JP2015065798A - マトリクスコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供すること。【解決手段】実施形態に係るマトリクスコンバータは、第１の転流制御部、第２の転流制御部および選択部を備える。第１の転流制御部は、第１の転流方法による転流制御を行う。第２の転流制御部は、第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う。選択部は、電力変換部からの出力電流の位相または電力変換部への入力電圧の位相に基づき、第１の転流制御部および第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する。【選択図】図１１

Description

開示の実施形態は、マトリクスコンバータに関する。

マトリクスコンバータは、交流電源と負荷とを接続する複数の双方向スイッチを有しており、これらの双方向スイッチを制御して交流電源の各相電圧を直接スイッチングすることで負荷へ任意の電圧・周波数を出力する。

かかるマトリクスコンバータは、負荷に接続する交流電源の相を双方向スイッチにより切り替える際に、双方向スイッチを構成するスイッチング素子を所定の順序で個別に制御する転流動作を行う。これにより、入力相の相間短絡や出力相の開放などが防止される。

かかる転流動作として、電流転流法による転流動作と電圧転流法による転流動作とが知られている。電流転流法では、例えば、出力電流が小さい場合に極性切り替えの遅れや電流検出誤差などがあると、出力相の開放などの転流失敗が生じる場合がある。また、電圧転流法では、例えば、入力相電圧の大小関係の差が小さい場合に入力相電圧の大小関係の切り替えの遅れや電圧検出誤差などがあると、入力相の相間短絡などの転流失敗が生じるおそれがある。

そこで、出力電流の絶対値が小さい場合や入力相電圧の絶対値の大小関係の差が小さい場合に、電流転流法から電圧転流法への切り替えまたはその逆の切り替えを行って転流動作を行う技術が提案されている（例えば、特許文献１参照）。

特開２００３−３３３８５１号公報

しかしながら、出力電流の絶対値や入力電圧の絶対値に応じて転流方法を切り替える技術では、かかる絶対値の検出誤差や極性等の切り替え遅れによる影響を回避するために、切り替えレベルのマージンが大きくなり、転流方法の切り替え精度において課題があった。

実施形態の一態様は、上記に鑑みてなされたものであって、転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供することを目的とする。

実施形態の一態様に係るマトリクスコンバータは、電力変換部および制御部を備える。前記電力変換部は、複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられる。前記制御部は、前記複数の双方向スイッチを制御する。前記制御部は、第１の転流制御部、第２の転流制御部および選択部を備える。前記第１の転流制御部は、第１の転流方法による転流制御を行う。前記第２の転流制御部は、前記第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う。前記選択部は、前記電力変換部からの出力電流の位相または前記電力変換部への入力電圧の位相に基づき、前記第１の転流制御部および前記第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する。

実施形態の一態様によれば、転流方法の切り替えを精度よく行うことができるマトリクスコンバータを提供することができる。

図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２は、図１に示す双方向スイッチの構成例を示す図である。 図３は、図１に示す制御部の構成例を示す図である。 図４は、各出力相に出力される入力相電圧の切り替わりを示す図である。 図５は、複数の双方向スイッチの片方向スイッチとゲート信号との対応関係を示す図である。 図６Ａは、４ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図６Ｂは、４ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図７は、図６Ａに示す４ステップ電流転流法における片方向スイッチの状態を示す図である。 図８は、４ステップ電圧転流法における、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図９は、図８に示す４ステップ電圧転流法における片方向スイッチの状態を示す図である。 図１０は、出力電流の波形を示す図である。 図１１は、図３に示す選択部の構成を示す図である。 図１２は、閾値位相範囲の一例を示す図である。 図１３は、出力相電流、転流方法の選択周期、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。 図１４は、出力電流の極性に対する依存度と転流方法の種類との関係を示す図である。 図１５Ａは、１ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１５Ｂは、１ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１６Ａは、２ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１６Ｂは、２ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１７Ａは、３ステップ電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１７Ｂは、３ステップ電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１８Ａは、３ステップ電圧電流転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１８Ｂは、３ステップ電圧電流転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１９Ａは、３ステップ電圧転流法において出力相電流が正である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図１９Ｂは、３ステップ電圧転流法において出力相電流が負である場合の、出力相電圧およびゲート信号の関係を示す図である。 図２０は、２ステップ電圧転流法における、出力相電圧、ゲート信号、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。 図２１は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。 図２２は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の入力相電圧の大小関係と入力電圧位相との関係を示す図である。 図２３は、閾値位相範囲の一例を示す図である。 図２４は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本願の開示するマトリクスコンバータの実施形態を詳細に説明する。なお、以下に示す実施形態によりこの発明が限定されるものではない。

［１．第１の実施形態］
［１．１．マトリクスコンバータの構成］
図１は、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータの構成例を示す図である。図１に示すように、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、３相交流電源２（以下、単に交流電源２と記載する）と負荷３との間に設けられる。負荷３は、例えば、交流電動機である。以下においては、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相を入力相と記載し、負荷３のＵ相、Ｖ相およびＷ相を出力相と記載する。

マトリクスコンバータ１は、入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔと、出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗと、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４とを備える。マトリクスコンバータ１は、交流電源２から入力端子Ｔｒ、Ｔｓ、Ｔｔを介して供給される３相交流電力を任意の電圧および周波数の３相交流電力に変換して出力端子Ｔｕ、Ｔｖ、Ｔｗから負荷３へ出力する。

電力変換部１０は、交流電源２の各相と負荷３の各相とを接続する複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗ（以下、双方向スイッチＳと総称する場合がある）を備える。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＵ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＶ相とをそれぞれ接続する。双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗは、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相と負荷３のＷ相とをそれぞれ接続する。

図２は、双方向スイッチＳの構成例を示す図である。図２に示すように、双方向スイッチＳは、片方向スイッチＳｉｏとダイオードＤｉｏとを直列に接続した回路と、片方向スイッチＳｏｉとダイオードＤｏｉとを直列に接続した回路とを有し、これらの直列接続回路は逆並列接続される。なお、双方向スイッチＳは、複数の片方向スイッチを有して導通方向を制御可能な構成であればよく、図２に示す構成に限定されるものではない。例えば、図２に示す例では、ダイオードＤｉｏ、Ｄｏｉのカソード同士が接続されているが、双方向スイッチＳは、ダイオードＤｉｏ、Ｄｏｉのカソード同士が接続されない構成でもよい。

なお、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor)やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチング素子である。また、次世代半導体スイッチング素子のＳｉＣ、ＧａＮであってもよい。

図１に戻って、マトリクスコンバータ１の説明を続ける。ＬＣフィルタ１１は、交流電源２のＲ相、Ｓ相およびＴ相と電力変換部１０との間に設けられる。このＬＣフィルタ１１は、３つのリアクトルＬｒ、Ｌｓ、Ｌｔと３つのコンデンサＣｒｓ、Ｃｓｔ、Ｃｔｒを含み、双方向スイッチＳのスイッチングに起因する高周波成分を除去する。

入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧を検出する。具体的には、入力電圧検出部１２は、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相電圧の瞬時値Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔ（以下、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔと記載する）を検出する。なお、交流電源２のＲ相、Ｓ相、Ｔ相の各相の電圧を総称して入力電圧Ｖｉと記載する場合がある。

出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３との間に流れる電流を検出する。具体的には、出力電流検出部１３は、電力変換部１０と負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれとの間に流れる電流の瞬時値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ（以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと記載する）を検出する。なお、以下、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗを総称して出力電流Ｉｏと記載する場合がある。また、電力変換部１０から負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相のそれぞれに出力される電圧の瞬時値を出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗと記載し、電力変換部１０から負荷３のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各相に出力される相電圧を総称して出力電圧Ｖｏと記載する場合がある。

制御部１４は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔおよび出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づいて、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。以下、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗをゲート信号Ｓｇと総称する場合がある。

後述するように、制御部１４は、出力電流Ｉｏの位相に基づいて転流方法を切り替える。これにより、転流方法の切り替えを精度よく行うことができる。以下、転流動作について具体的に説明する。

［１．２．制御部１４の構成］
図３は、制御部１４の構成例を示す図である。図３に示すように、制御部１４は、電圧指令演算部３０と、ＰＷＭデューティ比演算部３１と、転流部３２とを有する。

制御部１４は、例えば、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＯＭ（Read Only Memory）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、入出力ポートなどを有するマイクロコンピュータや各種の回路を含む。マイクロコンピュータのＣＰＵは、ＲＯＭに記憶されたプログラムを読み出して実行することにより、電圧指令演算部３０、ＰＷＭデューティ比演算部３１および転流部３２として機能する。なお、制御部１４は、プログラムを用いずにハードウェアのみで構成されることがある。

［１．３．電圧指令演算部３０］
電圧指令演算部３０は、周波数指令ｆ^*および出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、各出力相の電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*（以下、電圧指令Ｖｏ^*と総称する場合がある）を生成して出力する。周波数指令ｆ^*は、出力相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗの周波数の指令である。

［１．４．ＰＷＭデューティ比演算部３１］
ＰＷＭデューティ比演算部３１は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*および入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊を生成する。ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊を生成する技術は、公知技術であり、例えば、特開２００８−０４８５５０号公報、特開２０１２−２３９２６５号公報などに記載されている技術が用いられる。

例えば、ＰＷＭデューティ比演算部３１は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさの大小関係が変化しない期間において、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大きさが大きい順に入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎとする。ＰＷＭデューティ比演算部３１は、電圧指令Ｖｕ^*、Ｖｖ^*、Ｖｗ^*を、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの各電圧値に対応したパルス幅変調信号に変換し、それぞれＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊として出力する。なお、以下において、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊をＰＷＭ電圧指令Ｖｏ１^＊と総称する場合がある。

［１．５．転流部３２］
転流部３２は、負荷３に接続する交流電源２の相を双方向スイッチＳにより切り替える転流制御を実行する。具体的には、転流部３２は、ＰＷＭ電圧指令Ｖｕ１^＊、Ｖｖ１^＊、Ｖｗ１^＊に対し、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗ毎の極性、および、入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎに基づいて転流時における双方向スイッチＳの切り替え順序を決定する。転流部３２は、決定した切り替え順序に基づき、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成する。

ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗは、電力変換部１０を構成する双方向スイッチＳの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉにそれぞれ入力され、これにより、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉがオン／オフ制御される。

図４は、各出力相に出力される入力相電圧Ｅｐ、Ｅｍ、Ｅｎの切り替わりを示す図である。図４に示すように、ゲート信号Ｓｇによる双方向スイッチＳの制御により、パルス幅変調信号であるＰＷＭ電圧指令Ｖｏ１^＊の１周期Ｔｃにおいて、各出力相に出力される入力相電圧は、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへと切り替わる。なお、出力相に出力される入力相電圧の切り替わりは、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎに限定されるものではない。

図５は、複数の双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕ、Ｓｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖ、Ｓｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉとゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗとの対応関係を示す図である。なお、図５において、ＬＣフィルタ１１や出力電流検出部１３は省略している。

双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの片方向スイッチＳｉｏ（図２参照）は、それぞれゲート信号Ｓ１ｕ、Ｓ３ｕ、Ｓ５ｕによって制御される。また、双方向スイッチＳｒｕ、Ｓｓｕ、Ｓｔｕの片方向スイッチＳｏｉ（図２参照）は、それぞれゲート信号Ｓ２ｕ、Ｓ４ｕ、Ｓ６ｕによって制御される。

同様に、双方向スイッチＳｒｖ、Ｓｓｖ、Ｓｔｖの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖによって制御される。また、双方向スイッチＳｒｗ、Ｓｓｗ、Ｓｔｗの片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉは、ゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗによって制御される。

図３に戻って制御部１４の説明を続ける。転流部３２は、第１の転流制御部４１と、第２の転流制御部４２と、選択部４３とを備える。第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２は、いずれも、双方向スイッチＳの切り替え順序を決定してゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを生成することができる。

選択部４３は、出力電流Ｉｏの位相θｏ（以下、出力電流位相θｏと記載する）に基づき、第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２の一方を選択する。そして、選択部４３は、選択した転流制御部からのゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。これにより、出力相の開放などの転流失敗を抑制して出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。以下、第１の転流制御部４１、第２の転流制御部４２および選択部４３の構成について具体的に説明する。

［１．５．１．第１の転流制御部４１］
第１の転流制御部４１は、第１の転流方法による転流制御を行う。第１の転流方法は、第２の転流方法に比べ、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高い転流方法である。この第１の転流方法は、例えば、４ステップ電流転流法である。

４ステップ電流転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、出力電流Ｉｏの極性に応じて、次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。
ステップ１： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ２： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオンにする。
ステップ３： 切り替え元の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと同極性の片方向スイッチをオフにする。
ステップ４： 切り替え先の双方向スイッチＳを構成する片方向スイッチのうち、出力電流Ｉｏと逆極性の片方向スイッチをオンにする。

以下、４ステップ電流転流法について、図６Ａ、図６Ｂ、図７を参照して説明する。なお、以下においては、各転流法をＵ相を例に挙げて説明し、同様の転流動作であるＶ相やＷ相については説明を省略するものとする。また、交流電源２から負荷３へ流れる出力電流Ｉｏの極性を正（Ｉｏ＞０）とする。

図６Ａおよび図６Ｂは、４ステップ電流転流法における出力相電圧Ｖｕおよびゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕの関係を示す図である。図６Ａは、出力相電流Ｉｕが正である場合の転流動作を示し、図６Ｂは、出力相電流Ｉｕが負である場合の転流動作を示す。また、図７は、図６Ａに示す時刻ｔ１〜ｔ４での片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの状態を示す図である。なお、Ｅｐ＝Ｅｒ、Ｅｍ＝Ｅｓ、Ｅｎ＝Ｅｔの状態であるとする。

出力相電流Ｉｕが正である場合、図６Ａに示すように、転流動作前の時刻ｔ０においては、ゲート信号Ｓ５ｕ、Ｓ６ｕがＨｉｇｈレベルであり、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ４ｕがＬｏｗレベルである。この状態では、図７に示すように、双方向スイッチＳｔｕがオンで、その他の双方向スイッチＳｓｕ、Ｓｒｕがオフであるため、Ｕ相に出力される入力相電圧はＥｎである。

第１の転流制御部４１は、転流動作を開始する時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓ６ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ１）。これにより、図７に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕと逆極性の片方向スイッチＳｏｉがオフになる。このとき、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンである。そのため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓ３ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる（ステップ２）。これにより、図７に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて、出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオンになる。このとき、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が逆の片方向スイッチＳｏｉがオフである。そのため、交流電源２の相間短絡は発生することなく、Ｕ相に出力される入力相電圧がＥｎからＥｍに切り替えられ、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｓ５ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ３）。これにより、図７に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて、出力相電流Ｉｕと同極性の片方向スイッチＳｉｏがオフになる。このとき、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンである。そのため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次に、第１の転流制御部４１は、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓ４ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる（ステップ４）。これにより、図７に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕの導通方向が双方向になる。一方、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕがオフになり、Ｕ相に出力される入力相電圧をＥｎからＥｍへ切り替える転流動作が完了する。

図６Ａに示す時刻ｔ５〜１７および図６Ｂに示す時刻ｔ１〜ｔ１７においても、図６Ａに示すｔ１〜ｔ４の場合と同様に、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの制御が行われる。

このように、４ステップ電流転流法による転流制御を行うことで、入力相の相間短絡や出力相の開放などを防止しつつ、出力相電圧Ｖｕとして出力する電圧を、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへ変更することができる。また、出力相電圧Ｖｖ、Ｖｗも同様の制御により転流制御が行われる。

［１．５．２．第２の転流制御部４２］
第２の転流制御部４２は、第２の転流方法による転流制御を行う。第２の転流方法は、第１の転流方法に比べ、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に低い転流方法である。この第２の転流方法は、例えば、４ステップ電圧転流法である。

４ステップ電圧転流法では、入力相間の短絡と出力相の開放を防止するために、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係に応じて次のステップ１〜ステップ４からなるスイッチングパターンで転流動作が行われる。かかる４ステップ電圧転流動作では、出力電流Ｉｏの極性でスイッチングパターンを変える必要はない。
ステップ１： 切り替え先の逆バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ２： 切り替え元の逆バイアスされる片方向スイッチをオフにする。
ステップ３： 切り替え先の順バイアスされる片方向スイッチをオンにする。
ステップ４： 切り替え元の順バイアスされる片方向スイッチをオフにする。

なお、片方向スイッチＳｉｏにおいては、転流動作直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を逆バイアスといい、転流動作直前で入力側電圧の方が高い状態を順バイアスというものとする。また、片方向スイッチＳｏｉにおいては、転流動作直前で入力側電圧の方が出力側電圧よりも低い状態を順バイアスといい、転流動作直前で入力側電圧の方が高い状態を逆バイアスというものとする。

図８は、４ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。図９は、図８に示す時刻ｔ１〜ｔ４での片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉの状態を示す図である。なお、Ｅｐ＝Ｅｒ、Ｅｍ＝Ｅｓ、Ｅｎ＝Ｅｔの状態であるとする。

図８に示すように、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ１において、ゲート信号Ｓ４ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオンになる（ステップ１）。このとき、双方向スイッチＳｓｕの片方向スイッチＳｏｉは、出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が逆の片方向スイッチであるため、入力相の相間短絡は発生しない。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ２において、ゲート信号Ｓ６ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオフになる（ステップ２）。このとき、双方向スイッチＳｔｕにおいて出力相電流Ｉｕが流れる方向と導通方向が同じ片方向スイッチＳｉｏがオンであるため、出力相の開放が発生せず、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ３において、ゲート信号Ｓ３ｕをＬｏｗレベルからＨｉｇｈレベルへ変化させる。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕにおいて片方向スイッチＳｏｉがオンになる（ステップ３）。これにより、Ｕ相に出力される入力相電圧がＥｎからＥｍに切り替えられ、出力相電流Ｉｕが流れ続ける。

次いで、第２の転流制御部４２は、時刻ｔ４において、ゲート信号Ｓ５ｕをＨｉｇｈレベルからＬｏｗレベルへ変化させる（ステップ４）。これにより、図９に示すように、切り替え先の双方向スイッチＳｓｕの導通方向が双方向になる一方、切り替え元の双方向スイッチＳｔｕがオフになり、Ｕ相に出力される入力相電圧をＥｎからＥｍへ切り替える転流動作が完了する。

図８に示す時刻ｔ５〜ｔ８、ｔ１０〜ｔ１３、ｔ１４〜ｔ１７においても、時刻ｔ１〜ｔ４の場合と同様に、ステップ１〜ステップ４からなるスイッチング処理が行われる。なお、ステップ間隔Ｔｄは、片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉのターンオン時間およびターンオフ時間よりも長い時間に設定される。また、説明の便宜上、ステップ間隔Ｔｄを同じ値にしているが、それぞれ異なる値に設定してもよい。このことは、上述した４ステップ電流転流法や後述する転流法についても、同様である。

このように、４ステップ電圧転流法では、入力相の相間短絡や出力相の開放などを防止しつつ、出力相電圧Ｖｕとして出力する電圧を、Ｅｎ→Ｅｍ→Ｅｐ→Ｅｍ→Ｅｎへ変更することができる。また、出力相電圧Ｖｖ、Ｖｗも同様の制御により、短絡失敗を防止しつつ転流制御を行うことができる。

［１．５．３．選択部４３］
次に、選択部４３について説明する。選択部４３は、出力電流位相θｏに基づき、第１の転流制御部４１および第２の転流制御部４２の中から転流制御を行う転流制御部を選択する。上述のように、第１の転流制御部４１は、第１の転流方法による転流制御を行い、第２の転流制御部４２は、第２の転流方法による転流制御を行う。

第１の転流方法は、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高く、出力電流検出部１３の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けやすい。そのため、例えば、図１０に示す領域ＲＡのように、出力電流Ｉｏが小さい領域では、出力電流Ｉｏの極性を間違えて、出力相の開放を生じるおそれがある。出力相の開放が生じた場合、サージ電圧が発生し、出力電圧Ｖｏの精度が低下する。

一方、第２の転流方法では、出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に低いため、第１の転流方法に比べ、出力電流検出部１３の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けにくい。そこで、選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域において、第２の転流制御部４２を選択し、第２の転流制御部４２によって第２の転流方法による転流制御を実行させる。

選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域であるか否かを、出力電流Ｉｏの絶対値ではなく、出力電流位相θｏに基づいて行う。具体的には、選択部４３は、出力電流位相θｏが所定範囲外である場合に、第１の転流制御部４１を選択し、出力電流位相θｏが所定範囲内である場合に、第２の転流制御部４２を選択する。

これにより、選択部４３は、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域を精度よく判定し、第２の転流制御部４２によって第２の転流方法による転流制御を実行させることができる。その結果、第１の転流制御部４１の転流失敗による出力電圧Ｖｏの精度の低下を抑制することができる。

図１１は、選択部４３の構成を示す図である。図１１に示すように、選択部４３は、周波数検出器４４と、位相検出器４５と、振幅検出器４６と、Ｕ相閾値設定器４７と、Ｖ相閾値設定器４８と、Ｗ相閾値設定器４９と、Ｕ相判定器５０と、Ｖ相判定器５２と、Ｗ相判定器５４と、Ｕ相切替器６２と、Ｖ相切替器６４と、Ｗ相切替器６６とを備える。

周波数検出器４４は、出力電流検出部１３により検出またはモータ角速度検出器（図示せず）や出力電圧指令などから推定された出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、出力電流Ｉｏの周波数ωｏ（以下、出力電流周波数ωｏと記載する）を検出する。周波数検出器４４は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）などを有する。

位相検出器４５は、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、出力電流位相θｏを検出する。位相検出器４５は、例えば、ＰＬＬや積分器などを有する。なお、位相検出器４５は、例えば、周波数検出器４４からの出力電流周波数ωｏを積分することによって出力電流位相θｏを検出することもできる。

振幅検出器４６は、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗに基づき、出力電流Ｉｏの振幅Ｉａ（以下、出力電流振幅Ｉａと記載する）を検出する。

Ｕ相閾値設定器４７は、出力電流周波数ωｏおよび出力電流振幅Ｉａに基づいてＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆを生成し、Ｕ相判定器５０へ出力する。図１２は、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆの一例を示す図である。

図１２に示すように、Ｕ相閾値設定器４７は、例えば、Ｋ１×ωｏ／Ｉａ、−Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋π〜Ｋ１×ωｏ／Ｉａ＋π、−Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋２π〜２πの範囲をそれぞれＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆとして設定する。なお、ωｏが正の場合、係数Ｋ１、Ｋ２は、Ｋ１＞Ｋ２になるように設定され、ωｏが負の場合、係数Ｋ１、Ｋ２は、Ｋ１＜Ｋ２になるように設定される。

Ｖ相閾値設定器４８は、出力電流周波数ωｏおよび出力電流振幅Ｉａに基づいてＶ相閾値位相範囲θｖｒｅｆを生成し、Ｖ相判定器５２へ出力する。Ｖ相閾値位相範囲θｖｒｅｆは、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆに対し２π／３ずれた範囲である。例えば、Ｖ相閾値位相範囲θｖｒｅｆは、−Ｋ１×ωｏ／Ｉａ＋２π／３〜Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋２π／３、−Ｋ１×ωｏ／Ｉａ＋５π／３〜Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋５π／３である。

Ｗ相閾値設定器４９は、出力電流周波数ωｏおよび出力電流振幅Ｉａに基づいてＷ相閾値位相範囲θｗｒｅｆを生成し、Ｗ相判定器５４へ出力する。Ｗ相閾値位相範囲θｗｒｅｆは、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆに対し４π／３ずれた範囲である。例えば、Ｗ相閾値位相範囲θｗｒｅｆは、−Ｋ１×ωｏ／Ｉａ＋π／３〜Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋π／３、−Ｋ１×ωｏ／Ｉａ＋４π／３〜Ｋ２×ωｏ／Ｉａ＋４π／３である。

Ｕ相判定器５０は、出力電流位相θｏとＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆに基づき、Ｕ相の転流制御を行う転流制御部を第１および第２の転流制御部４１、４２から選択するＵ相選択信号Ｓｕを出力する。

具体的には、Ｕ相判定器５０は、出力電流位相θｏがＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆ外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力し、出力電流位相θｏがＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆ内である場合に、ＬｏｗレベルのＵ相選択信号Ｓｕを出力する。

Ｕ相切替器６２は、Ｕ相選択信号ＳｕがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕを出力する。また、Ｕ相切替器６２は、Ｕ相選択信号ＳｕがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕを出力する。

出力電流位相θｏは、出力相電流Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗそのものに比べて出力電流検出部１３の検出誤差の影響が小さいことから、転流方法の切り替え判定の精度が向上する。

また、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆは、出力電流振幅Ｉａに応じて調整される。具体的には、出力電流振幅Ｉａが大きい場合には、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆが狭くなり、出力電流振幅Ｉａが小さい場合には、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆが広くなる。これにより、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡ（図１０参照）にある場合に精度よく第２の転流方法を選択できる一方、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡ外である場合に第２の転流方法が選択される可能性を低減できる。そのため、出力相電圧Ｖｕの精度を向上させることができる。

また、ωｏが正の場合、Ｋ１＞Ｋ２であり、ωｏが負の場合、Ｋ１＜Ｋ２であることから、出力電流Ｉｏの極性に応じたスイッチングパターンの切り替えの遅れを補償することができる。

例えば、Ｋ１＝Ｋ２の場合、図１３に示すように、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡにある場合でも、第１の転流方法が選択される場合がある。図１３は、Ｋ１＝Ｋ２において、出力相電流、転流方法の選択周期Ｔｓ、および、選択される転流方法との概念的な関係を示す図である。

そこで、ωｏの極性に応じて係数Ｋ１、Ｋ２を互いに異なる値に設定することで、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡにある場合に、第２の転流方法が精度よく選択されるようにしている。例えば、図１３に示す例では、サンプル点ｎ＋１から第２の転流方法を選択しているが、係数Ｋ１を選択周期Ｔｓに対応する分だけ大きくすることで、サンプル点ｎから第２の転流方法を精度よく選択することができる。一方、図１３に示す例では、係数Ｋ２を変更しなくても、サンプル点ｎ＋３まで第２の転流方法が選択される。したがって、係数Ｋ２は係数Ｋ１よりも小さい方が第２の転流方法を精度よく選択できる。

また、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆは、出力電流周波数ωｏに基づいて調整される。出力電流周波数ωｏが高いと、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡにある場合に、転流方法が選択される回数が少なくなる。そこで、Ｕ相閾値設定器４７は、出力電流周波数ωｏが高くなるほどＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆが広くなるようにして、出力相電流Ｉｕが領域ＲＡにある場合に、転流方法が選択される回数が極端に少なくなることを防止する。なお、Ｕ相閾値設定器４７は、出力電流周波数ωｏが所定値以上の場合に、出力電流周波数ωｏに基づいてＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆを調整することもできる。

このようにＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆが設定されることから、マトリクスコンバータ１では、出力相電流Ｉｕの絶対値により転流方法を選択する場合に比べ、マージンを低減することができ、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。

図１１に戻って、選択部４３の説明を続ける。Ｖ相判定器５２は、出力電流位相θｏがＶ相閾値位相範囲θｖｒｅｆ外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＶ相選択信号Ｓｖを出力し、出力電流位相θｏがＶ相閾値位相範囲θｖｒｅｆ内である場合に、ＬｏｗレベルのＶ相選択信号Ｓｖを出力する。

Ｖ相切替器６４は、Ｖ相選択信号ＳｖがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖを出力する。また、Ｖ相切替器６４は、Ｖ相選択信号ＳｖがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖを出力する。

Ｖ相閾値位相範囲θｖｒｅｆも、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆと同様に設定されて出力電流位相θｏと比較されることから、Ｖ相においても、Ｕ相と同様に、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。

Ｗ相判定器５４は、出力電流位相θｏがＷ相閾値位相範囲θｗｒｅｆ外である場合に、ＨｉｇｈレベルのＷ相選択信号Ｓｗを出力し、出力電流位相θｏがＷ相閾値位相範囲θｗｒｅｆ内である場合に、ＬｏｗレベルのＷ相選択信号Ｓｗを出力する。

Ｗ相切替器６６は、Ｗ相選択信号ＳｗがＨｉｇｈレベルである場合、第１の転流制御部４１から出力されるゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。また、Ｗ相切替器６６は、Ｗ相選択信号ＳｗがＬｏｗレベルである場合、第２の転流制御部４２から出力されるゲート信号Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。

Ｗ相閾値位相範囲θｗｒｅｆも、Ｕ相閾値位相範囲θｕｒｅｆと同様に設定されて出力電流位相θｏと比較されることから、Ｗ相においても、Ｕ相と同様に、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。

以上のように、本実施形態に係るマトリクスコンバータ１は、出力電流位相θｏに基づき、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を実行することから、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。

また、転流方法の切り替え精度を向上させることにより、サージの発生を抑制できる。その結果、大型かつ大容量のスナバ回路等を設けることなく、電力変換部１０の故障を抑制でき、マトリクスコンバータ１の小型化、高効率化および低コスト化を図ることができる。

上述においては、第１の転流方法として４ステップ電流転流法を例に挙げ、第２の転流方法として４ステップ電圧転流法を例に挙げた。しかし、第１の転流方法および第２の転流方法の組み合わせは上述した組み合わせに限定されない。

図１４は、出力電流Ｉｏの極性に対する依存度と転流方法の種類との関係を示す図である。出力電流Ｉｏの極性を間違えたときに転流動作中の出力開放時間が相対的に長い転流方法が出力電流Ｉｏの極性への依存度が相対的に高い転流方法である。

第１の転流制御部４１は、第１の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ１を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ１に応じた転流方法による転流制御を行う。また、第２の転流制御部４２は、第２の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ２を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ２に応じた転流方法による転流制御を行う。

パラメータＰｓ１、Ｐｓ２は、出力電流Ｉｏの極性に対する依存度（以下、電流極性依存度と記載する）が第２の転流方法よりも第１の転流方法が高いことを条件として設定される。パラメータＰｓ１、Ｐｓ２は、例えば、図示しない入力部を介してマトリクスコンバータ１の設置者等が設定する。

ここで、図１４に示す各転流方法について説明する。なお、図１４は、転流方法の種類を例示したものであり、マトリクスコンバータ１においては、パラメータＰｓ１、Ｐｓ２によって図１４に示されていない転流方法を指定することもできる。

「１ステップ電流転流法」は、１ステップ毎に出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、例えば、図１５Ａおよび図１５Ｂに示すように転流制御が実行される。図１５Ａおよび図１５Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、１ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「２ステップ電流転流法」は、２ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法である。この２ステップ電流転流法は、切り替え先の双方向スイッチＳのうち出力電流Ｉｏと導通方向が同方向の片方向スイッチをオンにする（ステップ１）。そして、その後、切り替え元の双方向スイッチＳのうち出力電流Ｉｏと導通方向が同方向の片方向スイッチをオフにする（ステップ２）。図１６Ａおよび図１６Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、２ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電流転流法」は、３ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、図１７Ａおよび図１７Ｂに示すように転流制御が実行される。図１７Ａおよび図１７Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電圧電流転流法」は、ステップ１およびステップ２の一方を３ステップ電圧転流法の対応するステップとし、他方を３ステップ電流転流法の対応するステップとする転流法である。図１８Ａおよび図１８Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電圧電流転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「３ステップ電圧転流法」は、３ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える転流方法であり、図１９Ａおよび図１９Ｂに示すように転流制御が実行される。図１９Ａおよび図１９Ｂは、図６Ａおよび図６Ｂに対応する図であり、３ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

「２ステップ電圧転流法」は、２ステップで各出力相に出力する入力相電圧を切り替える電流転流法である。この２ステップ電圧転流法は、転流動作の前後で、出力相に出力する入力相電圧に対応する双方向スイッチＳでは片方向スイッチＳｉｏ、Ｓｏｉが共にオンであり、かつ、残りの双方向スイッチＳでは一方の片方向スイッチのみがオンである転流法である。図２０は、図８に対応する図であり、２ステップ電圧転流法における、出力相電圧Ｖｕ、ゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、および、転流動作の各ステップとの関係を示す図である。

このように、マトリクスコンバータ１では、第１の転流方法の電流極性依存度が第２の転流方法の電流極性依存度よりも高いことを条件として、第１および第２の転流方法を任意に設定することができる。そのため、マトリクスコンバータ１の設置環境や用途に応じた転流方法を設定することができ、出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。

なお、上述の実施形態では、出力電流位相θｏに基づき、転流制御を行う転流制御部を選択するが、結果的に出力電流位相θｏに応じた転流制御部の選択を行うものであってもよい。例えば、選択部４３は、電力変換部１０から出力される電力の力率λｏに応じた位相分だけ閾値位相範囲θｕｒｅｆ、θｖｒｅｆ、θｗｒｅｆをシフトし、かかる閾値位相範囲θｕｒｅｆ、θｖｒｅｆ、θｗｒｅｆと出力電圧Ｖｏの位相とを比較してもよい。

［２．第２の実施形態］
次に、第２の実施形態にかかるマトリクスコンバータについて説明する。第２の実施形態に係るマトリクスコンバータは、入力電圧位相に基づいて転流制御部を選択する点で、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる。なお、以下においては、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる点を中心に説明し、第１の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

図２１は、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａの構成例を示す図である。図２１に示すように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａは、電力変換部１０と、ＬＣフィルタ１１と、入力電圧検出部１２と、出力電流検出部１３と、制御部１４Ａとを備える。

制御部１４Ａは、電圧指令演算部３０（不図示）と、ＰＷＭデューティ比演算部３１（不図示）と、転流部３２Ａとを有する。転流部３２Ａは、第１の転流制御部４１Ａと、第２の転流制御部４２Ａと、選択部４３Ａとを備える。

第１の転流制御部４１Ａは、第１の転流方法による転流制御を行う。第１の転流方法は、第２の転流方法に比べ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高い転流方法である。この第１の転流方法は、例えば、第１の実施形態で説明した４ステップ電圧転流法である。かかる第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えたときに転流動作中の入力相の相間短絡時間が相対的に長い転流方法である。

第２の転流制御部４２Ａは、第２の転流方法による転流制御を行う。第２の転流方法は、第１の転流方法に比べ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に低い転流方法である。この第２の転流方法は、例えば、第１の実施形態で説明した４ステップ電流転流法である。かかる第２の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えたときに転流動作中の入力相の相間短絡時間が相対的に短い転流方法である。

選択部４３Ａは、入力電圧Ｖｉの位相θｉ(以下、入力電圧位相θｉと記載する)に基づき、第１および第２の転流制御部４１Ａ、４２Ａの中から転流制御を行う転流制御部を選択する。

第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高く、入力電圧検出部１２の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けやすい。図２２は、Ｒ相、Ｓ相およびＴ相の入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係と入力電圧位相との関係を示す図である。図２２に示す領域ＲＢでは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係の差が小さいことから、入力電圧の検出誤差などがあると、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係を間違えて、入力相の相間短絡を生じるおそれがある。入力相の相間短絡が生じた場合、入力相間の電圧降下が発生し、出力電圧Ｖｏの精度が低下する。

一方、第２の転流方法では、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係の差への依存度が相対的に低いため、第１の転流方法に比べ、入力電圧検出部１２の検出感度や検出ノイズなどの影響を受けにくい。そこで、選択部４３Ａは、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域ＲＢにおいて、第２の転流制御部４２Ａを選択し、第２の転流制御部４２Ａによって第２の転流方法による転流制御を実行させる。

選択部４３Ａは、第１の転流方法において転流失敗が発生するおそれがある領域であるか否かを、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの絶対値ではなく、入力電圧位相θｉに基づいて行う。具体的には、選択部４３Ａは、入力電圧位相θｉが所定範囲外である場合に、第１の転流制御部４１Ａを選択し、入力電圧位相θｉが所定範囲内である場合に、第２の転流制御部４２Ａを選択する。

図２１に示すように、選択部４３Ａは、周波数検出器３５と、位相検出器３６と、振幅検出器３７と、閾値設定器３８と、位相判定器３９と、切替器６２Ａとを備える。

周波数検出器３５は、入力電圧検出部１２により検出された入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、入力電圧Ｖｉの周波数ωｉ（以下、入力電圧周波数ωｉと記載する）を検出する。周波数検出器３５は、例えば、ＰＬＬ（Phase Locked Loop）などを有する。

位相検出器３６は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、入力電圧Ｖｉの位相θｉ（以下、入力電圧位相θｉと記載する）を検出する。位相検出器３６は、例えば、ＰＬＬや積分器などを有する。なお、位相検出器３６は、例えば、周波数検出器３５からの入力電圧周波数ωｉを積分することによって入力電圧位相θｉを検出することもできる。

振幅検出器３７は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔに基づき、入力電圧Ｖｉの振幅ｖａ（以下、入力電圧振幅ｖａと記載する）を検出する。

閾値設定器３８は、パラメータＰａ（＝１、２）に応じて、閾値位相範囲θｒｅｆを生成し、Ｕ相判定器５０へ出力する。図２３は、閾値位相範囲θｒｅｆの一例を示す図である。図２３に示すように、閾値設定器３８は、θ１〜θ２、θ３〜θ４、θ５〜θ６、θ７〜θ８、θ９〜θ１０、θ１１〜θ１２のそれぞれの範囲を閾値位相範囲θｒｅｆとして設定する。

閾値設定器３８は、Ｐａ＝１の場合、入力電圧周波数ωｉおよび入力電圧振幅ｖａに基づき、例えば、（２ｍ−１）×π／６−Ｋ１×ωｉ／ｖａ〜（２ｍ−１）×π／６＋Ｋ２×ωｉ／ｖａ（ｍ＝１〜６）を閾値位相範囲θｒｅｆとする。また、閾値設定器３８は、Ｐａ＝２の場合、入力電圧振幅ｖａに基づき、（２ｍ−１）×π／６−Ｋ１／ｖａ〜（２ｍ−１）×π／６＋Ｋ２／ｖａを閾値位相範囲θｒｅｆとする。なお、ωｏが正の場合、係数Ｋ１、Ｋ２は、Ｋ１＞Ｋ２になるように設定され、ωｏが負の場合、係数Ｋ１、Ｋ２は、Ｋ１＜Ｋ２になるように設定される。

位相判定器３９は、入力電圧位相θｉと閾値位相範囲θｒｅｆに基づき、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の転流制御を行う転流制御部を第１および第２の転流制御部４１Ａ、４２Ａから選択する選択信号Ｓｘを出力する。

具体的には、位相判定器３９は、入力電圧位相θｉが閾値位相範囲θｒｅｆ外である場合に、Ｈｉｇｈレベルの選択信号Ｓｘを出力し、出力電流位相θｏが閾値位相範囲θｒｅｆ内である場合に、Ｌｏｗレベルの選択信号Ｓｘを出力する。

切替器６２Ａは、選択信号ＳｘがＨｉｇｈレベルであれば、第１の転流制御部４１Ａから出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。一方、切替器６２Ａは、選択信号ＳｘがＬｏｗレベルであれば、第２の転流制御部４２Ａから出力されるゲート信号Ｓ１ｕ〜Ｓ６ｕ、Ｓ１ｖ〜Ｓ６ｖ、Ｓ１ｗ〜Ｓ６ｗを出力する。

入力電圧位相θｉは、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔそのものに比べて出力電流検出部１３の検出誤差や検出ノイズの影響が小さいことから、転流方法の切り替え判定の精度が向上する。

また、閾値位相範囲θｒｅｆは、入力電圧振幅ｖａに応じて調整されることから、第１の実施形態におけるＵ相閾値位相範囲θｕｒｅｆ等と同様に、出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。すなわち、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢ（図２２参照）内にある場合に精度よく第２の転流方法を選択できる一方、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢ外である場合に第２の転流方法が選択される可能性を低減できる。そのため、出力電圧Ｖｏの精度を向上させることができる。

また、入力電圧周波数ωｉが正の場合、Ｋ１＞Ｋ２であり、入力電圧周波数ωｉが負の場合、Ｋ１＜Ｋ２であることから、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係に応じたスイッチングパターンの切り替えの遅れを補償することができる。

また、閾値位相範囲θｒｅｆは、Ｐａ＝１の場合、入力電圧周波数ωｉに基づいて調整される。入力電圧周波数ωｉが高いと、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢにある場合に、転流方法が選択される回数が少なくなる。そこで、閾値設定器３８は、入力電圧周波数ωｉが高くなるほど閾値位相範囲θｒｅｆが広くなるようにして、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢにある場合に、転流方法が選択される回数が極端に少なくなることを防止する。なお、閾値設定器３８は、入力電圧周波数ωｉが所定値以上の場合に、入力電圧周波数ωｉに基づいて閾値位相範囲θｒｅｆを調整することもできる。

以上のように、第２の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ａでは、入力電圧位相θｉに基づき、第１および第２の転流制御部４１Ａ、４２Ａの中から転流制御を実行することから、転流方法の切り替え精度を向上させることができる。転流方法の切り替え精度を向上させることにより、入力相間の電圧降下の発生を抑制できる。その結果、大型かつ大容量のスイッチング素子等を設けることなく、電力変換部１０の故障を抑制でき、マトリクスコンバータ１Ａの小型化、高効率化および低コスト化を図ることができる。

上述においては、第１の転流方法として４ステップ電圧転流法を例に挙げ、第２の転流方法として４ステップ電流転流法を例に挙げた。しかし、第１の転流方法および第２の転流方法の組み合わせは上述した組み合わせに限定されない。

すなわち、第１の実施形態と同様に、図１４に示すような複数の転流方法の中から、第１の転流方法と第２の転流方法を選択することができる。この場合、第１の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に高く、第２の転流方法は、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔの大小関係への依存度が相対的に低くなるようにする。

第１の実施形態と同様に、第１の転流制御部４１Ａは、第１の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ１を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ１に応じた転流方法による転流制御を行う。また、第２の転流制御部４２Ａは、第２の転流方法の種別を示すパラメータＰｓ２を内部の記憶部に記憶しており、パラメータＰｓ２に応じた転流方法による転流制御を行う。

また、上述の実施形態では、入力電圧位相θｉに基づき、転流制御を行う転流制御部を選択するが、結果的に入力電圧位相θｉに応じた転流制御部の選択を行うものであってもよい。例えば、選択部４３Ａは、電力変換部１０に入力される電力の力率λｉに応じた位相分だけ閾値位相範囲θｒｅｆをシフトし、かかる閾値位相範囲θｒｅｆと入力電流Ｉｉの位相とを比較してもよい。

［３．第３の実施形態］
次に、第３の実施形態にかかるマトリクスコンバータについて説明する。第３の実施形態に係るマトリクスコンバータは、出力電流位相θｏと入力電圧位相θｉに基づいて転流制御部を選択する点で、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる。なお、以下においては、第１の実施形態に係るマトリクスコンバータ１と異なる点を中心に説明し、第１の実施形態と同様の機能を有する構成要素については同一符号を付して説明を省略する。

図２４は、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂの構成例を示す図である。図２４に示すように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂは、制御部１４Ｂを備える。なお、図示していないが、マトリクスコンバータ１Ｂは、電力変換部１０、ＬＣフィルタ１１、入力電圧検出部１２および出力電流検出部１３などを有する。

制御部１４Ｂは、電圧指令演算部３０（不図示）と、ＰＷＭデューティ比演算部３１（不図示）と、転流部３２Ｂとを有する。転流部３２Ｂは、第１の転流制御部４１と、第２の転流制御部４２と、選択部４３Ｂとを備える。

選択部４３Ｂは、選択部４３と同様に、周波数検出器４４と、位相検出器４５と、振幅検出器４６と、Ｕ相閾値設定器４７と、Ｖ相閾値設定器４８と、Ｗ相閾値設定器４９と、Ｕ相判定器５０と、Ｖ相判定器５２と、Ｗ相判定器５４とを備える。選択部４３Ｂは、選択部４３と同様に、出力電流位相θｏに応じてＵ相選択信号Ｓｕ、Ｖ相選択信号Ｓｖ、Ｗ相選択信号Ｓｗを生成する。

また、選択部４３Ｂは、選択部４３Ａと同様に、周波数検出器３５と、位相検出器３６と、振幅検出器３７と、閾値設定器３８と、位相判定器３９とを備える。選択部４３Ｂは、選択部４３Ａと同様に、入力電圧位相θｉに応じて選択信号Ｓｘを生成する。

Ｕ相切替器６２Ｂ、Ｖ相切替器６４ＢおよびＷ相切替器６６Ｂには、パラメータＰｍ（＝１、２）が設定されている。パラメータＰｍは、例えば、図示しない入力部を介してマトリクスコンバータ１Ｂの設置者等が設定する。

Ｕ相切替器６２Ｂは、Ｐｍ＝１の場合、Ｕ相選択信号ＳｕがＨｉｇｈレベルの信号であれば、第１の転流制御部４１を選択する。一方、Ｕ相切替器６２Ｂは、Ｕ相選択信号ＳｕがＬｏｗレベルの信号である場合、選択信号ＳｘがＨｉｇｈレベルの信号である場合に限り、第２の転流制御部４２を選択する。これにより、出力電流Ｉｏが領域ＲＡ（図１０参照）内、かつ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢ（図２２参照）内である場合、出力相の開放よりも入力相の相間短絡を優先して転流失敗を防止することができる。

Ｕ相切替器６２Ｂは、Ｐｍ＝２の場合、選択信号ＳｘがＨｉｇｈの信号であれば、第２の転流制御部４２を選択する。一方、Ｕ相切替器６２Ｂは、選択信号ＳｘがＬｏｗレベルの信号であれば、Ｕ相選択信号ＳｕがＨｉｇｈレベルである場合に限り、第１の転流制御部４１を選択する。これにより、出力電流Ｉｏが領域ＲＡ内、かつ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢ内である場合、入力相間の短絡よりも出力相の開放を優先して転流失敗を防止することができる。

Ｖ相切替器６４Ｂは、Ｕ相切替器６２Ｂと同様の処理により、Ｖ相選択信号Ｓｖおよび選択信号Ｓｘに基づき、パラメータＰｍの設定に応じて、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を実行させる転流制御部を選択する。

また、Ｗ相切替器６６Ｂは、Ｕ相切替器６２Ｂと同様の処理により、Ｗ相選択信号Ｓｗおよび選択信号Ｓｘに基づき、パラメータＰｍの設定に応じて、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を実行させる転流制御部を選択する。

以上のように、第３の実施形態に係るマトリクスコンバータ１Ｂでは、出力電流位相θｏや入力電圧位相θｉに基づき、第１および第２の転流制御部４１、４２の中から転流制御を実行する。これにより、出力電流Ｉｏが領域ＲＡ内、かつ、入力相電圧Ｅｒ、Ｅｓ、Ｅｔが領域ＲＢ内である場合に、入力相間の短絡および出力相の開放の一方を優先して防止することができる。

さらなる効果や変形例は、当業者によって容易に導き出すことができる。このため、本発明のより広範な態様は、以上のように表しかつ記述した特定の詳細および代表的な実施形態に限定されるものではない。したがって、添付の特許請求の範囲およびその均等物によって定義される総括的な発明の概念の精神または範囲から逸脱することなく、様々な変更が可能である。

１、１Ａ、１Ｂ マトリクスコンバータ
２ ３相交流電源
３ 負荷
１０ 電力変換部
１１ ＬＣフィルタ
１２ 入力電圧検出部
１３ 出力電流検出部
１４、１４Ａ、１４Ｂ 制御部
３０ 電圧指令演算部
３１ ＰＷＭデューティ比演算部
３２、３２Ａ、３２Ｂ 転流部
３５、４４ 周波数検出器
３６、４５ 位相検出器
３７、４６ 振幅検出器
３８ 閾値設定器
３９ 位相判定器
４１、４１Ａ 第１の転流制御部
４２、４１Ｂ 第２の転流制御部
４３、４３Ａ、４３Ｂ 選択部
４７ Ｕ相閾値設定器
４８ Ｖ相閾値設定器
４９ Ｗ相閾値設定器
５０ Ｕ相判定器
５２ Ｖ相判定器
５４ Ｗ相判定器
６２、６２Ｂ Ｕ相切替器
６４、６４Ｂ Ｖ相切替器
６６、６６Ｂ Ｗ相切替器

Claims (5)

1. 複数のスイッチング素子により導通方向を制御可能な複数の双方向スイッチを有し、交流電源の各相に接続される複数の入力端子と負荷の各相に接続される複数の出力端子との間に前記複数の双方向スイッチが設けられた電力変換部と、
   前記複数の双方向スイッチを制御する制御部と、を備え、
   前記制御部は、
   第１の転流方法による転流制御を行う第１の転流制御部と、
   前記第１の転流方法とは異なる第２の転流方法による転流制御を行う第２の転流制御部と、
   前記電力変換部からの出力電流の位相または前記電力変換部への入力電圧の位相に基づき、前記第１の転流制御部および前記第２の転流制御部の中から転流制御を実行する転流制御部を選択する選択部と、を備える
   ことを特徴とするマトリクスコンバータ。
2. 前記選択部は、
   前記出力電流の位相または前記入力電圧の位相が所定範囲外である場合に、前記第１の転流制御部を選択し、前記出力電流の位相または前記入力電圧の位相が前記所定範囲内である場合に、前記第２の転流制御部を選択する
   ことを特徴とする請求項１に記載のマトリクスコンバータ。
3. 前記選択部は、
   前記出力電流の周波数または前記入力電圧の周波数に基づいて前記所定範囲を変更する
   ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
4. 前記選択部は、
   前記出力電流の振幅または前記入力電圧の振幅に基づいて前記所定範囲を変更する
   ことを特徴とする請求項２に記載のマトリクスコンバータ。
5. 前記第１の転流制御部は、前記出力電流の極性に対する依存度が相対的に高い転流方法による転流制御を行い、
   前記第２の転流制御部は、前記出力電流の極性に対する依存度が相対的に低い転流方法による転流制御を行う
   ことを特徴とする請求項１〜４のいずれか１つに記載のマトリクスコンバータ。

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