JP4884131B2 - 交流交流直接変換器の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、大型のエネルギーバッファを持たず、双方向スイッチを構成する半導体スイッチング素子のオンオフにより多相交流電圧を任意の振幅、周波数を有する多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器の制御装置に関し、特に、変換器の入力端短絡及び出力端開放を防止するための転流時のスイッチングパターンを発生する手段の改良技術に関するものである。

この種の交流交流直接変換器の一例として、マトリクスコンバータが知られている。
図７は、マトリクスコンバータの出力側一相分の回路図である。三相交流電圧の入力端子をＲ，Ｓ，Ｔ（入力相についても同じ符号を用いるものとする）、出力端子をＵ，Ｖ，Ｗ（出力相についても同じ符号を用いるものとする）とすると、図７に示す出力側Ｕ相分の回路において、オン時にＲ相からＵ相へ電流を流す方向に接続されているスイッチング素子をＳ_ｒｕとし、以下同様に、各スイッチング素子をＳ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｓ，Ｓ_ｔｕ，Ｓ_ｕｔとする。なお、Ｓ_Ｒ，Ｓ_Ｓ，Ｓ_Ｔは、互いに逆並列接続された各２個のスイッチング素子からなる双方向スイッチを示す。

いま、各相の入力電圧Ｖ_Ｒ，Ｖ_Ｓ，Ｖ_ＴがＶ_Ｒ＞Ｖ_Ｓ＞Ｖ_Ｔの関係にある場合を考える。このとき、スイッチング素子Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓ、または同Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｕｔ、または同Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｕｔが同時にオンすると、それぞれＲ相とＳ相、Ｒ相とＴ相、Ｓ相とＴ相の間に入力端の短絡電流が流れてしまう。更に、出力電流（負荷電流）ｉ_ｕが図７の矢印方向に流れている場合、スイッチング素子Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕが何れもオフして出力端が開放されると電流ｉ_ｕの通流経路がなくなるので、各スイッチング素子に負荷のエネルギーによる過大なサージ電圧が印加されてスイッチング素子の破壊を引き起こす。

そこで、上述した入力端の短絡及び出力端の開放を同時に防止するために、一例として次のような転流シーケンス（転流時における各スイッチング素子のスイッチングパターン）を実行している。なお、ここでは、Ｒ相とＵ相との間で電流が流れている状態から、Ｓ相とＵ相との間で電流を流すように転流させる場合について説明する。
まず、初期状態では、スイッチング素子Ｓ_ｒｕがオン、Ｓ_ｕｒがオン、Ｓ_ｓｕがオフ、Ｓ_ｕｓがオフであり、以後の転流シーケンスは以下のようになる。
（１）Ｓ_ｓｕオン
（２）Ｓ_ｒｕオフ
（３）Ｓ_ｕｓオン
（４）Ｓ_ｕｒオフ

ここで、スイッチング素子Ｓ_ｒｕは、Ｓ_ｓｕをオンさせてから時間差を設けてオフすることでＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕの同時オフを防止し、また、Ｓ_ｕｒはＳ_ｕｓをオンさせてから時間差を設けてオフすることでＳ_ｕｒ，Ｓ_ｕｓの同時オフを防止しており、これらによって出力電流ｉ_ｕの経路を確保している。更に、スイッチング素子Ｓ_ｕｓはＳ_ｒｕをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＳ_ｕｓ，Ｓ_ｒｕの同時オンを防止しており、これによってＲ相とＳ相との間の短絡を防止している。

以上より、スイッチング素子の動作に若干のバラツキ等が存在しても、入力端の短絡と出力端の開放を防止してスイッチング素子の破壊を防ぐことができる。このような転流シーケンスは、各相入力電圧の大小関係に基づいてスイッチングの順序を決定しているため、電圧転流と呼ばれる。この電圧転流については、例えば特許文献１に説明されている。

一方、上記の電圧転流に対して、出力電流ｉ_ｕの極性に応じてスイッチングの順序を決定する方法がある。
図７において、前記同様に出力電流ｉ_ｕが矢印の方向に流れているものとし、Ｒ相とＵ相との間で電流が流れている状態から、Ｓ相とＵ相との間で電流を流すように転流させる場合について説明する。

前記同様に、初期状態としてはスイッチング素子Ｓ_ｒｕがオン、Ｓ_ｕｒがオン、Ｓ_ｓｕがオフ、Ｓ_ｕｓがオフであり、以後の転流シーケンスは以下のようになる。
（１）Ｓ_ｕｒオフ
（２）Ｓ_ｓｕオン
（３）Ｓ_ｒｕオフ
（４）Ｓ_ｕｓオン

ここで、スイッチング素子Ｓ_ｓｕは、Ｓ_ｕｒをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＳ_ｓｕ，Ｓ_ｕｒの同時オンを防止し、また、Ｓ_ｕｓはＳ_ｒｕをオフさせてから時間差を設けてオンすることでＳ_ｕｓ，Ｓ_ｒｕの同時オンを防止しており、これらによってＲ相とＳ相との間の短絡を防止している。更に、スイッチング素子Ｓ_ｒｕはＳ_ｓｕをオンさせてから時間差を設けてオフすることでＳ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕの同時オフを防止しており、これによって出力電流ｉ_ｕの経路を確保している。
この転流シーケンスは、出力電流ｉ_ｕの極性に基づいてスイッチングの順序を決定しているため、電流転流と呼ばれる。この電流転流については、例えば特許文献２に説明されている。

電圧転流では、各相入力電圧の大小関係に応じてスイッチングの順序を決定しているので、入力電圧の大きさを誤検出すると入力端の短絡が発生する。例えば、図７において、Ｖ_Ｒ＞Ｖ_Ｓ＞Ｖ_Ｔの状態で転流を行う際にＶ_Ｒ，Ｖ_Ｓの大小関係が変わると、スイッチング素子Ｓ_ｕｓをオンした瞬間にはＳ_ｕｒがオンしているので、Ｓ相からスイッチング素子Ｓ_ｕｓを通ってＲ相に向かうループに電流が流れる。なお、出力電流の向きが変化しても、スイッチング素子Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕは転流が完了するまでオンしているので、出力端が開放されることはない。
従って、電圧転流では、各相入力電圧の大小関係が変化する時点（入力線間電圧がゼロ近傍）において、検出遅れ等による入力端の短絡が起きやすい。

一方、電流転流では、出力電流の極性に応じてスイッチング順序を決定しているので、出力電流の極性を誤検出すると出力端の開放が発生する。例えば、図７において、ｉ_ｕが矢印の向きに流れているものと検出して転流を行う際にｉ_ｕの向きが変わると、スイッチング素子Ｓ_ｕｒをオフした瞬間に電流経路が絶たれるので、出力端が開放する。なお、入力電圧の大小関係が変化しても、スイッチング素子Ｓ_ｕｒ，Ｓ_ｓｕが同時にオンすることはないので、入力端の短絡は発生しない。
従って、電流転流では、出力電流の極性が変化する時点（出力電流がゼロ近傍）において、検出遅れ等による出力端の開放が起きやすい。

電圧転流でも電流転流でも、検出器の遅れや精度に起因して転流失敗（誤検出による入力端短絡や出力端開放）が生じる可能性がある。転流失敗が起きると、入力端の短絡時には過大な短絡電流がスイッチング素子に流れ、出力端の開放時には、過大なサージ電圧がスイッチング素子に印加されるので、いずれにしても装置の故障等を引き起こし、好ましくない。
また、これらの対策として大容量のスナバ回路等を取り付けることは、体積増加やコスト上昇の要因となり、好ましくない。

上記の点に鑑み、発明者は、特許文献３に示すように、電圧転流と電流転流とを組み合わせて転流失敗を防止する転流方法を既に提案した。以下、この特許文献３に係る従来技術について説明する。

図８は、特許文献３に記載された従来技術を示す制御ブロック図である。
この従来技術では、マトリクスコンバータ等の直接形電力変換器２０の電源電圧の極性を検出する電圧極性検出手段４１と、検出した電圧極性に基づく転流パターン（第１の転流パターン）を発生する転流パターン発生手段４２と、変換器２０の出力電流の極性を検出する電流極性検出手段４３と、検出した電流極性に基づく転流パターン（第２の転流パターン）を発生する転流パターン発生手段４４と、電源電圧に応じて第１または第２の転流パターンを切り替えて変換器２０に出力する転流パターン切り替え器４５と、ＰＷＭ指令を前記転流パターン発生手段４２，４４に出力するＰＷＭ発生手段４６とを備えている。なお、１０は三相交流電源、３０は交流電動機等の負荷である。

図９は、上記転流パターン切り替え器４５の構成を示している。絶対値演算器４５１により電源の線間電圧の絶対値を演算し、その値が電圧切り替えレベル以下になったことを比較器４５２により検出してスイッチ４５３を切り替え操作し、第１の転流パターンから第２の転流パターンに切り替える。すなわち、電源の線間電圧の絶対値の小さい領域（各相電圧の大小関係が切り替わる領域）では、各相電圧の大小関係の誤検出による入力端短絡を回避するために、電流転流を行うべく第２の転流パターンを選択して電力変換器２０に与える。
また、電源の線間電圧の絶対値が電圧切り替えレベルを上回った場合には、各相電圧の大小関係を誤検出する恐れがなくなるため、スイッチ４５３を切り替え操作して第２の転流パターンから第１の転流パターンに切り替えることにより、電流転流から電圧転流に切り替えるものである。
このように特許文献３に係る従来技術では、転流失敗の起きやすい領域において転流パターンを切り替えることで転流失敗を未然に防止している。

特開２００５−２０７９９号公報（［０００９］〜［００１１］、図１３，図１４等） 特開２００５−３０９９７５号公報（請求項２、図３，図５等） 特開２００３−３３３８５１号公報（［００２２］〜［００２６］、図１，図２等）

特許文献３において、切り替えのために２つの転流パターンを作成するには、１制御周期未満の高速なタイミングで各相入力電圧の大小関係や出力電流の極性を判別する検出器が必要になり、１つの転流パターンを有する装置に比べて、装置のコストや体積が増加する。その理由を以下に説明する。

通常、スイッチングパターンは、出力電圧指令値とキャリアとを比較するＰＷＭ制御により作成されるが、出力電圧指令値を演算するタイミングを１制御周期とすると、一般的には、１制御周期毎に入力電圧や出力電流をＡＤコンバータによりサンプリングして得た情報に基づいて、様々な制御方式により出力電圧指令値を演算している。
しかし、１制御周期でサンプルされた入力電圧と出力電流とを用いてスイッチングパターンを作成し、これに従って転流を行うと、１制御周期内で入力電圧や出力電流の実際値が変化する場合には、検出値と実際値とが乖離してしまい、その結果、作成されるスイッチングパターンによって入力端短絡や出力端開放が発生するおそれがある。特に、演算に使用するプロセッサ（マイコンやＤＳＰ等）の性能によって１制御周期が決まるため、その長さも一様ではなく、１制御周期内での検出値と実際値との乖離を無視することができない。

従って、２つの転流パターンを切り替えて使用する場合にその選択に用いる入力電圧や出力電流の情報は、出力電圧指令値を演算するプロセッサの性能に左右されない高速周期で検出しなければならない。従って、特許文献３の従来技術では、入力電圧及び出力電流を個別に検出して転流パターンをそれぞれ選択するために、出力電圧指令演算手段に用いる検出器とは別個の高速な検出回路が必要になる。

更に、特許文献３のように２つの転流パターンを切り替えると、後述するように転流シーケンスで発生する出力電圧の誤差も各転流パターンに応じて変化する。これらの誤差電圧を補償しないと出力電圧が歪んでしまい、負荷として電動機を駆動する場合にはトルクの脈動、電動機の過熱や異音発生の原因となり、効率も低下する。
しかるに、特許文献３では、上述した２つの転流パターンを用いることに起因した種々の問題について触れられておらず、当然にその解決手段も開示されていない。

そこで、本発明の解決課題は、転流パターンを選択するための入力電圧や出力電流の高速検出手段を必要最小限にして、新たな部品の追加を要することなく、転流失敗を防止すると共に、転流に伴って発生する出力電圧の誤差を補償し、負荷としての電動機の損失やトルク脈動を低減可能とした経済性、信頼性の高い制御装置を提供することにある。

上記課題を解決するため、本発明の特徴は、電圧転流用の転流パターンを選択するために必要な各相入力電圧の大小関係に関する入力電圧情報を、出力電圧指令を演算するための入力電圧検出手段よりも高速な検出手段によって得ると共に、電流転流用の転流パターンを選択するために必要な出力電流極性信号等の出力電流情報については出力電圧指令を演算するための出力電流検出手段から得るようにし、あるいは、電流転流用の転流パターンを選択するために必要な出力電流情報を、出力電圧指令を演算するための出力電流検出手段よりも高速な検出手段によって得ると共に、電圧転流用の転流パターンを選択するために必要な入力電圧情報を、出力電圧指令を演算するための入力電圧検出手段から得ることにより、高速検出手段の数を必要最小限にしたことにある。

すなわち、請求項１に係る発明は、交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器であって、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記変換器の出力電流を検出する手段と、
前記入力電圧及び出力電流の検出値から前記変換器の出力電圧指令値を演算する出力電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令値から前記双方向スイッチのＰＷＭパルスを演算する手段と、
前記ＰＷＭパルスに従って、前記変換器の入力端短絡及び出力端開放を防止するための前記双方向スイッチのスイッチングパターンを発生する転流パターン発生手段と、を備え、
前記転流パターン発生手段は、前記変換器の入力電圧情報を用いた電圧転流用の第１の転流パターンと、前記変換器の出力電流情報を用いた電流転流用の第２の転流パターンとを有し、これら第１または第２の転流パターンを選択可能であると共に、
前記入力電圧情報または出力電流情報のうち何れかの情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される検出値から得る交流交流直接変換器の制御装置において、
第１の転流パターンを選択するための前記入力電圧情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値よりも高速なタイミングで更新される情報とし、かつ、第２の転流パターンを選択するための前記出力電流情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値から得るようにしたものである。

請求項２に係る発明は、交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器であって、
前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
前記変換器の出力電流を検出する手段と、
前記入力電圧及び出力電流の検出値から前記変換器の出力電圧指令値を演算する出力電圧指令演算手段と、
前記出力電圧指令値から前記双方向スイッチのＰＷＭパルスを演算する手段と、
前記ＰＷＭパルスに従って、前記変換器の入力端短絡及び出力端開放を防止するための前記双方向スイッチのスイッチングパターンを発生する転流パターン発生手段と、を備え、
前記転流パターン発生手段は、前記変換器の入力電圧情報を用いた電圧転流用の第１の転流パターンと、前記変換器の出力電流情報を用いた電流転流用の第２の転流パターンとを有し、これら第１または第２の転流パターンを選択可能であると共に、
前記入力電圧情報または出力電流情報のうち何れかの情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される検出値から得る交流交流直接変換器の制御装置において、
第１の転流パターンを選択するための前記入力電圧情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値から得ると共に、第２の転流パターンを選択するための前記出力電流情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値よりも高速なタイミングで更新される情報としたものである。

請求項３に係る発明は、請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、前記変換器の転流により発生する出力電圧の誤差を補償するために前記双方向スイッチのオン時間に対する補償量を演算する手段を備え、電圧転流または電流転流を判別してその判別結果により前記補償量の符号を切り替えるものである。

請求項１に係る発明では、各相入力電圧の大小関係を示す入力電圧情報を出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値よりも高速に検出して電圧転流用の第１の転流パターンを選択すると共に、出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値から得た出力電流極性信号を用いて電流転流用の第２の転流パターンを選択する。
また、請求項２に係る発明では、出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値から各相入力電圧の大小関係を示す入力電圧情報を得て電圧転流用の第１の転流パターンを選択すると共に、出力電流極性信号を出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値よりも高速に検出して電流転流用の第２の転流パターンを選択する。
このように本発明では、電圧転流、電流転流の何れを選択する場合でも、出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧情報または出力電流情報を用いて一方の転流パターンを選択するため、入力電圧及び出力電流に対してそれぞれ個別に高速な検出手段を備える必要がない。すなわち、転流パターンを切り替えるために必要最小限の高速検出手段を備えていれば良いから、新たな部品を要することなく経済性を向上させると共に、転流失敗を確実に防止可能として信頼性の高い制御装置を提供することができる。

また、請求項３に係る発明によれば、転流に伴って発生する双方向スイッチのオン時間の誤差を補償するための補償オン時間を転流時間及び出力電流の極性から求め、更に、この補償オン時間の符号を電圧転流、電流転流に応じて切り替えてオン時間指令値を補正することにより、前記オン時間の誤差に起因する出力電圧の誤差を解消することができる。これにより、変換器の出力電圧の歪みを低減して負荷としての電動機の騒音や過熱を防止することができる。

以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は、請求項１に係る本発明の第１実施形態を示すブロック図であり、１０は三相交流電源、２０Ａは交流交流直接変換器としてのマトリクスコンバータ、３０は交流電動機等の負荷である。
入力電圧検出手段５１は、分圧抵抗回路やホール電圧センサ等を用いてマトリクスコンバータ２０Ａの入力電圧を検出する。そして、下記の出力電圧指令演算手段５２がマイコン等のプロセッサにより出力電圧指令を演算する場合には、入力電圧検出手段５１が入力電圧検出値をＡＤ（アナログ／ディジタル）変換して出力電圧指令演算手段５２に出力する。

出力電流検出手段５３は、シャント抵抗やホールＣＴ等によりマトリクスコンバータ２０Ａの出力電流を検出し、この出力電流検出値を、入力電圧検出手段５１と同様に必要に応じてＡＤ変換してから出力電圧指令演算手段５２に出力する。
出力電圧指令演算手段５２は、入力電圧及び出力電流の両検出値から、例えばベクトル制御等によるマトリクスコンバータ２０Ａの出力電圧指令を演算する。なお、マトリクスコンバータの制御方式は、ベクトル制御以外にもＶ／ｆ一定制御等、種々考えられるが、本発明ではこれらの制御方式は何ら限定されない。
ＰＷＭパルス演算手段５４は、出力電圧指令と三角波キャリアとを比較してＰＷＭパルスを生成する。勿論、三角波キャリア比較方式以外のＰＷＭパルス演算手段を用いても良い。

一方、大小判別手段５５は、電源１０の各相電圧から最大電圧相と中間電圧相と最小電圧相とを判別し、表１に示す判別表に従って大小判別信号１〜６を出力する。一例として、最大電圧相がＴ相、中間電圧相がＲ相、最小電圧相がＳ相である場合には、大小判別信号として「１」を転流パターン発生手段５６に出力する。
ここで、前述したように転流失敗を防止するため、出力電圧指令演算手段５２の１制御周期に左右されないように、大小判別手段５５では、入力電圧検出手段５１とは別の高速な検出回路を用いて各相電源電圧の大小関係を判別するものとする。

一方、出力電圧指令演算手段５２では、出力電流検出値から、Ｕ，Ｖ，Ｗ各相の出力電流極性信号をそれぞれ作成し、この極性信号は転流パターン発生手段５６に入力されている。上記出力電流極性信号としては、例えば、出力電流の極性が正であれば「１」、負であれば「０」という信号を作成する。
また、後述するように出力電圧指令演算手段５２では転流選択信号が作成され、この転流選択信号も転流パターン発生手段５６に入力されている。

ここで、図２は転流パターン発生手段５６の構成を示している。
転流パターン発生手段５６は、前述した表１により求めた入力電圧の大小判別信号に基づいて電圧転流用の第１の転流パターンを発生する電圧転流発生手段５６１と、出力電流極性信号に基づいて電流転流用の第２の転流パターンを発生する電流転流発生手段５６２と、上記第１，第２の転流パターンを転流選択信号により切り替えて出力する転流選択手段５６３とから構成されている。なお、電圧転流発生手段５６１及び電流転流発生手段５６２には、図１のＰＷＭパルス演算手段５４により演算したＰＷＭパルスが入力されている。

図３は、出力電圧指令演算手段５２における転流選択信号の作成方法を説明するための図である。
図３に示すように、出力電流検出値に判別レベルを設け、出力電流が判別レベル以下の領域では電圧転流を選択し、判別レベルを超える領域では電流転流を選択するように転流選択信号を作成する。上記判別レベルは、出力電流検出手段５３等の検出遅れやスイッチング周波数のリプル等に依存するが、定格電流に対して２０％程度に設定すると、検出遅れ等が存在しても転流失敗が起きることなく、特性の改善が確認された。

なお、図３では、転流選択信号を作成するための判別レベルの絶対値を小さく設定して出力電流のゼロ付近で電圧転流を選択するようにしたが、各相入力電圧の大小関係が切り替わる時点の近傍で電流転流を選択するように、転流選択の基準となる信号を入力電圧から作成してもよい。
また、本実施形態において、ＰＷＭパルス演算手段５４及び転流パターン発生手段５６をＦＰＧＡ（フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ）やＰＬＤ（プログラマブル・ロジック・デバイス）等によって集積化すれば、単一の転流パターンを用いるマトリクスコンバータに外付けの部品を追加することなく構成することが可能である。

次に、図４は請求項２に係る本発明の第２実施形態を示すブロック図である。図１と同一の構成要素には同一の番号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。

この実施形態では、出力電圧指令演算手段５２において、入力電圧検出手段５１により検出した入力電圧検出値から各相入力電圧の大小判別信号を求めて電圧転流用の転流パターンの発生に用いるようにし、電流転流用の転流パターンの発生に用いる出力電流極性判別信号については、高速な極性検出、判別動作が可能な出力電流極性判別手段５７により検出するようにした。

すなわち、出力電圧指令演算手段５２では、入力電圧検出値から、前述した表１に従って大小判別信号を求め、この大小判別信号は転流パターン発生手段５６に入力される。また、出力電流極性判別手段５７は、出力電流のゼロクロスをコンパレータ等の比較器を用いて高速に検出して極性を判別し、この出力電流極性信号は転流パターン発生手段５６に入力される。
なお、出力電圧指令演算手段５２において、転流選択信号は、図３のように出力電流検出値を判別レベルと比較して作成しても良いし、入力電圧検出値が別の判別レベル以下の領域では電流転流を選択し、判別レベルを超える領域では電圧転流を選択するようにしても良い。
転流パターン発生手段５６以降の動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。

前述した第１実施形態では、図１の大小判別手段５５に高速な検出回路を用いて各相電圧の大小関係を判別し、また、第２実施形態では、出力電流極性判別手段５７に高速な検出回路を用いて出力電流の極性を判別するようにした。
しかし、これらに代えて、第１実施形態では出力電圧指令演算手段５２に入力された入力電圧検出値を用いて各相電圧の大小関係を判別し、第２実施形態では、同じく出力電圧指令演算手段５２に入力される出力電流検出値を用いて出力電流の極性を判別しても良い。
これらの場合には、判別レベルに用いる信号の位相遅れ補償を行う等の方法により、転流失敗を極力防止することが望ましい。

以上のように第１または第２実施形態は特許文献３と同様に二つの転流パターンを切り替える構成であるが、必要最小限の高速な検出回路を用いて適切な転流パターンを選択するようにしたので、転流パターンを発生、選択するために入力電圧検出用及び出力電流検出用の高速な検出回路をそれぞれ個別に備える必要がなく、装置全体の小型化及び低コスト化を実現することができる。

次に、請求項３に係る本発明の第３実施形態について説明する。この実施形態は、転流に伴って発生する変換器の出力電圧の誤差を補償するためのものである。
マトリクスコンバータでは、どのような制御を行ってもキャリア１周期中に出力側１相（例えばＵ相）に現れる電圧は入力側の最大電圧相、中間電圧相、最小電圧相の何れかの電圧であり、入力側の最大電圧相と出力側Ｕ相との間、同じく中間電圧相とＵ相との間、同じく最小電圧相とＵ相との間にそれぞれ接続されている双方向スイッチのオンオフ時間比率をＤ_ｍａｘ，Ｄ_ｍｉｄ，Ｄ_ｍｉｎとすると、これらの間には数式１の関係が成り立つ。
［数１］
Ｄ_ｍａｘ＋Ｄ_ｍｉｄ＋Ｄ_ｍｉｎ＝１
ただし、０≦Ｄ_ｍａｘ≦１，０≦Ｄ_ｍｉｄ≦１，０≦Ｄ_ｍｉｎ≦１

ここで、最大電圧相をＲ相、中間電圧相をＳ相、最小電圧相をＴ相としてキャリア１周期当たりのスイッチングを例にとり、転流シーケンスによる誤差の時間比率について説明する。

図５は、キャリア周期ＴにおけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示している。ＰＷＭパルスは、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値（図５におけるＲ，Ｓ，Ｔ相の各パルス指令）に基づいてオン時間が決定され、Ｒ相→Ｓ相→Ｔ相→Ｓ相→Ｒ相の順に転流するものとする。図５の囲み線ａ〜ｄまたはａ’〜ｄ’に示すように、キャリア１周期中に４回の転流動作が存在している。
ここで、転流シーケンスは電圧転流によるものとし、例えば、Ｒ相とＵ相との間で電流が流れている状態からＳ相とＵ相との間で電流を流すように転流させる場合、各スイッチング素子は、前記同様に（１）Ｓ_ｓｕオン、（２）Ｓ_ｒｕオフ、（３）Ｓ_ｕｓオン、（４）Ｓ_ｕｒオフの順序でオン、オフする。

いま、Ｒ，Ｓ，Ｔ相のオンオフ時間比率指令値をそれぞれＤ_ｒｕ ^＊，Ｄ_ｓｕ ^＊，Ｄ_ｔｕ ^＊とすると、Ｒ相のスイッチング素子Ｓ_ｒｕのオン時間の指令値Ｔ_ｒｕ ^＊、Ｓ相のスイッチング素子Ｓ_ｓｕのオン時間の指令値Ｔ_ｓｕ ^＊、Ｔ相のスイッチング素子Ｓ_ｔｕのオン時間の指令値Ｔ_ｔｕ ^＊は、それぞれ数式２によって表される。

上記の数式２は、キャリア周期Ｔが一定であれば、オン時間はオンオフ時間比率に比例することを示している。
図５における囲み線ａ〜ｄ内の転流動作（Ｕ相電流ｉ_ｕ＞０の場合）について説明すると、前述したように入力端短絡及び出力端開放を防止するための転流シーケンスにより、それぞれの囲み線における転流動作、及び、Ｕ相に現れる実際の電圧からみたパルス指令の変化は、次のようになる。

ａ．Ｒ相からＳ相への転流であり、Ｒ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃだけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
ｂ．Ｓ相からＴ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃだけ延び、Ｔ相パルス指令がＴ_ｃだけ縮んだのと等価になる。
ｃ．Ｔ相からＳ相への転流であり、Ｔ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃ×２だけ延び、Ｓ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
ｄ．Ｓ相からＲ相への転流であり、Ｓ相パルス指令が転流時間Ｔ_ｃ×２だけ延び、Ｒ相パルス指令がＴ_ｃ×２だけ縮んだのと等価になる。
以上より、キャリア１周期で見ると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれのスイッチング素子Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕの実際のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｓｕ，Ｔ_ｔｕは、数式３となる。

数式３から明らかなように、Ｒ相のオン時間Ｔ_ｒｕは指令値Ｔ_ｒｕ ^＊からＴ_ｃだけ削られ、Ｔ相のオン時間Ｔ_ｔｕは指令値Ｔ_ｔｕ ^＊よりＴ_ｃだけ延びるが、Ｓ相のオン時間Ｔ_ｓｕについて見ると、キャリア１周期では誤差（転流時間Ｔ_ｃ）がキャンセルされて指令値Ｔ_ｓｕ ^＊通りになることが分かる。
一方、図５における囲み線ａ’〜ｄ’内の転流動作（Ｕ相電流ｉ_ｕ＜０の場合）を解析すると、Ｒ，Ｓ，Ｔ相それぞれのスイッチング素子Ｓ_ｒｕ，Ｓ_ｓｕ，Ｓ_ｔｕの実際のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｓｕ，Ｔ_ｔｕは数式４のようになる。

数式３，４より、Ｕ相電流ｉ_ｕ（負荷電流）の正負に関わらずＳ相のオン時間Ｔ_ｓｕは誤差がキャンセルされ、Ｒ相及びＴ相のオン時間Ｔ_ｒｕ，Ｔ_ｔｕは、負荷電流の極性によって誤差の時間が削られるか、延びることになる。
なお、上述した転流時の誤差については、特願２００５−３５８３７９号（本件出願時において、未だ出願公開されていない）に記載されている。

以上をまとめて一般化すると、電圧転流の場合には、出力１相に対して、入力電圧の最大電圧相のオン時間Ｔ_ｍａｘと最小電圧相のオン時間Ｔ_ｍｉｎは転流時間Ｔ_ｃにより誤差が発生し、中間電圧相のオン時間Ｔ_ｍｉｄは誤差がキャンセルされる。ここで、それぞれのオン時間指令値をＴ_ｍａｘ ^＊，Ｔ_ｍｉｄ ^＊，Ｔ_ｍｉｎ ^＊とすれば、数式３，数式４に相当する実際のオン時間Ｔ_ｍａｘ，Ｔ_ｍｉｄ，Ｔ_ｍｉｎは、数式５によって表される。
［数５］
Ｔ_ｍａｘ＝Ｔ_ｍａｘ ^＊−Ｔ_ｃ×sign（ｉ）
Ｔ_ｍｉｄ＝Ｔ_ｍｉｄ ^＊
Ｔ_ｍｉｎ＝Ｔ_ｍｉｎ ^＊＋Ｔ_ｃ×sign（ｉ）
ただし、sign（ｉ）：出力電流の符号（正で１，負で−１）

一方、電流転流の場合には、実際のオン時間Ｔ_ｍａｘ，Ｔ_ｍｉｄ，Ｔ_ｍｉｎは数式６となる。
［数６］
Ｔ_ｍａｘ＝Ｔ_ｍａｘ ^＊＋Ｔ_c×sign（ｉ）
Ｔ_ｍｉｄ＝Ｔ_ｍｉｄ ^＊
Ｔ_ｍｉｎ＝Ｔ_ｍｉｎ ^＊−Ｔ_c×sign（ｉ）

数式５，６を比較すると、電圧転流と電流転流とでは、オン時間指令値に対して実際のオン時間に発生する誤差の符号が変わることがわかる。従って、電圧転流か電流転流かに応じて補償するべきオン時間を変更しなければ誤差が増大することになり、出力電圧が指令通りに制御されずにその波形が歪む。この歪んだ出力電圧によって電動機等を駆動すると、トルクや速度に悪影響を与えてしまう。

そこで第３実施形態では、以下のようにして転流に伴う出力電圧の誤差を補償するようにした。
図６は、本実施形態における転流誤差補償のためのブロック図である。図示するように、予め設定した転流時間Ｔ_ｃと出力電流検出値から判別した符号sign（ｉ）と転流選択信号に基づく符号Ｋ_ｃｏｍｍとに基づいて、補償オン時間Ｔ_ｃ’を数式７のように求める。
［数７］
Ｔ_ｃ’＝Ｔ_ｃ×sign（ｉ）×Ｋ_ｃｏｍｍ
ただし、符号Ｋ_ｃｏｍｍは、電圧転流の場合に１、電流転流の場合に−１とする。

数式７により求めた補償オン時間Ｔ_ｃ’を、数式８のようにオン時間指令値Ｔ_ｍａｘ ^＊，Ｔ_ｍｉｄ ^＊，Ｔ_ｍｉｎ ^＊に加えることにより、補償後のオン時間指令値Ｔ_ｍａｘ ^＊＊，Ｔ_ｍｉｄ ^＊＊，Ｔ_ｍｉｎ ^＊＊を求める。
［数８］
Ｔ_ｍａｘ ^＊＊＝Ｔ_ｍａｘ ^＊＋Ｔ_ｃ’
Ｔ_ｍｉｄ ^＊＊＝Ｔ_ｍｉｄ ^＊
Ｔ_ｍｉｎ ^＊＊＝Ｔ_ｍｉｎ ^＊−Ｔ_ｃ’

数式８に示すオン時間指令値Ｔ_ｍａｘ ^＊＊，Ｔ_ｍｉｄ ^＊＊，Ｔ_ｍｉｎ ^＊＊を数式５、数式６におけるオン時間指令値Ｔ_ｍａｘ ^＊，Ｔ_ｍｉｄ ^＊，Ｔ_ｍｉｎ ^＊の代わりに用いて転流を行えば、電圧転流、電流転流の何れの場合にもＫ_ｃｏｍｍにより所定の符号が設定され、指令値通りのオン時間を持つＰＷＭパルスを得て各スイッチング素子をオン、オフさせることができる。
以上のように本実施形態によれば、転流に伴うスイッチング素子のオン時間の誤差を簡単な符号関数を用いて解消することができ、歪みのない出力電圧を得ることが可能になる。

本発明の第１実施形態を示すブロック図である。 図１における転流パターン発生手段の構成図である。 第１実施形態における転流選択信号の作成方法を説明するための図である。 本発明の第２実施形態を示すブロック図である。 キャリア周期におけるマトリクスコンバータのＰＷＭパルス例を示す図である。 本発明の第３実施形態における転流誤差補償のためのブロック図である。 マトリクスコンバータの出力相一相分の回路図である。 特許文献３に記載された従来技術を示す制御ブロック図である。 図８における転流パターン切り替え器の構成図である。

符号の説明

１０：三相交流電源
２０Ａ：マトリクスコンバータ
３０：負荷
５１：入力電圧検出手段
５２：出力電圧指令演算手段
５３：出力電流検出手段
５４：ＰＷＭパルス演算手段
５５：大小判別手段
５６：転流パターン発生手段
５６１：電圧転流発生手段
５６２：電流転流発生手段
５６３：転流選択手段
５７：出力電流極性判別手段

Claims (3)

1. 交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器であって、
   前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
   前記変換器の出力電流を検出する手段と、
   前記入力電圧及び出力電流の検出値から前記変換器の出力電圧指令値を演算する出力電圧指令演算手段と、
   前記出力電圧指令値から前記双方向スイッチのＰＷＭパルスを演算する手段と、
   前記ＰＷＭパルスに従って、前記変換器の入力端短絡及び出力端開放を防止するための前記双方向スイッチのスイッチングパターンを発生する転流パターン発生手段と、を備え、
   前記転流パターン発生手段は、前記変換器の入力電圧情報を用いた電圧転流用の第１の転流パターンと、前記変換器の出力電流情報を用いた電流転流用の第２の転流パターンとを有し、これら第１または第２の転流パターンを選択可能であると共に、
   前記入力電圧情報または出力電流情報のうち何れかの情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される検出値から得る交流交流直接変換器の制御装置において、
   第１の転流パターンを選択するための前記入力電圧情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値よりも高速なタイミングで更新される情報とし、かつ、第２の転流パターンを選択するための前記出力電流情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値から得るようにしたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
2. 交流電源と負荷との間に接続された複数の双方向スイッチを備え、出力電圧指令に応じたＰＷＭ制御により前記双方向スイッチをスイッチングして多相交流電圧を任意の大きさ、周波数の多相交流電圧に直接変換する交流交流直接変換器であって、
   前記変換器の入力電圧を検出する手段と、
   前記変換器の出力電流を検出する手段と、
   前記入力電圧及び出力電流の検出値から前記変換器の出力電圧指令値を演算する出力電圧指令演算手段と、
   前記出力電圧指令値から前記双方向スイッチのＰＷＭパルスを演算する手段と、
   前記ＰＷＭパルスに従って、前記変換器の入力端短絡及び出力端開放を防止するための前記双方向スイッチのスイッチングパターンを発生する転流パターン発生手段と、を備え、
   前記転流パターン発生手段は、前記変換器の入力電圧情報を用いた電圧転流用の第１の転流パターンと、前記変換器の出力電流情報を用いた電流転流用の第２の転流パターンとを有し、これら第１または第２の転流パターンを選択可能であると共に、
   前記入力電圧情報または出力電流情報のうち何れかの情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される検出値から得る交流交流直接変換器の制御装置において、
   第１の転流パターンを選択するための前記入力電圧情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される入力電圧検出値から得ると共に、第２の転流パターンを選択するための前記出力電流情報を、前記出力電圧指令演算手段に入力される出力電流検出値よりも高速なタイミングで更新される情報としたことを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
3. 請求項１または２に記載した交流交流直接変換器の制御装置において、
   前記変換器の転流により発生する出力電圧の誤差を補償するために前記双方向スイッチのオン時間に対する補償量を演算する手段を備え、
   電圧転流または電流転流を判別してその判別結果により前記補償量の符号を切り替えることを特徴とする交流交流直接変換器の制御装置。
   

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