置 |
-
2001
- 2001-06-19 JP JP2001184881A patent/JP3701585B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2001-12-19 KR KR10-2001-0081292A patent/KR100463134B1/ko active IP Right Grant
- 2001-12-19 CN CNB011437588A patent/CN1259768C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR100463134B1 (ko) | 2004-12-23 |
| CN1392661A (zh) | 2003-01-22 |
| CN1259768C (zh) | 2006-06-14 |
| JP2003009536A (ja) | 2003-01-10 |
| KR20020096832A (ko) | 2002-12-31 |
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| A977 | Report on retrieval |
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| A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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