JPH11341807A - 三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 - Google Patents
三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置Info
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- JPH11341807A JPH11341807A JP10146266A JP14626698A JPH11341807A JP H11341807 A JPH11341807 A JP H11341807A JP 10146266 A JP10146266 A JP 10146266A JP 14626698 A JP14626698 A JP 14626698A JP H11341807 A JPH11341807 A JP H11341807A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 スイッチングキャリア周波数を電源電圧周波
数と同期、非同期に関係なくて入力電流に大きな振動が
発生しない、制御用のCPU のオンライン計算量が少なく
制御回路が簡単なＰＷＭサイクロコンバータデジタル制
御装置を提供する。 【解決手段】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される９個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、電源電圧検出部２２と、入力電流分配率発生
部２４と、入力情報発生部２５と、出力情報発生部２８
と、出力電圧指令関数発生部２７と、スイッチングパタ
ーン作成部２６と、スイッチ信号発生部３１と、双方向
スイッチドライブ部３２とを設ける。
数と同期、非同期に関係なくて入力電流に大きな振動が
発生しない、制御用のCPU のオンライン計算量が少なく
制御回路が簡単なＰＷＭサイクロコンバータデジタル制
御装置を提供する。 【解決手段】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される９個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、電源電圧検出部２２と、入力電流分配率発生
部２４と、入力情報発生部２５と、出力情報発生部２８
と、出力電圧指令関数発生部２７と、スイッチングパタ
ーン作成部２６と、スイッチ信号発生部３１と、双方向
スイッチドライブ部３２とを設ける。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は交流電圧を任意の交
流電圧に変換するＰＷＭサイクロコンバータに関する。
流電圧に変換するＰＷＭサイクロコンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】ＰＷＭサイクロコンバータは直流リンク
に平滑インダクタンスや平滑コンデンサのエネルギー蓄
積要素が必要ない、自由な出力周波数・振幅の出力で
き、入力電流波形にも出力電圧波形にも低次高調波がな
い、電力回生が可能であり、直接式交流- 交流電力変換
装置である。しかし、ＰＷＭサイクロコンバータには、
入力側と出力側が直接双方向スイッチによって接続され
ており、入力側と出力側の間にエネルギー蓄積要素がな
いので、電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがあると
き出力側に直接影響する。電源電圧の瞬時値を用いるこ
とにより電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがある時
オンラインで対応できるこれまでのＰＷＭサイクロコン
バータの制御方法では入力力率が可変できない、すなわ
ち入力力率が１に固定している。実際には、フィルタの
影響で、入力力率が１ではないという欠点があった。電
気学会論文誌D 分冊、116 巻6 号、１９９６年、PP644
‐651 に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法
では、電源電圧の瞬時値と入力電流指令により電源電圧
変動等にも対応できるし、入力力率を可変することもで
きる。
に平滑インダクタンスや平滑コンデンサのエネルギー蓄
積要素が必要ない、自由な出力周波数・振幅の出力で
き、入力電流波形にも出力電圧波形にも低次高調波がな
い、電力回生が可能であり、直接式交流- 交流電力変換
装置である。しかし、ＰＷＭサイクロコンバータには、
入力側と出力側が直接双方向スイッチによって接続され
ており、入力側と出力側の間にエネルギー蓄積要素がな
いので、電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがあると
き出力側に直接影響する。電源電圧の瞬時値を用いるこ
とにより電源電圧の変動、非対称あるいは歪みがある時
オンラインで対応できるこれまでのＰＷＭサイクロコン
バータの制御方法では入力力率が可変できない、すなわ
ち入力力率が１に固定している。実際には、フィルタの
影響で、入力力率が１ではないという欠点があった。電
気学会論文誌D 分冊、116 巻6 号、１９９６年、PP644
‐651 に提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法
では、電源電圧の瞬時値と入力電流指令により電源電圧
変動等にも対応できるし、入力力率を可変することもで
きる。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】ところが、電気学会論
文誌D 分冊、116 巻6 号、１９９６年、PP644 ‐651 に
提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法および制
御装置では、アナログ制御方式で六つの出力線間電圧指
令より作成した六つのスイッチングパターンから出力三
相のスイッチングパターンを選択するので、デジタル制
御方式の場合にはCPU の計算量が多いまたは制御回路が
複雑という問題があった。また、その制御方法では、ス
イッチングキャリア( 以下キャリアと略す) 周波数を電
源電圧周波数と同期する必要がある。非同期の場合ある
いは同期の時キャリアと入力電流指令の位相がずらして
いる場合には、キャリア一周期の間に入力電流指令の絶
対値が最小と中間の相が切り替わって入力電流分配のバ
ランスが破壊されるので入力電流に大きな振動が発生す
るという問題と、入力電流指令の絶対値が最大の相が変
わる時点で出力電圧が不安定という問題もあった。そこ
で、本発明は電気学会論文誌D 分冊、116 巻6 号、１９
９６年、PP644 ‐651 に提案されたＰＷＭサイクロコン
バータ制御方法を改善して、スイッチングキャリア周波
数を電源電圧周波数と同期、非同期に関係なくて入力電
流に大きな振動が発生しない、制御用のCPU のオンライ
ン計算量が少なく制御回路が簡単なＰＷＭサイクロコン
バータデジタル制御装置を提供することを目的とする。
文誌D 分冊、116 巻6 号、１９９６年、PP644 ‐651 に
提案されたＰＷＭサイクロコンバータ制御方法および制
御装置では、アナログ制御方式で六つの出力線間電圧指
令より作成した六つのスイッチングパターンから出力三
相のスイッチングパターンを選択するので、デジタル制
御方式の場合にはCPU の計算量が多いまたは制御回路が
複雑という問題があった。また、その制御方法では、ス
イッチングキャリア( 以下キャリアと略す) 周波数を電
源電圧周波数と同期する必要がある。非同期の場合ある
いは同期の時キャリアと入力電流指令の位相がずらして
いる場合には、キャリア一周期の間に入力電流指令の絶
対値が最小と中間の相が切り替わって入力電流分配のバ
ランスが破壊されるので入力電流に大きな振動が発生す
るという問題と、入力電流指令の絶対値が最大の相が変
わる時点で出力電圧が不安定という問題もあった。そこ
で、本発明は電気学会論文誌D 分冊、116 巻6 号、１９
９６年、PP644 ‐651 に提案されたＰＷＭサイクロコン
バータ制御方法を改善して、スイッチングキャリア周波
数を電源電圧周波数と同期、非同期に関係なくて入力電
流に大きな振動が発生しない、制御用のCPU のオンライ
ン計算量が少なく制御回路が簡単なＰＷＭサイクロコン
バータデジタル制御装置を提供することを目的とする。
【０００４】
【課題を解決するための手段】上記問題を解決するた
め、本発明は三相交流電源の各相と三相出力の各相とを
双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される9 個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、前記三相交流電源電圧を入力して、三相交流
電源電圧位相と、少なくとも１相分の三相交流電源線間
電圧を出力する電源電圧検出部と、前記三相交流電源電
圧と同周波数で任意振幅の三相対称正弦波を入力電流指
令とし、前記三相交流電源電圧位相を前記入力電流指令
の位相とし、前記入力電流指令の位相における前記入力
電流指令の絶対値の中で、最小値と中間値との比を入力
電流分配率として出力する入力電流分配率発生部と、前
記入力電流指令の位相における前記各入力電流指令の絶
対値の大小関係といずれか一つの絶対値の符号が判断で
きる情報を入力情報として出力する入力情報発生部と、
出力相電圧指令の位相を入力して、前記出力相電圧指令
の位相において各出力相電圧指令の大小関係が判断でき
る情報を出力情報として出力する出力情報発生部と、前
記出力相電圧指令の位相が、前記出力相電圧指令と同周
波数かつ同位相で振幅が１の三相対称正弦波の最大値と
最小剃e4e46cの差を出力電圧指令関数1 として出力し、
中間値と最小値の差を出力電圧指令関数2 として出力す
る出力電圧指令関数発生部と、出力電圧指令振幅を入力
して、前記出力電圧指令関数１と、前記出力電圧指令関
数２と、前記三相交流電源線間電圧と、前記入力電流指
令の位相と、前記入力情報と、前記入力電流分配率とに
よって、キャリア一周期に出力相電圧指令が最大あるい
は最小の出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力
相、中間の入力相、最大の入力相の間の3 個の双方向ス
イッチをONOFF する順番および各双方向スイッチをONす
る時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成
して出力し、キャリア一周期に出力相電圧指令が中間の
出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の
入力相、最大の入力相の間の3 個の双方向スイッチをON
OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこ
の出力相のスイッチングパターンとして作成して出力す
るスイッチングパターン作成部と、前記出力情報と前記
入力情報と、前記スイッチングパターンによって、前記
9 個の双方向スイッチのキャリア一周期のONOFF 信号を
発生して出力するスイッチ信号発生部と、前記9 個の双
方向スイッチのONOFF 信号によって前記9 個の双方向ス
イッチを駆動するゲート信号を発生して出力する双方向
スイッチドライブ部とを有する。また、三相交流電源の
各相と三相出力の各相とを双方向に電流を流せ、かつ自
己導通、自己遮断が可能で、ＰＷＭ制御される9 個の双
方向スイッチで直接接続する電力変換器のＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置において、前記三相交流電源電
圧位相に入力力率補償角を足して前記入力電流指令の位
相として出力する加算部を前記電源電圧検出部の出力側
に有する。また、三相交流電源の各相と三相出力の各相
とを双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可
能で、ＰＷＭ制御される9 個の双方向スイッチで直接接
続する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装
置において、前記スイッチングパターン作成部から出力
されたスイッチングパターンによってキャリア一周期の
間に特定の期間だけ前記出力情報と前記入力情報を前記
スイッチ信号発生部へ出力する情報更新部を前記スイッ
チ信号発生部の入力側に有する。また、三相交流電源の
各相と三相出力の各相とを双方向に電流を流せ、かつ自
己導通、自己遮断が可能で、ＰＷＭ制御される9 個の双
方向スイッチで直接接続する電力変換器のＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置において、前記三相交流電源電
圧位相に前記入力力率補償角を足して前記入力電流指令
の位相として出力する加算部と、前記スイッチングパタ
ーン作成部から出力されたスイッチングパターンによっ
てキャリア一周期の間に特定の期間だけ前記出力情報と
前記入力情報を前記スイッチ信号発生部へ出力する情報
更新部とを有する。
め、本発明は三相交流電源の各相と三相出力の各相とを
双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される9 個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、前記三相交流電源電圧を入力して、三相交流
電源電圧位相と、少なくとも１相分の三相交流電源線間
電圧を出力する電源電圧検出部と、前記三相交流電源電
圧と同周波数で任意振幅の三相対称正弦波を入力電流指
令とし、前記三相交流電源電圧位相を前記入力電流指令
の位相とし、前記入力電流指令の位相における前記入力
電流指令の絶対値の中で、最小値と中間値との比を入力
電流分配率として出力する入力電流分配率発生部と、前
記入力電流指令の位相における前記各入力電流指令の絶
対値の大小関係といずれか一つの絶対値の符号が判断で
きる情報を入力情報として出力する入力情報発生部と、
出力相電圧指令の位相を入力して、前記出力相電圧指令
の位相において各出力相電圧指令の大小関係が判断でき
る情報を出力情報として出力する出力情報発生部と、前
記出力相電圧指令の位相が、前記出力相電圧指令と同周
波数かつ同位相で振幅が１の三相対称正弦波の最大値と
最小剃e4e46cの差を出力電圧指令関数1 として出力し、
中間値と最小値の差を出力電圧指令関数2 として出力す
る出力電圧指令関数発生部と、出力電圧指令振幅を入力
して、前記出力電圧指令関数１と、前記出力電圧指令関
数２と、前記三相交流電源線間電圧と、前記入力電流指
令の位相と、前記入力情報と、前記入力電流分配率とに
よって、キャリア一周期に出力相電圧指令が最大あるい
は最小の出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力
相、中間の入力相、最大の入力相の間の3 個の双方向ス
イッチをONOFF する順番および各双方向スイッチをONす
る時間をこの出力相のスイッチングパターンとして作成
して出力し、キャリア一周期に出力相電圧指令が中間の
出力相と入力電流指令の絶対値が最小の入力相、中間の
入力相、最大の入力相の間の3 個の双方向スイッチをON
OFF する順番および各双方向スイッチをONする時間をこ
の出力相のスイッチングパターンとして作成して出力す
るスイッチングパターン作成部と、前記出力情報と前記
入力情報と、前記スイッチングパターンによって、前記
9 個の双方向スイッチのキャリア一周期のONOFF 信号を
発生して出力するスイッチ信号発生部と、前記9 個の双
方向スイッチのONOFF 信号によって前記9 個の双方向ス
イッチを駆動するゲート信号を発生して出力する双方向
スイッチドライブ部とを有する。また、三相交流電源の
各相と三相出力の各相とを双方向に電流を流せ、かつ自
己導通、自己遮断が可能で、ＰＷＭ制御される9 個の双
方向スイッチで直接接続する電力変換器のＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置において、前記三相交流電源電
圧位相に入力力率補償角を足して前記入力電流指令の位
相として出力する加算部を前記電源電圧検出部の出力側
に有する。また、三相交流電源の各相と三相出力の各相
とを双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可
能で、ＰＷＭ制御される9 個の双方向スイッチで直接接
続する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装
置において、前記スイッチングパターン作成部から出力
されたスイッチングパターンによってキャリア一周期の
間に特定の期間だけ前記出力情報と前記入力情報を前記
スイッチ信号発生部へ出力する情報更新部を前記スイッ
チ信号発生部の入力側に有する。また、三相交流電源の
各相と三相出力の各相とを双方向に電流を流せ、かつ自
己導通、自己遮断が可能で、ＰＷＭ制御される9 個の双
方向スイッチで直接接続する電力変換器のＰＷＭサイク
ロコンバータの制御装置において、前記三相交流電源電
圧位相に前記入力力率補償角を足して前記入力電流指令
の位相として出力する加算部と、前記スイッチングパタ
ーン作成部から出力されたスイッチングパターンによっ
てキャリア一周期の間に特定の期間だけ前記出力情報と
前記入力情報を前記スイッチ信号発生部へ出力する情報
更新部とを有する。
【０００５】
【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図に
基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態のＰＷＭ
サイクロコンバータを用いた電力変換器の回路構成を示
すブロック構成図である。図中符号１は三相交流電源、
２は三相交流電動機、３、４、５はリアクトル、６、
７、８はコンデンサ、１１、１２、１３、１４、１５、
１６、１７、１８、１９は自己消弧能力をもつ双方向ス
イッチ、２１は三相トランスとフィルタ、２２は電源電
圧検出部、２３は加算部、２４は入力電流分配率発生
部、２５は入力情報発生部、２６はスイッチングパター
ン作成部、２７は出力電圧指令関数発生部、２８は出力
情報発生部、２９は情報更新１部、３０は情報更新２
部、３１はスイッチ信号発生部、３２は双方向スイッチ
ドライブ部である。
基づいて説明する。図１は本発明の実施の形態のＰＷＭ
サイクロコンバータを用いた電力変換器の回路構成を示
すブロック構成図である。図中符号１は三相交流電源、
２は三相交流電動機、３、４、５はリアクトル、６、
７、８はコンデンサ、１１、１２、１３、１４、１５、
１６、１７、１８、１９は自己消弧能力をもつ双方向ス
イッチ、２１は三相トランスとフィルタ、２２は電源電
圧検出部、２３は加算部、２４は入力電流分配率発生
部、２５は入力情報発生部、２６はスイッチングパター
ン作成部、２７は出力電圧指令関数発生部、２８は出力
情報発生部、２９は情報更新１部、３０は情報更新２
部、３１はスイッチ信号発生部、３２は双方向スイッチ
ドライブ部である。
【０００６】図１のトランスとフィルタ２１はコンデン
サ６、７、８ところの二つの線間電圧あるいは三相交流
電源１の二つの線間電圧（本例では三相交流電源１のｒ
相とｓ相およびｓ相とｔ相の間の線間電圧) を変圧して
ノイズを取り除いて出力する。図１の電源電圧検出部２
２はトランスとフィルタ２１を経由した電源電圧瞬時値
を入力し、トランスとフィルタ２１の影響を補正した電
源ｒ相の相電圧の位相βと、電源ｒ相とｓ相の間の線間
電圧Vrs と、ｓ相とｔ相の間の線間電圧Vst とを出力す
る。電源電圧検出部２２では、三相交流電源が対称正弦
波の場合には、一つだけの電源線間電圧を出力して、後
の装置で電源電圧の位相により正弦関数を利用して二つ
あるいは三つの電源線間電圧を推算する方もよいが、三
相交流電源が非対称あるいは歪んでいる場合には、二つ
の電源線間電圧を出力した方がよい。図１の加算部２３
は入力力率補償角εを入力して電源電圧検出部２２から
の電源ｒ相の相電圧の位相βと加えてｒ相の入力電流指
令の位相γとして出力する。三相の入力電流指令は電源
相電圧の位相とεだけずらしている任意な振幅の三相対
称な正弦波である。図２に三相電源相電圧と三相入力電
流指令の波形およびεを示している。
サ６、７、８ところの二つの線間電圧あるいは三相交流
電源１の二つの線間電圧（本例では三相交流電源１のｒ
相とｓ相およびｓ相とｔ相の間の線間電圧) を変圧して
ノイズを取り除いて出力する。図１の電源電圧検出部２
２はトランスとフィルタ２１を経由した電源電圧瞬時値
を入力し、トランスとフィルタ２１の影響を補正した電
源ｒ相の相電圧の位相βと、電源ｒ相とｓ相の間の線間
電圧Vrs と、ｓ相とｔ相の間の線間電圧Vst とを出力す
る。電源電圧検出部２２では、三相交流電源が対称正弦
波の場合には、一つだけの電源線間電圧を出力して、後
の装置で電源電圧の位相により正弦関数を利用して二つ
あるいは三つの電源線間電圧を推算する方もよいが、三
相交流電源が非対称あるいは歪んでいる場合には、二つ
の電源線間電圧を出力した方がよい。図１の加算部２３
は入力力率補償角εを入力して電源電圧検出部２２から
の電源ｒ相の相電圧の位相βと加えてｒ相の入力電流指
令の位相γとして出力する。三相の入力電流指令は電源
相電圧の位相とεだけずらしている任意な振幅の三相対
称な正弦波である。図２に三相電源相電圧と三相入力電
流指令の波形およびεを示している。
【０００７】図１の入力電流分配率発生部２４は加算部
２３からのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力電
流分配率テーブルから入力電流分配率a を読み込んで出
力する。入力電流分配率a は三相入力電流指令の絶対値
の中に最小値と中間値との比である。γと入力電流分配
率a の関係は公式( １) 、( ２) 通りである。あらかじ
め入力電流分配率a を計算して入力電流分配率テーブル
に置く。図２に入力電流分配率a の波形を示している。
２３からのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力電
流分配率テーブルから入力電流分配率a を読み込んで出
力する。入力電流分配率a は三相入力電流指令の絶対値
の中に最小値と中間値との比である。γと入力電流分配
率a の関係は公式( １) 、( ２) 通りである。あらかじ
め入力電流分配率a を計算して入力電流分配率テーブル
に置く。図２に入力電流分配率a の波形を示している。
【０００８】
【数１】
【０００９】図１の入力情報発生部２５は加算部２３か
らのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力情報テー
ブルから入力電流指令の区間番号( 以下ICと略す) すな
わち(IC1、IC2 、IC3)と基準信号( 以下Beと略す) とを
読み込んで出力する。入力情報テーブルは表１に示すよ
うに作る。
らのｒ相の入力電流指令の位相γにより、入力情報テー
ブルから入力電流指令の区間番号( 以下ICと略す) すな
わち(IC1、IC2 、IC3)と基準信号( 以下Beと略す) とを
読み込んで出力する。入力情報テーブルは表１に示すよ
うに作る。
【００１０】
【表１】
【００１１】図２にBeの波形およびICを示す。入力電流
指令の区間番号ICは図２に示すように入力電流指令の一
周期を60°ごと分けている各区間の番号である。各区間
に各入力相の入力電流指令の大小関係は変わらない、す
なわちICによって各入力相の入力電流指令が最小か中間
か最大かということは分かっている。ICは0 から5 まで
で、(IC1、IC2 、IC3)はICの二進数の三ビットである。
基準信号Beはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる
入力電流指令の符号を識別する信号である。Be=0の時絶
対値が最大となる入力電流指令が正で、Be=1の時負であ
る。IC1 、IC2 、IC3 とBeを合わせて、各入力相の入力
電流指令の絶対値が最小か中間か最大かを判断できる。
入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Bas 相
と定義する。入力電流指令の絶対値が最小となる入力相
を入力Sec 相と定義する。入力電流指令の絶対値が中間
となる入力相を入力Top 相と定義する。
指令の区間番号ICは図２に示すように入力電流指令の一
周期を60°ごと分けている各区間の番号である。各区間
に各入力相の入力電流指令の大小関係は変わらない、す
なわちICによって各入力相の入力電流指令が最小か中間
か最大かということは分かっている。ICは0 から5 まで
で、(IC1、IC2 、IC3)はICの二進数の三ビットである。
基準信号Beはデジタル１ビットで、絶対値が最大となる
入力電流指令の符号を識別する信号である。Be=0の時絶
対値が最大となる入力電流指令が正で、Be=1の時負であ
る。IC1 、IC2 、IC3 とBeを合わせて、各入力相の入力
電流指令の絶対値が最小か中間か最大かを判断できる。
入力電流指令の絶対値が最大となる入力相を入力Bas 相
と定義する。入力電流指令の絶対値が最小となる入力相
を入力Sec 相と定義する。入力電流指令の絶対値が中間
となる入力相を入力Top 相と定義する。
【００１２】図１の出力電圧指令関数発生部２７は出力
相電圧指令の位相θv を入力して出力電圧指令関数のテ
ーブルから出力電圧指令関数１( 以下Fhと略す) と出力
電圧指令関数２( 以下Fmと略す) を読み込んで出力す
る。Fh、Fmはそれぞれ出力相電圧指令と同周波数および
同位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値と
の差、中間値と最小値との差である。θv とFh、Fmの関
係を（３）、（４）、（５）に示す。あらかじめFh、Fm
を計算して出力電圧指令関数のテーブルに置く。図３に
三相出力電圧指令、Fh、Fmの波形を示す。
相電圧指令の位相θv を入力して出力電圧指令関数のテ
ーブルから出力電圧指令関数１( 以下Fhと略す) と出力
電圧指令関数２( 以下Fmと略す) を読み込んで出力す
る。Fh、Fmはそれぞれ出力相電圧指令と同周波数および
同位相の振幅が１の三相対称正弦波の最大値と最小値と
の差、中間値と最小値との差である。θv とFh、Fmの関
係を（３）、（４）、（５）に示す。あらかじめFh、Fm
を計算して出力電圧指令関数のテーブルに置く。図３に
三相出力電圧指令、Fh、Fmの波形を示す。
【００１３】
【数２】
【００１４】図１の出力情報発生部２８は出力相電圧指
令の位相θv を入力して出力情報テーブルから出力電圧
指令の区間番号( 以下OCと略す) すなわち(OC1、OC2 、
OC3)を読み込んで出力する。出力情報テーブルは表２に
示すように作る。
令の位相θv を入力して出力情報テーブルから出力電圧
指令の区間番号( 以下OCと略す) すなわち(OC1、OC2 、
OC3)を読み込んで出力する。出力情報テーブルは表２に
示すように作る。
【００１５】
【表２】
【００１６】ICと同様に出力電圧指令の区間番号OCは図
３に示すように出力電圧指令の一周期を60°毎分けてい
る各区間の番号である。各区間に各出力相の出力相電圧
指令の大小関係は変わらない、すなわちOCによって各出
力相の出力相電圧指令が最小か中間か最大かということ
は分かっている。OCは0 から5 までで、(OC1、OC2 、OC
3)はOCの二進数の三ビットである。実際には、入力情報
テーブルを出力情報テーブルとして、( γ、IC1 、IC2
、IC3)を替わりに( θv 、OC1 、OC2 、OC3)を使って
もよい。基準信号Beが1 の時に出力相電圧指令が最大と
なる出力相を、またはBeが0 の時に出力相電圧指令が最
小となる出力相を出力High相と各々定義する。Beが1 の
時に出力相電圧指令が最小となる出力相を、またはBeが
0 の時に出力相電圧指令が最大となる出力相を出力Low
相と各々定義する。出力相電圧指令が中間となる出力相
を出力Midle 相と定義する。
３に示すように出力電圧指令の一周期を60°毎分けてい
る各区間の番号である。各区間に各出力相の出力相電圧
指令の大小関係は変わらない、すなわちOCによって各出
力相の出力相電圧指令が最小か中間か最大かということ
は分かっている。OCは0 から5 までで、(OC1、OC2 、OC
3)はOCの二進数の三ビットである。実際には、入力情報
テーブルを出力情報テーブルとして、( γ、IC1 、IC2
、IC3)を替わりに( θv 、OC1 、OC2 、OC3)を使って
もよい。基準信号Beが1 の時に出力相電圧指令が最大と
なる出力相を、またはBeが0 の時に出力相電圧指令が最
小となる出力相を出力High相と各々定義する。Beが1 の
時に出力相電圧指令が最小となる出力相を、またはBeが
0 の時に出力相電圧指令が最大となる出力相を出力Low
相と各々定義する。出力相電圧指令が中間となる出力相
を出力Midle 相と定義する。
【００１７】図１のスイッチングパターン作成部２６は
出力相電圧指令の振幅 V* を入力し、また出力電圧指令
関数発生部２７からの出力電圧指令関数１(Fh)と出力電
圧指令関数２(Fm)、入力電流分配率発生部２４からの入
力電流分配率a 、入力情報発生部２５からの基準信号B
e、加算部２３からのｒ相の入力電流指令の位相γ、お
よび電源電圧検出部２２からの電源線間電圧(Vrs、Vst)
により、スイッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP
1m) を作成して出力する。図４はスイッチングパターン
作成部の構成図である。図中符号４１は電圧指令関数変
換部、４２は電源電圧変換部、４３は出力線間電圧指令
計算部、４４はタイミング計算部、４５はパターン発生
部である。図４の電圧指令関数変換部４１は基準信号Be
によってFmをFm' に変換する。Be=0の時、Fm'=Fh-Fm と
し、Be=1の時、Fm'=Fmとする。図４の電源電圧変換部４
２はｒ相の入力電流指令の位相γと電源線間電圧(Vrs、
Vst)により加算と引算だけを用いて、Δetop= ABS(etop
-ebas)とΔesec=ABS(esec-ebasを計算する。ここにおい
てABS(x)はx の絶対値を表わすものとする。なお、ebas
は入力Bas 相の瞬時相電圧であり、esecは入力Sec 相の
瞬時相電圧であり、etopは入力Top 相の瞬時相電圧であ
り、Δetopは入力Top 相と入力Bas相の間の線間電圧の
絶対値であり、Δesecは入力Sec 相と入力Bas 相の間の
線間電圧の絶対値である。図４の出力線間電圧指令計算
部４３は公式（６）で仮直流電圧Edを、公式（７）で出
力High相と出力Low 相の間の線間電圧指令の絶対値Vh*
を、公式（８）で出力Middle相と出力Low 相の間の線間
電圧指令の絶対値Vm* を計算する。 Ed =Δe top +a* Δe sec ……… (６) Vh* =Fh *V* ……… (７) Vm* =Fm'*V* ……… (８) 図４のタイミング計算部４４は図５に示すようなスイッ
チングパターン(SP0h、SP1h、SP0m、SP1m) を発生する
ため、公式( ９)(１０)(１１)(１２) でタイミング(T0
h、T1h 、T0m 、T1m)を計算する。 T0h/T2=1-(1+a)* Vh* /Ed ……… (９) T1h/T2=1- Vh* /Ed ……… (10) T0m/T2=1-(1+a)* Vm* /Ed ……… (11) T1m/T2=1- Vm* /Ed ……… (12) なお、T2はキャリアの半周期である。実際には、Edの割
り算は出力線間電圧指令発生部４３で一回割り算だけで
計算した方がよい。図４のパターン発生部４５はタイミ
ング(T0h、T1h 、T0m 、T1m)より図５に示すようなスイ
ッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP1m) を発生す
る。タイミング計算部４４とパターン発生部４５を合わ
せて(T0h、T1h 、T0m 、T1m)を計算せず、図５に示すよ
うにEdで振幅が変調されたキャリア三角波と(1+a)*V
h* 、Vh* および(1+a)*Vm* 、Vm* とを比較することに
よってスイッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP1
m) を発生してもよい。すなわち、キャリア三角波が(1+
a)*Vh* より高い時SP0hを1 に、低い時SP0hを0 にし、
キャリア三角波がVh * より高い時SP1hを1 に、低い時SP
1hを0 にする。同様に、(1+a)*Vm* 、Vm* によって(SP0
m 、SP1m) を発生する。(SP0h 、SP1h) は出力High相の
スイッチングパターンであり、(SP0h 、SP1h)によって
表３に示すように出力High相に接続された3 個の双方向
スイッチをONする。
出力相電圧指令の振幅 V* を入力し、また出力電圧指令
関数発生部２７からの出力電圧指令関数１(Fh)と出力電
圧指令関数２(Fm)、入力電流分配率発生部２４からの入
力電流分配率a 、入力情報発生部２５からの基準信号B
e、加算部２３からのｒ相の入力電流指令の位相γ、お
よび電源電圧検出部２２からの電源線間電圧(Vrs、Vst)
により、スイッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP
1m) を作成して出力する。図４はスイッチングパターン
作成部の構成図である。図中符号４１は電圧指令関数変
換部、４２は電源電圧変換部、４３は出力線間電圧指令
計算部、４４はタイミング計算部、４５はパターン発生
部である。図４の電圧指令関数変換部４１は基準信号Be
によってFmをFm' に変換する。Be=0の時、Fm'=Fh-Fm と
し、Be=1の時、Fm'=Fmとする。図４の電源電圧変換部４
２はｒ相の入力電流指令の位相γと電源線間電圧(Vrs、
Vst)により加算と引算だけを用いて、Δetop= ABS(etop
-ebas)とΔesec=ABS(esec-ebasを計算する。ここにおい
てABS(x)はx の絶対値を表わすものとする。なお、ebas
は入力Bas 相の瞬時相電圧であり、esecは入力Sec 相の
瞬時相電圧であり、etopは入力Top 相の瞬時相電圧であ
り、Δetopは入力Top 相と入力Bas相の間の線間電圧の
絶対値であり、Δesecは入力Sec 相と入力Bas 相の間の
線間電圧の絶対値である。図４の出力線間電圧指令計算
部４３は公式（６）で仮直流電圧Edを、公式（７）で出
力High相と出力Low 相の間の線間電圧指令の絶対値Vh*
を、公式（８）で出力Middle相と出力Low 相の間の線間
電圧指令の絶対値Vm* を計算する。 Ed =Δe top +a* Δe sec ……… (６) Vh* =Fh *V* ……… (７) Vm* =Fm'*V* ……… (８) 図４のタイミング計算部４４は図５に示すようなスイッ
チングパターン(SP0h、SP1h、SP0m、SP1m) を発生する
ため、公式( ９)(１０)(１１)(１２) でタイミング(T0
h、T1h 、T0m 、T1m)を計算する。 T0h/T2=1-(1+a)* Vh* /Ed ……… (９) T1h/T2=1- Vh* /Ed ……… (10) T0m/T2=1-(1+a)* Vm* /Ed ……… (11) T1m/T2=1- Vm* /Ed ……… (12) なお、T2はキャリアの半周期である。実際には、Edの割
り算は出力線間電圧指令発生部４３で一回割り算だけで
計算した方がよい。図４のパターン発生部４５はタイミ
ング(T0h、T1h 、T0m 、T1m)より図５に示すようなスイ
ッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP1m) を発生す
る。タイミング計算部４４とパターン発生部４５を合わ
せて(T0h、T1h 、T0m 、T1m)を計算せず、図５に示すよ
うにEdで振幅が変調されたキャリア三角波と(1+a)*V
h* 、Vh* および(1+a)*Vm* 、Vm* とを比較することに
よってスイッチングパターン(SP0h 、SP1h、SP0m、SP1
m) を発生してもよい。すなわち、キャリア三角波が(1+
a)*Vh* より高い時SP0hを1 に、低い時SP0hを0 にし、
キャリア三角波がVh * より高い時SP1hを1 に、低い時SP
1hを0 にする。同様に、(1+a)*Vm* 、Vm* によって(SP0
m 、SP1m) を発生する。(SP0h 、SP1h) は出力High相の
スイッチングパターンであり、(SP0h 、SP1h)によって
表３に示すように出力High相に接続された3 個の双方向
スイッチをONする。
【００１８】
【表３】
【００１９】一つの双方向スイッチをONしたら、残りの
二つの双方向スイッチをOFF する。同様に(SP0m 、SP1
m) は出力Midle 相のスイッチングパターンである。パ
ターン発生部４５のキャリア三角波の形は図５(c) ある
いは図５(d) に示すような形でもよい。しかし、この場
合には(9) 式と(10)式のT2は三角波の一周期である。(S
P0m 、SP1m) は同様である。振幅が１のキャリア三角波
と(1+a)*Vh*/Ed およびVh* /Ed とを比較することによ
ってスイッチングパターン(SP0h 、SP1h) を発生しても
よい。(SP0m 、SP1m) は同様である。
二つの双方向スイッチをOFF する。同様に(SP0m 、SP1
m) は出力Midle 相のスイッチングパターンである。パ
ターン発生部４５のキャリア三角波の形は図５(c) ある
いは図５(d) に示すような形でもよい。しかし、この場
合には(9) 式と(10)式のT2は三角波の一周期である。(S
P0m 、SP1m) は同様である。振幅が１のキャリア三角波
と(1+a)*Vh*/Ed およびVh* /Ed とを比較することによ
ってスイッチングパターン(SP0h 、SP1h) を発生しても
よい。(SP0m 、SP1m) は同様である。
【００２０】図１の情報更新１部２９はスイッチングパ
ターン作成部２６からのスイッチングパターンSP0hが１
の時、入力情報発生部２５からの入力電流指令の区間番
号(IC1、IC2 、IC3)と出力相情報発生部２８からの出力
電圧指令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)を出力する。すな
わち、SP0hが0 の時、情報更新１部２９の出力は変わら
ない。SP0hが1 の期間に、入力Bas 相と出力三相の間の
双方向スイッチはONの状態で、別のスイッチは全部OFF
の状態で、入力Sec 相と入力Top 相は切り替わっても、
出力相電圧指令の大小関係は変わっても、スイッチング
は行わない。SP0hが0の期間に、すなわち入力Sec 相あ
るいは入力Top 相とある出力相の間の双方向スイッチを
ONする期間に、入力Sec 相と入力Top 相は切り替わった
ら、あるいは出力相電圧指令の大小関係は変わったら、
キャリア一周期に入力電流の分配はアンバランスとなっ
て、入力電流波形に大きな振動が発生する。これはキャ
リア三角波と入力電流指令と同期同位相の場合には発生
しないが、非同期の場合あるいは同期の時キャリアと入
力電流指令の位相がずらしている場合には必ず発生す
る。上述ように情報更新１部２９は入力Sec 相あるいは
入力Top 相とある出力相の間の双方向スイッチをONする
期間(SP0h が0 の時) に入力Sec 相と入力Top 相が切り
替わらないように保護するので、スイッチングキャリア
周波数を電源電圧周波数と非同期にしても、同期の場合
にキャリアと入力電流指令の位相をずらしても、入力電
流分配のバランスが破壊されることがない。したがって
入力電流に大きな振動は発生しない。図１の情報更新２
部３０はスイッチングパターン作成部２６からのスイッ
チングパターンSP1mが0 の時、入力情報発生部２５から
の基準信号Beを出力する。すなわち、SP1mが１の時、情
報更新２部３０の出力は変わらない。入力Bas 相と出力
三相の間の双方向スイッチを全部ONする期間(SP0h が１
の期間) に入力Bas 相が変わったら、出力の三相は同時
に一つの入力相から別の入力相に転流することが発生す
る。出力の三相が同時に転流しないと( 実際には絶対同
時にできない) 、出力電圧波形と入力電流波形に悪影響
が発生し、無駄な転流損失も発生する。情報更新２部３
０を利用すれば、入力Top 相と出力High相および出力Mi
ddle相の間の双方向スイッチをONする期間(SP1m が0 の
期間) にだけ入力Bas 相が変えられるように制御するの
で、この問題がない。
ターン作成部２６からのスイッチングパターンSP0hが１
の時、入力情報発生部２５からの入力電流指令の区間番
号(IC1、IC2 、IC3)と出力相情報発生部２８からの出力
電圧指令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)を出力する。すな
わち、SP0hが0 の時、情報更新１部２９の出力は変わら
ない。SP0hが1 の期間に、入力Bas 相と出力三相の間の
双方向スイッチはONの状態で、別のスイッチは全部OFF
の状態で、入力Sec 相と入力Top 相は切り替わっても、
出力相電圧指令の大小関係は変わっても、スイッチング
は行わない。SP0hが0の期間に、すなわち入力Sec 相あ
るいは入力Top 相とある出力相の間の双方向スイッチを
ONする期間に、入力Sec 相と入力Top 相は切り替わった
ら、あるいは出力相電圧指令の大小関係は変わったら、
キャリア一周期に入力電流の分配はアンバランスとなっ
て、入力電流波形に大きな振動が発生する。これはキャ
リア三角波と入力電流指令と同期同位相の場合には発生
しないが、非同期の場合あるいは同期の時キャリアと入
力電流指令の位相がずらしている場合には必ず発生す
る。上述ように情報更新１部２９は入力Sec 相あるいは
入力Top 相とある出力相の間の双方向スイッチをONする
期間(SP0h が0 の時) に入力Sec 相と入力Top 相が切り
替わらないように保護するので、スイッチングキャリア
周波数を電源電圧周波数と非同期にしても、同期の場合
にキャリアと入力電流指令の位相をずらしても、入力電
流分配のバランスが破壊されることがない。したがって
入力電流に大きな振動は発生しない。図１の情報更新２
部３０はスイッチングパターン作成部２６からのスイッ
チングパターンSP1mが0 の時、入力情報発生部２５から
の基準信号Beを出力する。すなわち、SP1mが１の時、情
報更新２部３０の出力は変わらない。入力Bas 相と出力
三相の間の双方向スイッチを全部ONする期間(SP0h が１
の期間) に入力Bas 相が変わったら、出力の三相は同時
に一つの入力相から別の入力相に転流することが発生す
る。出力の三相が同時に転流しないと( 実際には絶対同
時にできない) 、出力電圧波形と入力電流波形に悪影響
が発生し、無駄な転流損失も発生する。情報更新２部３
０を利用すれば、入力Top 相と出力High相および出力Mi
ddle相の間の双方向スイッチをONする期間(SP1m が0 の
期間) にだけ入力Bas 相が変えられるように制御するの
で、この問題がない。
【００２１】図１のスイッチ信号発生部３１はスイッチ
ングパターン作成部２６からのスイッチングパターン(S
P0h 、SP1h、SP0m、SP1m) と、情報更新１部２９からの
入力電流指令の区間番号(IC1、IC2 、IC3)と出力電圧指
令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)、情報更新２部３０から
の基準信号Beにより９個の双方向スイッチ１１〜１９の
ONOFF 信号を発生して出力する。図６はスイッチ信号発
生部の構成図である。図中の符号６１は入力相情報検出
部、６２は出力相情報検出部、６３は反転部、６４はス
イッチングパターン変換部、６５はスイッチングパター
ン分配部、６６はONOFF 決定部である。図６の入力相情
報検出部６１は入力電流指令の区間番号(IC1、IC2 、IC
3)より表１に示すように入力相情報(Jr 、Kr、Js、Ks、
Jt、Kt) を発生する。(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) の波
形を図２に示す。表４に示すように(Jy 、Ky) より入力
y 相(y=r,s,t) の入力電流指令のレベルは分かる。
ングパターン作成部２６からのスイッチングパターン(S
P0h 、SP1h、SP0m、SP1m) と、情報更新１部２９からの
入力電流指令の区間番号(IC1、IC2 、IC3)と出力電圧指
令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)、情報更新２部３０から
の基準信号Beにより９個の双方向スイッチ１１〜１９の
ONOFF 信号を発生して出力する。図６はスイッチ信号発
生部の構成図である。図中の符号６１は入力相情報検出
部、６２は出力相情報検出部、６３は反転部、６４はス
イッチングパターン変換部、６５はスイッチングパター
ン分配部、６６はONOFF 決定部である。図６の入力相情
報検出部６１は入力電流指令の区間番号(IC1、IC2 、IC
3)より表１に示すように入力相情報(Jr 、Kr、Js、Ks、
Jt、Kt) を発生する。(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) の波
形を図２に示す。表４に示すように(Jy 、Ky) より入力
y 相(y=r,s,t) の入力電流指令のレベルは分かる。
【００２２】
【表４】
【００２３】図６の出力相情報検出部６２は出力電圧指
令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)より表２に示すように出
力相情報(Ju 、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) を発生する。(Ju
、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) の波形を図３に示す。表５に
示すように(Jx 、Kx) より出力x 相(x=u,v,w) の電圧指
令のレベルが分かる。
令の区間番号(OC1、OC2 、OC3)より表２に示すように出
力相情報(Ju 、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) を発生する。(Ju
、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) の波形を図３に示す。表５に
示すように(Jx 、Kx) より出力x 相(x=u,v,w) の電圧指
令のレベルが分かる。
【００２４】
【表５】
【００２５】入力相情報検出部６１と出力相情報検出部
６２は同じでもよい。実際には、入力相情報検出部６１
と出力相情報検出部６２はそれぞれICとOCをデコードし
て入力相情報(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) と出力相情報
(Ju 、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) を検出する。ICおよびOCで
はなく、(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)と(Ju 、Ku、Jv、K
v、Jw、Kw) をそれぞれ入力情報テーブルと出力情報テ
ーブルにおいて、入力情報発生部２５と出力情報発生部
２８から直接に(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) と(Ju 、K
u、Jv、Kv、Jw、Kw) を出力してもよい。この方法で
は、入力相情報検出部６１と出力相情報検出部６２が不
要となるが、入力情報発生部２５と出力情報発生部２８
をCPU で実行する場合には、CPU から出力の信号数が多
いという欠点がある。図６の反転部６３はBe=0の時(Jr
、Js、Jt、Ju、Jv、Jw) を反転してそれぞれ(Jr'、Js'
、Jt' 、Ju' 、Jv' 、Jw')として出力し、Be=1の時(Jr
、Js、Jt、Ju、Jv、Jw) をそのままそれぞれ(Jr'、Js'
、Jt' 、Ju' 、Jv' 、Jw')として出力する。表６に示
すように(Jy'、Ky) より入力y 相(y=r,s,t) がどの相か
を判断することができる。
６２は同じでもよい。実際には、入力相情報検出部６１
と出力相情報検出部６２はそれぞれICとOCをデコードし
て入力相情報(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) と出力相情報
(Ju 、Ku、Jv、Kv、Jw、Kw) を検出する。ICおよびOCで
はなく、(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt)と(Ju 、Ku、Jv、K
v、Jw、Kw) をそれぞれ入力情報テーブルと出力情報テ
ーブルにおいて、入力情報発生部２５と出力情報発生部
２８から直接に(Jr 、Kr、Js、Ks、Jt、Kt) と(Ju 、K
u、Jv、Kv、Jw、Kw) を出力してもよい。この方法で
は、入力相情報検出部６１と出力相情報検出部６２が不
要となるが、入力情報発生部２５と出力情報発生部２８
をCPU で実行する場合には、CPU から出力の信号数が多
いという欠点がある。図６の反転部６３はBe=0の時(Jr
、Js、Jt、Ju、Jv、Jw) を反転してそれぞれ(Jr'、Js'
、Jt' 、Ju' 、Jv' 、Jw')として出力し、Be=1の時(Jr
、Js、Jt、Ju、Jv、Jw) をそのままそれぞれ(Jr'、Js'
、Jt' 、Ju' 、Jv' 、Jw')として出力する。表６に示
すように(Jy'、Ky) より入力y 相(y=r,s,t) がどの相か
を判断することができる。
【００２６】
【表６】
【００２７】表７に示すように(Jx'、Kx) より出力x 相
(x=u,v,w) がどの相かを判断することができる。
(x=u,v,w) がどの相かを判断することができる。
【００２８】
【表７】
【００２９】図６のスイッチングパターン変換部６４は
スイッチングパターン(SP0h 、SP1h) を表８に示すよう
( PJh 、PKh)に変換する。
スイッチングパターン(SP0h 、SP1h) を表８に示すよう
( PJh 、PKh)に変換する。
【００３０】
【表８】
【００３１】(SP0m 、SP1m) を同様に(PJm、PKm)に変換
する。(PJh、PKh 、PJm 、PKm)の波形を図５に示す。図
６のスイッチングパターン分配部６５は出力相情報(J
u'、Ku、Jv' 、Kv、Jw' 、Kw) によって出力High相のス
イッチングパターン(PJh、PKh)と出力Middle相のスイッ
チングパターン(PJm、PKm)を出力の三相に分配して、出
力各相のスイッチングパターン(PJu、PKu 、PJv 、PKv
、PJw 、PKw)を作成する。出力Low 相と入力Bas 相の
間の双方向スイッチを常にONする。すなわち、出力x 相
(x=u,v,w)において、(Jx'、Kx) によって表７に示すよ
うに出力x 相を判断し、出力x 相がHigh相の場合(PJh、
PKh)を、出力x 相がMiddle相の場合(PJ ｍ、PKｍ) を、
出力x 相がLow 相の場合(0、0)を、出力x 相のスイッチ
ングパターン(PJx、PKx)として出力する。(PJx、PKx)に
よって表９に示すように出力x 相(x=u,v,w) に接続され
た三つの双方向スイッチの一つをONする。
する。(PJh、PKh 、PJm 、PKm)の波形を図５に示す。図
６のスイッチングパターン分配部６５は出力相情報(J
u'、Ku、Jv' 、Kv、Jw' 、Kw) によって出力High相のス
イッチングパターン(PJh、PKh)と出力Middle相のスイッ
チングパターン(PJm、PKm)を出力の三相に分配して、出
力各相のスイッチングパターン(PJu、PKu 、PJv 、PKv
、PJw 、PKw)を作成する。出力Low 相と入力Bas 相の
間の双方向スイッチを常にONする。すなわち、出力x 相
(x=u,v,w)において、(Jx'、Kx) によって表７に示すよ
うに出力x 相を判断し、出力x 相がHigh相の場合(PJh、
PKh)を、出力x 相がMiddle相の場合(PJ ｍ、PKｍ) を、
出力x 相がLow 相の場合(0、0)を、出力x 相のスイッチ
ングパターン(PJx、PKx)として出力する。(PJx、PKx)に
よって表９に示すように出力x 相(x=u,v,w) に接続され
た三つの双方向スイッチの一つをONする。
【００３２】
【表９】
【００３３】一つの双方向スイッチをONしたら、残りの
二つの双方向スイッチをOFF する。図６のONOFF 決定部
６６は各双方向スイッチに関係がある入力相情報と出力
相のスイッチングパターンを比較して各双方向スイッチ
のONOFF 信号を決定して出力する。双方向スイッチSyx
(y=r,s,t ；x=u,v,w)において、(Jy'、Ky) と(PJx、PK
x)を表１０に示すように比較して双方向スイッチSyx の
ONOFF 信号Cyx を発生する。
二つの双方向スイッチをOFF する。図６のONOFF 決定部
６６は各双方向スイッチに関係がある入力相情報と出力
相のスイッチングパターンを比較して各双方向スイッチ
のONOFF 信号を決定して出力する。双方向スイッチSyx
(y=r,s,t ；x=u,v,w)において、(Jy'、Ky) と(PJx、PK
x)を表１０に示すように比較して双方向スイッチSyx の
ONOFF 信号Cyx を発生する。
【００３４】
【表１０】
【００３５】図７と図８にスイッチ信号発生部の論理回
路を示す。
路を示す。
【００３６】双方向スイッチドライブ部３２はスイッチ
信号発生部３１からの９個双方向スイッチのONOFF 信号
によって９個双方向スイッチ１１〜１９をONOFF 制御す
る。
信号発生部３１からの９個双方向スイッチのONOFF 信号
によって９個双方向スイッチ１１〜１９をONOFF 制御す
る。
【００３７】本発明の三相／三相ＰＷＭサイクロコンバ
ータの制御装置には、CPU を入れてもよい。例えば、加
算部２３、入力電流分配率発生部２４、入力情報発生部
２５、出力電圧指令関数発生部２７、出力情報発生部２
８、およびスイッチングパターン作成部２６の電圧指令
関数変換部４１と電源電圧変換部４２と出力線間電圧指
令計算部４３はCPU で処理される。タイミング計算部４
４はCPU で処理されてもよい。しかし、タイミング計算
部４４はCPU で処理されたら、CPU のサンプリング周期
がキャリアの半周期より短いことは難しい。上述の実施
例では、入力力率補償角と加算部２３は必ずしも必要で
はない。しかし、この場合には入力力率の可変が不可能
になるので、理論的に入力力率を１に固定しているが、
実際にはフィルタコンデンサの影響で入力力率が１にな
らない。上述の実施例ように、入力力率補償角と加算部
２３を入れて入力力率を自由に調整することによって実
際の入力力率を１に制御することができる。
ータの制御装置には、CPU を入れてもよい。例えば、加
算部２３、入力電流分配率発生部２４、入力情報発生部
２５、出力電圧指令関数発生部２７、出力情報発生部２
８、およびスイッチングパターン作成部２６の電圧指令
関数変換部４１と電源電圧変換部４２と出力線間電圧指
令計算部４３はCPU で処理される。タイミング計算部４
４はCPU で処理されてもよい。しかし、タイミング計算
部４４はCPU で処理されたら、CPU のサンプリング周期
がキャリアの半周期より短いことは難しい。上述の実施
例では、入力力率補償角と加算部２３は必ずしも必要で
はない。しかし、この場合には入力力率の可変が不可能
になるので、理論的に入力力率を１に固定しているが、
実際にはフィルタコンデンサの影響で入力力率が１にな
らない。上述の実施例ように、入力力率補償角と加算部
２３を入れて入力力率を自由に調整することによって実
際の入力力率を１に制御することができる。
【００３８】
【発明の効果】以上述べたように、本発明によれば三相
/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータのデジタル制御方式が
可能であり、二つだけの出力線間電圧指令より作成した
二つだけのスイッチングパターンから出力三相に分配す
るので、制御用のCPU のオンライン計算量が少なく制御
回路が簡単となる。さらに、情報更新手段により各出力
相と入力Top 相または入力Sec 相の間の双方向スイッチ
がON状態の期間に入力Top 相と入力Sec 相が変わらない
ように制御するので、スイッチングキャリア周波数を電
源電圧周波数と非同期にしても、同期の場合キャリアと
入力電流指令の位相をずらしても入力電流分配のバラン
スが破壊されることがないので、入力電流に大きな振動
は発生しないし、出力電圧が不安定な状態になることも
ない。
/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータのデジタル制御方式が
可能であり、二つだけの出力線間電圧指令より作成した
二つだけのスイッチングパターンから出力三相に分配す
るので、制御用のCPU のオンライン計算量が少なく制御
回路が簡単となる。さらに、情報更新手段により各出力
相と入力Top 相または入力Sec 相の間の双方向スイッチ
がON状態の期間に入力Top 相と入力Sec 相が変わらない
ように制御するので、スイッチングキャリア周波数を電
源電圧周波数と非同期にしても、同期の場合キャリアと
入力電流指令の位相をずらしても入力電流分配のバラン
スが破壊されることがないので、入力電流に大きな振動
は発生しないし、出力電圧が不安定な状態になることも
ない。
【図１】三相/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装
置の構成図である。
置の構成図である。
【図２】電源電圧、入力電流指令、入力電流分配率、基
準信号と入力相情報の波形の図である。
準信号と入力相情報の波形の図である。
【図３】出力電圧指令、出力電圧指令関数と出力相情報
の波形の図である。
の波形の図である。
【図４】スイッチングパターン作成部の構成図である。
【図５】スイッチングパターンの図である。(a)は出力H
igh相のスイッチングパターンの図である。(b)は出力Mi
ddle相のスイッチングパターンの図である。
igh相のスイッチングパターンの図である。(b)は出力Mi
ddle相のスイッチングパターンの図である。
【図６】スイッチ信号発生部の構成図である。
【図７】スイッチ信号発生部部の論理回路図である。
【図８】スイッチ信号発生部部の論理回路図の補足図で
ある。
ある。
１ 三相交流電源 ２ 三相交流電動機 ３、４、５ リアクトル ６、７、８ コンデンサ １１、１２、１３、１４、１５、１６、１７、１８、１
９ 自己消弧能力をもつ双方向スイッチ ２１ 三相トランスとフィルタ ２２ 電源電圧検出部 ２３ 加算部 ２４ 入力電流分配率発生部 ２５ 入力情報発生部 ２６ スイッチングパターン作成部 ２７ 出力電圧指令関数発生部 ２８ 出力情報発生部 ２９ 情報更新１部 ３０ 情報更新２部 ３１ スイッチ信号発生部 ３２ 双方向スイッチドライブ部 ４１ 電圧指令関数変換部 ４２ 電源電圧変換部 ４３ 出力線間電圧指令計算部 ４４ タイミング計算部 ４５ パターン発生部 ６１ 入力相情報検出部 ６２ 出力相情報検出部 ６３ 反転部 ６４ スイッチングパターン変換部 ６５ スイッチングパターン分配部 ６６ ONOFF 決定部 a 入力電流分配率 Be 基準信号 IC 入力電流指令の区間番号 IC1,IC2,IC3 入力電流指令の区間番号の二進数の三ビ
ット OC 出力電圧指令の区間番号 OC1,OC2,OC3 出力電圧指令の区間番号の二進数の三ビ
ット SP0h,SP1h,SP0m,SP1m スイッチングパターン Vrs 電源ｒ相とｓ相の間の線間電圧 Vst 電源ｓ相とｔ相の間の線間電圧 V * 出力相電圧指令の振幅 β ｒ相の電源相電圧の位相 γ ｒ相の入力電流指令の位相 ε 入力力率補償角 θv 出力相電圧指令の位相 整理番号 １２５１１
９ 自己消弧能力をもつ双方向スイッチ ２１ 三相トランスとフィルタ ２２ 電源電圧検出部 ２３ 加算部 ２４ 入力電流分配率発生部 ２５ 入力情報発生部 ２６ スイッチングパターン作成部 ２７ 出力電圧指令関数発生部 ２８ 出力情報発生部 ２９ 情報更新１部 ３０ 情報更新２部 ３１ スイッチ信号発生部 ３２ 双方向スイッチドライブ部 ４１ 電圧指令関数変換部 ４２ 電源電圧変換部 ４３ 出力線間電圧指令計算部 ４４ タイミング計算部 ４５ パターン発生部 ６１ 入力相情報検出部 ６２ 出力相情報検出部 ６３ 反転部 ６４ スイッチングパターン変換部 ６５ スイッチングパターン分配部 ６６ ONOFF 決定部 a 入力電流分配率 Be 基準信号 IC 入力電流指令の区間番号 IC1,IC2,IC3 入力電流指令の区間番号の二進数の三ビ
ット OC 出力電圧指令の区間番号 OC1,OC2,OC3 出力電圧指令の区間番号の二進数の三ビ
ット SP0h,SP1h,SP0m,SP1m スイッチングパターン Vrs 電源ｒ相とｓ相の間の線間電圧 Vst 電源ｓ相とｔ相の間の線間電圧 V * 出力相電圧指令の振幅 β ｒ相の電源相電圧の位相 γ ｒ相の入力電流指令の位相 ε 入力力率補償角 θv 出力相電圧指令の位相 整理番号 １２５１１
フロントページの続き (72)発明者 渡辺 英司 福岡県北九州市八幡西区黒崎城石２番１号 株式会社安川電機内
Claims (4)
- 【請求項１】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される9 個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、 前記三相交流電源電圧を入力して三相交流電源電圧位相
と少なくとも１相分の三相交流電源線間電圧を出力する
電源電圧検出部と、 前記三相交流電源電圧と同周波数で任意振幅の三相対称
正弦波を入力電流指令とし、前記三相交流電源電圧位相
を前記入力電流指令の位相とし、前記入力電流指令の位
相における前記入力電流指令の絶対値の中で、最小値と
中間値との比を入力電流分配率として出力する入力電流
分配率発生部と、 前記入力電流指令の位相における前記各入力電流指令の
絶対値の大小関係といずれか一つの絶対値の符号が判断
できる情報を入力情報として出力する入力情報発生部
と、 出力相電圧指令の位相を入力して前記出力相電圧指令の
位相において各出力相電圧指令の大小関係が判断できる
情報を出力情報として出力する出力情報発生部と、 前記出力相電圧指令の位相が、前記出力相電圧指令と同
周波数かつ同位相で振幅が１の三相対称正弦波の最大値
と最小値の差を出力電圧指令関数１として出力し、中間
値と最小値の差を出力電圧指令関数２として出力する出
力電圧指令関数発生部と、 出力電圧指令振幅を入力して、前記出力電圧指令関数１
と、前記出力電圧指令関数２と、前記三相交流電源線間
電圧と、前記入力電流指令の位相と、前記入力情報と、
前記入力電流分配率とによって、キャリア一周期に出力
相電圧指令が最大あるいは最小の出力相と入力電流指令
の絶対値が最小の入力相、中間の入力相、最大の入力相
の間の３個の双方向スイッチをONOFF する順番および各
双方向スイッチをONする時間をこの出力相のスイッチン
グパターンとして作成して出力し、キャリア一周期に出
力相電圧指令が中間の出力相と入力電流指令の絶対値が
最小の入力相、中間の入力相、最大の入力相の間の３個
の双方向スイッチをONOFFする順番および各双方向スイ
ッチをONする時間をこの出力相のスイッチングパターン
として作成して出力するスイッチングパターン作成部
と、 前記出力情報と前記入力情報と、前記スイッチングパタ
ーンによって、前記９個の双方向スイッチのキャリア一
周期のONOFF 信号を発生して出力するスイッチ信号発生
部と、 前記９個の双方向スイッチのONOFF 信号によって前記９
個の双方向スイッチを駆動するゲート信号を発生して出
力する双方向スイッチドライブ部とを有すことを特徴と
する三相/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 【請求項２】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される９個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、 前記三相交流電源電圧位相に入力力率補償角を足して前
記入力電流指令の位相として出力する加算部を前記電源
電圧検出部の出力側に有すことを特徴とする請求項１記
載の三相/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 【請求項３】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で、ＰＷＭ制御される９個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、 前記スイッチングパターン作成部から出力されたスイッ
チングパターンによってキャリア一周期の間に特定の期
間だけ前記出力情報と前記入力情報を前記スイッチ信号
発生部へ出力する情報更新部を前記スイッチ信号発生部
の入力側に有すことを特徴とする請求項１記載の三相/
三相ＰＷＭサイクロコンバータの制御装置。 - 【請求項４】 三相交流電源の各相と三相出力の各相と
を双方向に電流を流せ、かつ自己導通、自己遮断が可能
で，ＰＷＭ制御される９個の双方向スイッチで直接接続
する電力変換器のＰＷＭサイクロコンバータの制御装置
において、 前記三相交流電源電圧位相に前記入力力率補償角を足し
て前記入力電流指令の位相として出力する加算部と、 前記スイッチングパターン作成部から出力されたスイッ
チングパターンによってキャリア一周期の間に特定の期
間だけ前記出力情報と前記入力情報を前記スイッチ信号
発生部へ出力する情報更新部とを有することを特徴とす
る請求項１記載の三相/ 三相ＰＷＭサイクロコンバータ
の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14626698A JP3815529B2 (ja) | 1998-05-27 | 1998-05-27 | 三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP14626698A JP3815529B2 (ja) | 1998-05-27 | 1998-05-27 | 三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11341807A true JPH11341807A (ja) | 1999-12-10 |
| JP3815529B2 JP3815529B2 (ja) | 2006-08-30 |
Family
ID=15403861
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP14626698A Expired - Fee Related JP3815529B2 (ja) | 1998-05-27 | 1998-05-27 | 三相／三相ｐｗｍサイクロコンバータの制御装置 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3815529B2 (ja) |
Cited By (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2001251864A (ja) * | 2000-03-07 | 2001-09-14 | Yaskawa Electric Corp | ゲート信号出力装置 |
| JP2002354815A (ja) * | 2001-05-29 | 2002-12-06 | Yaskawa Electric Corp | Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電流制御方法とｐｗｍサイクロコンバータ装置 |
| WO2005060080A1 (ja) * | 2003-12-19 | 2005-06-30 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Ｐｗｍサイクロコンバータの入力電圧検出方法および装置 |
| JP2006020384A (ja) * | 2004-06-30 | 2006-01-19 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 電力変換器の制御装置 |
| JP2006129620A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Hitachi Ltd | マトリックスコンバータシステム |
| JP2006333611A (ja) * | 2005-05-25 | 2006-12-07 | Mitsubishi Electric Corp | 多相対多相電力変換装置 |
| JP2007185010A (ja) * | 2006-01-05 | 2007-07-19 | Fuji Electric Systems Co Ltd | 交流直接変換器の制御装置 |
| WO2007125828A1 (ja) | 2006-04-28 | 2007-11-08 | Daikin Industries, Ltd. | マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法 |
| US7701740B2 (en) | 2005-04-27 | 2010-04-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Apparatus for three phase PWM cycloconverter |
| JP2010527229A (ja) * | 2007-05-16 | 2010-08-05 | オーチス エレベータ カンパニー | マトリックスコンバータのパルス幅変調制御 |
| US7800929B2 (en) | 2004-03-31 | 2010-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Control method for PWM cyclo-converter by selectively turning on a two-way semiconductor switch and controller |
| EP2822167A2 (en) | 2013-06-28 | 2015-01-07 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Control of a matrix converter in the saturation area of the output voltages |
| WO2016177119A1 (zh) * | 2015-07-27 | 2016-11-10 | 中兴通讯股份有限公司 | 一种交流柴油发电机的控制方法及装置 |
-
1998
- 1998-05-27 JP JP14626698A patent/JP3815529B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (21)
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| GB2426357B (en) * | 2003-12-19 | 2007-05-23 | Yaskawa Denki Seisakusho Kk | Method and apparatus for detecting input voltage of PWM cycloconverter |
| US7800929B2 (en) | 2004-03-31 | 2010-09-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Control method for PWM cyclo-converter by selectively turning on a two-way semiconductor switch and controller |
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| JP2006129620A (ja) * | 2004-10-29 | 2006-05-18 | Hitachi Ltd | マトリックスコンバータシステム |
| US7701740B2 (en) | 2005-04-27 | 2010-04-20 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Apparatus for three phase PWM cycloconverter |
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| WO2007125828A1 (ja) | 2006-04-28 | 2007-11-08 | Daikin Industries, Ltd. | マトリックスコンバータおよびマトリックスコンバータの制御方法 |
| AU2007244502B2 (en) * | 2006-04-28 | 2010-05-13 | Daikin Industries, Ltd. | Matrix converter, and control method for the matrix converter |
| US7881087B2 (en) | 2006-04-28 | 2011-02-01 | Daikin Industries, Ltd. | Matrix converter and control method for the matrix converter |
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