JP4604650B2

JP4604650B2 - マトリックスコンバータシステム

Info

Publication number: JP4604650B2
Application number: JP2004314970A
Authority: JP
Inventors: 秀樹綾野; 博美稲葉; 高志伊君; 大沼　　直人; 篤哉藤野
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 2004-10-29
Filing date: 2004-10-29
Publication date: 2011-01-05
Anticipated expiration: 2024-10-29
Also published as: JP2006129620A

Description

この発明は、一定周波数の交流電源から任意の周波数の交流出力を直接生成するマトリックスコンバータシステムに関するものである。

従来のマトリックスコンバータの制御方法としては、IEEE Transaction on Power
Electronics Vol.4 No1 1989 の「Analysis and Design of Optimum-Amplitude Nine
Switch Direct AC-AC Converters」（以下、従来技術１）に記載された、電源電圧の値から算術的に演算し制御する方式がある。また、従来方式２としては、特開平１１−341807号公報に記載された電源電圧の瞬時値から演算し制御する方式がある。

特開平１１−３４１８０７号公報 IEEE Transaction on Power Electronics Vol.4 No1 1989

従来技術１では、電源電圧が理想的な正弦波状態であれば正常に駆動できる。しかし、周辺機器の負荷変動などにより電源電圧に歪が生じた場合には、歪成分がマトリックスコンバータの出力電圧に反映されるため、モータ等の負荷の駆動が不安定になる恐れがある。従来技術２では、瞬時値制御を行っているため電源電圧に歪が生じても安定に駆動できる。しかし、制御方式として電源電圧の最大値と最小値の差分及び電源電圧の中間値と最小値の差分を利用した方式であるため、電源電圧の最大値と中間値が近づくポイントにおいては、出力指令値の幅が極めて狭くなる狭幅パルスが発生する。狭幅パルスが発生するとスイッチ素子のＯＮ／ＯＦＦが正確に行われない上、素子に過度なストレスがかかるため素子を破損ずる恐れがある。従来技術１の場合も狭幅パルスが発生する可能性はあるが、発生時は最大負荷時のみに限られるため、電源周期毎に発生する従来技術２に対して発生頻度は極めて少ない。

本発明の目的は、制御演算を電源電圧の瞬時値を利用して実施する方式を備え、電源電圧に歪が生じた場合においても負荷を安定に駆動できるマトリックスコンバータシステムを提供することである。

上記の課題を解決する手段として、電源電圧を検出する機能を設け、得られた電源電圧瞬時値より算術式の三角関数を演算する。さらに、制御回路において電源電圧の零相電圧を計算し、電源電圧の相電圧から前記零相電圧を減算し値を使用して出力電圧を瞬時値演算する。また、演算した指令値に対し零相成分の調整を行う。

本発明によると、マトリックスコンバータにおいて電源電圧に歪が生じた場合に、出力電圧に与える悪影響を低減できる効果がある。

以下本発明の実施の形態を図面を参照して説明する。

図１は本発明の第一実施例のマトリックスコンバータシステムであり、商用電源１，マトリックスコンバータ主回路部２，制御回路部３，モータ等の負荷４，電源電圧検出器５より構成している。従来のコンバータシステムでは、整流器により商用電力を一度直流電力に変換し、インバータで任意の交流電力に再度変換する。このとき、直流部分の安定化を図るために、整流器とインバータの間に平滑コンデンサを接続する必要があった。これに対して、図１のマトリックスコンバータは、商用電源１から得られる一定周波数の交流電力を、直接、任意の周波数の交流電力に変換する。このマトリックスコンバータでは、直流電力に変換する動作が不要であるため、従来のコンバータで必須であった平滑コンデンサを削除できる。このため、装置の小型化が可能になる上、コンデンサの定期交換が不要になるため保守から見た効果は大きい。しかも、電力回生も可能であり、電源高調波も低減できる効果がある。

図２はマトリックスコンバータ主回路２を構成する双方向スイッチ部２１を示す図である。マトリックスコンバータは９個の双方向スイッチ部２１により構成されており、これらをＯＮ／ＯＦＦさせることによって、任意の周波数の交流電力を出力する。図２（ａ）は一般的なＩＧＢＴ２１１とダイオード２１２を組み合わせて双方向スイッチを構成している例である。図２（ｂ）はデバイスに逆耐圧特性を持たせた逆阻止デバイス２１３により構成した例である。図１の制御回路部３で演算した指令を基に図２（ａ），図２（ｂ）の双方向スイッチをＯＮ／ＯＦＦさせることにより、商用電源から得られる一定周波数の交流電力を、直接、任意の周波数の交流電力に変換することができる。また、図１では、マトリックスコンバータ部分の９個の双方向スイッチを独立に記載しているが、９個の双方向スイッチが１個のモジュールの中に全て含まれた形のオールインワンデバイスを使用しても良い。

電源電圧検出器５は、電源電圧を検出し制御回路３に伝達する装置である。この電源電圧検出器５は抵抗等を分圧したり、或いは、トランス等の電圧検出手段を用いることによって実現できる。また、図１では各相の電圧を検出しているが、線間電圧を検出する方式であっても良いことは言うまでもない。

制御回路部３は、双方向スイッチ部２１をＯＮ／ＯＦＦさせるための指令値を演算する回路であり、制御演算処理はマイコン３１で実施する。ここで、マイコンは制御演算を実施するプロセッサを意味しており、同等の機能を有するＤＳＰ等であっても良いことは言うまでもない。本発明の制御回路部３では、電源電圧検出器５より検出した電源電圧の瞬時値を使用し歪のない出力電圧（線間電圧）の指令値を演算する。ここで説明する方式は、従来技術１の算術式を瞬時値で演算する方式であり、従来技術２での課題である狭幅パルスの発生頻度は少なく、素子への負担を軽減できる。

マイコン３１で演算処理を行う制御ブロックは、電源電圧相電圧演算部３２，零相電圧演算部３３，出力電圧指令値演算部３４，零相成分調整部３５，スイッチ指令演算部３６より構成している。マイコン３１における演算処理について図３の第一実施例の制御の流れ図を用いて以下に説明する。

まず、電源電圧検出器５で検出した電圧情報を基に、電源電圧の相電圧の演算（１１）を図１の電源電圧相電圧演算部３２で行う。ここで、出力される値は、電源電圧の相電圧の瞬時値である。電源電圧検出器５において予め相電圧を検出する場合には、この処理は不要になる。次に、電源電圧の零相電圧の演算（１２）を図１の零相電圧演算部３３で行う。電源電圧の相電圧をそれぞれＶ_r，Ｖ_s，Ｖ_tとした場合、零相電圧Ｖ_z は、

Ｖ_z＝（Ｖ_r＋Ｖ_s＋Ｖ_t）／３ …（１）
として計算できる。次に、（１）式で求めた零相電圧Ｖ_z を相電圧から減算する（１３）。この結果、出力電圧指令値演算部３４には相電圧として、

Ｖ_r′＝Ｖ_r−Ｖ_z …（２）
Ｖ_s′＝Ｖ_s−Ｖ_z …（３）
Ｖ_t′＝Ｖ_t−Ｖ_z …（４）
が入力されることになる。電源電圧検出器５より検出した電源電圧の瞬時値が線間電圧
（Ｖ_rs，Ｖ_st，Ｖ_tr）である場合は、図１の電源電圧相電圧演算部３２および電圧演算部３３の処理は、次の数式により直接演算することもできる。

Ｖ_r′＝（Ｖ_rs−Ｖ_tr）／３ …（５）
Ｖ_s′＝（Ｖ_st−Ｖ_rs）／３ …（６）
Ｖ_t′＝（Ｖ_tr−Ｖ_st）／３ …（７）
この場合は、演算処理が軽減できる効果がある。

次に、出力電圧指令値の演算（１４）を図１の出力電圧指令値演算部３４で実施する。出力電圧指令値演算部３４では、出力電流値やエンコーダ等による位置検出値から出力相電圧指令値Ｖ _a ′(ａ＝ｕ，ｖ，ｗ) を演算し、従来技術１に記載された次の計算式によりスイッチ行列を計算する。

マトリックスコンバータでは、出力電圧の相電圧をＶ_u，Ｖ_v，Ｖ_w とした場合、入出力電圧の間には、

の関係が成立する。ここで、ｍ_ab（ａ＝ｕ，ｖ，ｗ、ｂ＝ｒ，ｓ，ｔ）はスイッチ行列の要素である。従来技術１の制御法では、入力力率＝１の駆動条件を与えた場合、（８）式のスイッチ行列の各要素は次の式で表される。

ここで、Ｖ_a′（ａ＝ｕ，ｖ，ｗ）は出力相電圧指令値、Ｖ_b′（ｂ＝ｒ，ｓ，ｔ）は入力電圧に（２）式〜（４）式（或いは（５）式〜（７）式）の処理を施した値、Ｖ_i は入力相電圧（電源の相電圧）の振幅（２００Ｖ系の場合はＶ_i＝２００√２／√３）、Ｖ_oは出力電圧の振幅、Ｅ_i ²（＝Ｖ_r′²＋Ｖ_s′²＋Ｖ_t′²）は（２）式〜（４）式（或いは(５)式〜（７）式）の処理を施した値の二乗和である。また、Θ_iは入力電圧位相、Θ_oは出力電圧位相であり、ｎは入力電圧がＶ_r＝Ｖ_isinΘ_i，Ｖ_s＝Ｖ_isin（Θ_i−２π／３）），
Ｖ_t＝Ｖ_isin（Θ_i−４π／３）である場合には、ｎ＝０，１，２（それぞれｂ＝ｒ，ｓ，ｔに対応）である。また、このスイッチ行列の要素ｍ_abは、

となるように駆動する必要がある。

（９）式のスイッチ行列の要素をマイコンによって演算するためには、入力電圧位相
Θ_iに基づく三角関数を計算する必要がある。（出力電圧位相Θ_oは従来インバータと同様に演算できる。）（９）式の余弦波１倍角（cos（Θ_i−２ｎπ／３）、ｎ＝０，１，２）、正弦波３倍角（sin３Θ_i）、余弦波３倍角（cos３Θ_i）は、入力電圧がＶ_r＝Ｖ_isinΘ_i，Ｖ_s＝Ｖ_isin（Θ_i−２π／３）），Ｖ_t＝Ｖ_isin（Θ_i−４π／３）である場合には以下のように計算する。

（１１）式〜（１５）式を（９）式に代入することにより、瞬時値演算で（９）式のスイッチ行列の要素を計算できる。（１１）式〜（１５）式では、出力電圧位相Θ_i の基準を正弦波の関数で計算しているが、余弦波の関数でも同様に計算できる。この場合は、
Θ_iを（Θ_i＋π／２）として換算すればよい。

次に、零相成分の調整（１５）を図１の零相成分調整部３５で実施する。電源電圧に歪が含まれる場合には、（１０）式の等式が成立しない場合がある。この場合には、まず誤差成分ｍ_e を次の式で計算する。

さらに、誤差成分ｍ_e を次式のようにスイッチ行列の要素に加える。これは、各相の指令に同じ成分を加えているため、物理的には零相成分を加えているものと等価である。

（１７）式〜（１９）式により、（１０）式は成立し、出力電圧の安定性が向上する効果がある。図１の零相電圧演算部３３の処理と零相成分調整部３５の処理は、共に実施しても良いし、或いは、いずれか一方のみを実施しても、出力電圧の安定性に対して効果がある。

次に、スイッチ指令演算（１６）を図１のスイッチ指令演算部３６で実施する。図１のスイッチ指令演算部３６では、三角波比較等の処理を行うことによって、各スイッチの出力指令値３７を生成する。各スイッチの出力電圧指令値３７は、図示していないドライブ回路を介してマトリックスコンバータの主回路部２に伝達され、主回路部２は、前記の出力電圧指令値３７に基づいて駆動する。この場合、出力電圧の相電圧には入力電圧の零相電圧および入出力電圧の高調波線分が重畳された波形になるが、出力電圧の線間電圧では零相成分がキャンセルされ、正常に駆動できる。

図４は、第一実施例におけるシミュレーション結果である。ここでは、入力電圧のＲ相のみを歪ませた場合のシミュレーションであり、入力電圧の周波数は５０Ｈｚ、出力電圧の周波数は１２.５Ｈｚとしている。また、出力電圧は、実際には三角波キャリアとの比較でパルス幅変調された矩形波波形であるが、ここでは三角波キャリアの周波数よりも十分に低い周波数にカットオフ点を持つローパスフィルタを介して検出した場合を模擬し、基本波（１２.５Ｈｚ）付近の成分を抽出している。また、図４は零相電圧演算部３３の処理を実施した結果であり、出力電圧指令値演算部３４の処理後の結果において（１０）式が成立するため、零相成分調整部３５の処理は実施していない。

図４より、出力電圧指令値演算部３４での演算に使用する相電圧(Ｖ_r′,Ｖ_s′,Ｖ_t′)は、（２）式〜（４）式で示されるように、入力電圧の相電圧（(Ｖ_r，Ｖ_s，Ｖ_t) から入力電圧の零相電圧Ｖ_z を減算した波形となり、各相とも零相電圧Ｖ_z の成分で歪む波形となる。さらに、出力電圧指令値演算部３４で演算された指令値に基づいてマトリックスコンバータの主回路部を駆動させた場合、出力電圧の相電圧（Ｖ_u，Ｖ_v，Ｖ_w 、但し、基本波周波数近辺の成分）波形は、図４のように零相成分が含まれて歪んだ波形になる。しかし、線間電圧（Ｖ_uv，Ｖ_vw，Ｖ_wu）はほぼ正弦波となり、入力電圧の歪の影響を受けず安定な電圧を出力できる。

以上、本発明の実施の形態を説明したが、本発明は上記の実施形態に限定されるものではなく、その要旨を変更しない範囲内で様々変形して実施できることは言うまでもない。

本発明の第一の実施例を示す構成図である。双方向スイッチを示す図である。第一実施例の制御の流れ図である。第一実施例におけるシミュレーション結果である。

符号の説明

１…商用電源、２…マトリックスコンバータ主回路部、３…制御回路、４…負荷、５…電源電圧検出器、２１…双方向スイッチ部、３１…マイコン、３２…電源電圧相電圧演算部、３３…零相電圧演算部、３４…出力電圧指令値演算部、３５…零相成分調整部、３６…スイッチ指令演算部。

Claims

少なくとも、複数の双方向スイッチ或いは前記双方向スイッチより構成される双方向スイッチモジュールを備えた主回路部と、前記主回路部によって駆動される負荷と、ｒ相，ｓ相，ｔ相を有する三相交流の入力電源の電圧値を検出する電源電圧検出器と、前記電源電圧検出器により検出した電圧値が入力信号のうちの一つであり前記双方向スイッチの駆動信号を演算する制御回路とによって構成され、前記主回路部では、前記入力電源から得られる一定周波数の電力を可変周波数の電力に変換する機能を有したマトリックスコンバータシステムにおいて、
前記制御回路は、
前記電源電圧検出器により検出した電圧値に基づいて前記入力電源の相電圧Ｖ _r ，Ｖ _s ，Ｖ _t から前記相電圧の零相電圧を減算した値Ｖ _r ′，Ｖ _s ′，Ｖ _t ′を演算する第１の演算部と、
出力電流値と前記負荷の位置検出値とから出力相電圧指令値を求める第２の演算部と、
前記第１の演算部で演算された値Ｖ _r ′，Ｖ _s ′，Ｖ _t ′が前記マトリックスコンバータの出力電圧のｕ相，ｖ相，ｗ相の相電圧Ｖ _u ，Ｖ _v ，Ｖ _w に変換されるときに成り立つスイッチ行列の各要素をｍ _ab （ａ＝ｕ，ｖ，ｗ、ｂ＝ｒ，ｓ，ｔ）としたとき、前記値Ｖ _r ′，Ｖ _s ′，Ｖ _t ′と前記出力相電圧指令値とに基づいて前記スイッチ行列の各要素ｍ _ab を演算する第３の演算部と、
前記スイッチ行列の各要素ｍ _ab に対して零相成分の調整を行い、ｍ _ar ′＋ｍ _as ′＋ｍ _at ′＝１が成り立つように零相成分の調整を行った零相成分の調整後のスイッチ行列の各要素ｍ _ab ′を求める第４の演算部と、
前記零相成分の調整後のスイッチ行列の各要素ｍ _ab ′に基づいて前記双方向スイッチのスイッチ出力指令値を演算する第５の演算部と
を有することを特徴とするマトリックスコンバータシステム。